JPS6123409A - 弛張発振器 - Google Patents
弛張発振器Info
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- JPS6123409A JPS6123409A JP59142306A JP14230684A JPS6123409A JP S6123409 A JPS6123409 A JP S6123409A JP 59142306 A JP59142306 A JP 59142306A JP 14230684 A JP14230684 A JP 14230684A JP S6123409 A JPS6123409 A JP S6123409A
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- JP
- Japan
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- output
- voltage
- inverter
- triangular wave
- transistor
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/50—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor
- H03K4/501—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator
- H03K4/502—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth voltage is produced across a capacitor the starting point of the flyback period being determined by the amplitude of the voltage across the capacitor, e.g. by a comparator the capacitor being charged from a constant-current source
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/354—Astable circuits
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、弛張発振器に係り、特に消費電力の少ない高
周波発振に好適な弛張発振器に関する。
周波発振に好適な弛張発振器に関する。
従来の安定化電源回路を構成するスイヅチングレギーレ
ータの動作を第１図第２図で説明す・る。
ータの動作を第１図第２図で説明す・る。
スイッチング素子１が０ルするとき、負荷２・Ｋは直接
入力電源３（電圧値Ｖｉｎ ）より、平滑・回路のコイ
ル４、容量５を通して電力が供給さ５れる。スイッチン
グ素子１がＯｆｆするときＫは０、上記０ル期間にコイ
ル４に蓄積されたエネルギ。
入力電源３（電圧値Ｖｉｎ ）より、平滑・回路のコイ
ル４、容量５を通して電力が供給さ５れる。スイッチン
グ素子１がＯｆｆするときＫは０、上記０ル期間にコイ
ル４に蓄積されたエネルギ。
−を、ダイオード６を通して負荷２に供給する。
ことにより、連続的に電力を供給することがで。
きる。このときの出力電圧ＶＯμｔは次式で表すこ１１
゜とができる。
゜とができる。
ここで、Ｔｏｎ ニスイツチング素子のｏｎ期間。
Ｔニスイツチング周期 、。
そこで、入力電圧Ｖｉｎの変動に対して、Ｔｏｎを制御
することＫより、出力電圧Ｖ０μｔを安定化することが
できる。
することＫより、出力電圧Ｖ０μｔを安定化することが
できる。
Ｔｏｎの制御は以下のよ５に行５゜出力電圧検出手段７
の出力と基準電圧源８とを誤差増幅器９に入力し、その
出力と三角波発振器１０の出力・を比較器１１に入力し
、ｐＷＭ波を出力する。第・２図に各部波形を示す。１
２は、三角波発振器１０゜の出力波形、１３は誤差増幅
器９の出力波形、１４゜は比較器１１の出力波形、１５
は平滑した出力電圧５波形である。入力室ＥＥＶｉｎが
下がったときには１、出力電圧Ｖｏｔｂｔも下がり、出
力電圧検出手段７よ。
の出力と基準電圧源８とを誤差増幅器９に入力し、その
出力と三角波発振器１０の出力・を比較器１１に入力し
、ｐＷＭ波を出力する。第・２図に各部波形を示す。１
２は、三角波発振器１０゜の出力波形、１３は誤差増幅
器９の出力波形、１４゜は比較器１１の出力波形、１５
は平滑した出力電圧５波形である。入力室ＥＥＶｉｎが
下がったときには１、出力電圧Ｖｏｔｂｔも下がり、出
力電圧検出手段７よ。
りこの変化が誤差増幅器９に入力される。そこ。
で、この誤差増幅器９の出力は下がり、比較器１１の出
力波形１４でｒｏｎが長くなる。したがって１．１出力
電圧は一定電圧ＶｏＬＬｔに安定化される。
力波形１４でｒｏｎが長くなる。したがって１．１出力
電圧は一定電圧ＶｏＬＬｔに安定化される。
この安定化電源回路において、小型・軽量化を図るには
、コイル４及び容量５を小型化しな。
、コイル４及び容量５を小型化しな。
ければならない。そこで、スイッチング周波数の高周波
化が必要である。すなわち、三角披見０，１振器１０の
発振周波数の高周波化する必要がある。
化が必要である。すなわち、三角披見０，１振器１０の
発振周波数の高周波化する必要がある。
従来の三角波発振器１０について第３図、第４図で説明
する。第３図は、三角波発振器１０のブロック図である
。定電流源１６ 、１７で容量１８に充放電することに
より、三角波出力が得られる。
する。第３図は、三角波発振器１０のブロック図である
。定電流源１６ 、１７で容量１８に充放電することに
より、三角波出力が得られる。
七の充放電の切換は、発生した三角波を入力と・するシ
ュミット・トリガ回路１９で行うことによ・す、三角波
発振器１０が実現できる。第４図はそ・の具体的な回路
図である。
ュミット・トリガ回路１９で行うことによ・す、三角波
発振器１０が実現できる。第４図はそ・の具体的な回路
図である。
定電流源２０の定電流をトランジスタ２１ 、２２に５
切換えて流すことにより容量１８に充放電を行う、。
切換えて流すことにより容量１８に充放電を行う、。
トランジスタ２１に流れるとき、トランジスタ２２゜に
は電流が流れないので、トランジスタ２３ 、２４゜Ｋ
も電流は流れず、トランジスタ２１より流れる。
は電流が流れないので、トランジスタ２３ 、２４゜Ｋ
も電流は流れず、トランジスタ２１より流れる。
電流は容量１８に充電される。逆に、トランジス１．。
り２２に電流が流れるとき、トランジスタ２３ 、２４
゜Ｋも電流が流れる。その時、トランジスタ２４の。
゜Ｋも電流が流れる。その時、トランジスタ２４の。
電流は、容量１８より流れる。すなわち、放電さ。
れることになる。次に、シュミット・トリガ回。
路の動作を説明する。三角波出力が下降してい１゜る時
、トランジスタ２６がＯｒＬシている。したがって、ト
ランジスタ２Ｂ 、 ２９ 、３０ 、３１に電流が流
れる。トランジスタ３１の電流はトランジスタ３２より
供給され、トランジスタ２７のベース電圧は低い電圧（
Ｖｌ）になっている。三角波入力（ト８３ 。
、トランジスタ２６がＯｒＬシている。したがって、ト
ランジスタ２Ｂ 、 ２９ 、３０ 、３１に電流が流
れる。トランジスタ３１の電流はトランジスタ３２より
供給され、トランジスタ２７のベース電圧は低い電圧（
Ｖｌ）になっている。三角波入力（ト８３ 。
ランジスタ２６のベース入力）がＶｌより下がると°、
トランジスタ２７が導通し、トランジスタ３３ 、３４
・に電流が流れる。トランジスタ３４の電流はトラ。
トランジスタ２７が導通し、トランジスタ３３ 、３４
・に電流が流れる。トランジスタ３４の電流はトラ。
ンジスタ３５に流れ、トランジスタ２７のベース電・王
は高い電圧（Ｖｌ）に変化する。この出力でトランジス
タ２１．２２を切換えてＯｎさせて、三角・波発振を実
現している。２５は定電圧源、３６は定・電流源、３７
、３８ 、３９は抵抗である。
は高い電圧（Ｖｌ）に変化する。この出力でトランジス
タ２１．２２を切換えてＯｎさせて、三角・波発振を実
現している。２５は定電圧源、３６は定・電流源、３７
、３８ 、３９は抵抗である。
この三角波発振器で高周波化に際して、パイ。
ポーラ・トランジスタが持つ蓄積時間でその周よ。
波数が制限されるし、また、その蓄積時間を少。
なくするためには、ベース電流を増加させる必。
要があり、消費電力の増加を招くという問題が。
ある。
〔発明の目的〕！。
本発明の目的は、前記した従来技術の欠点を。
な゛くし、三角波発振回路において消費電力の増。
加を伴なうことなく高周波化可能で簡単な三角。
波発振回路を提供することにある。
〔発明の概要〕 １ ・
４ 。
前記目的を達成するために、本発明では、Ｍ゛ＯＳ、Ｆ
ＥＴを用いたシュミット・トリガ回路・とするものであ
る。シュミット・トリガ回路の・２つのしきい値電圧は
、ＣＭＯ５構成とした・インバータのｐｒｏ ＳとＮＨ
Ｏ２の大きさを変５えることによりそのインバータのし
きい値電圧。
ＥＴを用いたシュミット・トリガ回路・とするものであ
る。シュミット・トリガ回路の・２つのしきい値電圧は
、ＣＭＯ５構成とした・インバータのｐｒｏ ＳとＮＨ
Ｏ２の大きさを変５えることによりそのインバータのし
きい値電圧。
を適当に設定した。ものを２種類つくり、その出。
力をＲＳフリップ７０ツブに入力し、シェミツ。
ト・トリガ回路とするものである。
〔発明の実施例〕１゜
以下、本発明の一実施例を第５図〜第７図に。
より説明する。第５図は、本発明のブロック図９、第６
図は、２種類のインバータの入出力特性、。
図は、２種類のインバータの入出力特性、。
第７図は、本発明の三角波発振器の各部波形図０、第８
図は、本実施例の具体的な回路図、第９図１゜は、他の
実施例の回路図である。
図は、本実施例の具体的な回路図、第９図１゜は、他の
実施例の回路図である。
第５図の本発明のブロック図で、第６図と同−個所及び
同等部分は、同一符号で示しである。
同等部分は、同一符号で示しである。
４０．４１はそれぞれしきい値電圧ＶｔＬを変えたイン
バータ、４２はインバータ、４３はＲＳフリップ・フロ
ップである。第６図のインバータの入出゛力特性で、４
４．４５はそれぞれインバータ４０ 、４１・の入出力
特性である。更に、第７図の三角披見・振器の各部波形
図で、４６は容量１８に発生する三・角波波形、４７は
インバータ４１の出力波形、４８はインバータ４０の出
力波形、４９はＲＳ ７１Ｊツブ・・フロップ４５の出
力波形である。
バータ、４２はインバータ、４３はＲＳフリップ・フロ
ップである。第６図のインバータの入出゛力特性で、４
４．４５はそれぞれインバータ４０ 、４１・の入出力
特性である。更に、第７図の三角披見・振器の各部波形
図で、４６は容量１８に発生する三・角波波形、４７は
インバータ４１の出力波形、４８はインバータ４０の出
力波形、４９はＲＳ ７１Ｊツブ・・フロップ４５の出
力波形である。
三角波波形４６の上昇している（Ｖ２以下）とき、イン
バータ４０の出力は既にロー・レベル、イン。
バータ４０の出力は既にロー・レベル、イン。
バーク４１の出力はハイ・レベルである。Ｖ２を越、。
えると、インバータ４１の出力がロー・レベルに。
変化して、ＲＳフリップ・フロップ４６０Ｒ入力がハイ
・レベルになる。そこで、ＲＳフリップ。
・レベルになる。そこで、ＲＳフリップ。
・フロップのＱ出力がリセットされ、容量１８と。
定電流源１７が接続されることになる。よって、１−容
量１８からの放電が始まり、三角波出力の下降部分にな
る。ここで、Ｖ２より下がるとインバータ４１の出力は
、ハイ・レベルになる。しかし、ＲＳＳフリップフロッ
プ４６のＱ出力は変化しない。更にＶｌより下がると、
インバータ４０の出力がハイ・レベルに変化して、ＲＥ
フリップ・フ・ロッゾのＱ出力はセットされ、容量１８
と定電流源１６を接続することになる。よって、容量１
８へ・の充電が始まり、三角波出力の土星部分となる。
量１８からの放電が始まり、三角波出力の下降部分にな
る。ここで、Ｖ２より下がるとインバータ４１の出力は
、ハイ・レベルになる。しかし、ＲＳＳフリップフロッ
プ４６のＱ出力は変化しない。更にＶｌより下がると、
インバータ４０の出力がハイ・レベルに変化して、ＲＥ
フリップ・フ・ロッゾのＱ出力はセットされ、容量１８
と定電流源１６を接続することになる。よって、容量１
８へ・の充電が始まり、三角波出力の土星部分となる。
ここで、ＶＩより上がるとインバータ４ｏの出力は、ロ
ー・レベルになる。しかし、ＲＳフリップ・。
ー・レベルになる。しかし、ＲＳフリップ・。
フロップ４３のＱ出力は変化しない。以上の動作を繰り
返すことにより、三角波発振器が実現できる。
返すことにより、三角波発振器が実現できる。
第８図の、本実施例の具体的な回路図で、第４．１図及
び第７図と同−個所及び同等部分は、同一符号で示しで
ある。５０ 、５１は定電流源、５２・５６・ 。
び第７図と同−個所及び同等部分は、同一符号で示しで
ある。５０ 、５１は定電流源、５２・５６・ 。
５４．５５．５６はｐ ＭＯＳ（ＦＥＴ’）、５７
、５８ 、５９゜６０はＮ−ＭＯＳ（ＦＥＴ）である。
、５８ 、５９゜６０はＮ−ＭＯＳ（ＦＥＴ）である。
ｐ−ＭＯ５５ｑ。
でＣ−ＭＯ５構成としたインバータにおいて・通常人力
電源３の電圧値のｉをしきい値電圧（両者のドレイン電
流が一致）としているものを、ＴＶ／Ｌの大ぎさを変え
て、両者のドレイン電流が一致す する電圧（し
きい値電圧）をＶＩに設定している。同様にして、ｐ−
ＭＯ５５６とＮ−ＭＯ５６ｏでＣ−ＭＯ５構成と７ ・ したインバータで、そのしきい値電圧なＶ２に設。
電源３の電圧値のｉをしきい値電圧（両者のドレイン電
流が一致）としているものを、ＴＶ／Ｌの大ぎさを変え
て、両者のドレイン電流が一致す する電圧（し
きい値電圧）をＶＩに設定している。同様にして、ｐ−
ＭＯ５５６とＮ−ＭＯ５６ｏでＣ−ＭＯ５構成と７ ・ したインバータで、そのしきい値電圧なＶ２に設。
定する。このように、簡単に任意のしきい値電゛圧に設
定することができるという効果がある。
定することができるという効果がある。
ｐ−ＭＯ５５２，５５とＮ ＭＯ５５７，５Ｂはそれ
ぞ゛れトランジスタ２１ 、２２及び２４ 、２３と同
等である−０ここで、ｐ−ＭＯ５５４は、レベルシフト
用であ゛す、ＲＳフリップ・フロップ４３のＱ出力のロ
ー゛・レベルが低すぎて、ｐ−ＭＯ５５５が非飽和領。
ぞ゛れトランジスタ２１ 、２２及び２４ 、２３と同
等である−０ここで、ｐ−ＭＯ５５４は、レベルシフト
用であ゛す、ＲＳフリップ・フロップ４３のＱ出力のロ
ー゛・レベルが低すぎて、ｐ−ＭＯ５５５が非飽和領。
域動作となるのを防止している。
第９図の、他の実施例の回路図において、第８図と同−
個所及び同等部分は、同一符号で示しである。６１．６
２はｐ ＭＯＳ（ＦＥＴ）、６３゜６４はＮ ＭＯ
Ｓ（ＰＥＴ）、６５ 、６６は定電圧源である。ここで
、ｐ ＭＯ５６１とＮ ＭＯ５６３のインバータを
通常と同一のＦｆ’／Ｌとしても、定電圧源６５を適尚
に変えることＫよりそのしきい。
個所及び同等部分は、同一符号で示しである。６１．６
２はｐ ＭＯＳ（ＦＥＴ）、６３゜６４はＮ ＭＯ
Ｓ（ＰＥＴ）、６５ 、６６は定電圧源である。ここで
、ｐ ＭＯ５６１とＮ ＭＯ５６３のインバータを
通常と同一のＦｆ’／Ｌとしても、定電圧源６５を適尚
に変えることＫよりそのしきい。
値電圧を任意に設定できるという効果がある。５更に、
そのしきい値電圧のばらつぎも小さくできるという効果
もある。
そのしきい値電圧のばらつぎも小さくできるという効果
もある。
・ ８ ・
本発明によれば、三角波発振器において、Ｍ。
０５ＦＥＴを用いて、更忙、Ｃ−ＭＯ５構成で゛簡単な
シュミット・トリガ回路が実現できるの゛で、簡単な回
路構成で消費電力の増加を伴なう゛ことなく高周波化で
きるという効果がある。
シュミット・トリガ回路が実現できるの゛で、簡単な回
路構成で消費電力の増加を伴なう゛ことなく高周波化で
きるという効果がある。
第１図は、スイツチング・レギュレータのブロック図、
第２図は、第１図の各部波形図、第３図は、従来の三角
波発振器のブロック図、第４図は、従来の三角波発振器
の具体的な回路図・、第５図は、本発明のブロック図、
第６図は、２・種類のインバータの入出力特性図、第７
図は、本発明の三角波発振器の各部波形図、第８図は。 本実施例の具体的な回路図、第９図は、他の実施例の回
路図である。 １６ 、１７・・・定電流源、１８・・・容量、４０
、４１・・・しき。 い値電圧を適当に変えたインバータ、４２・・・イン。 バーク、４６・・・ＲＳフリップ・フロップ、５０ 、
５１代理人弁理士 高 橋 明 夫 。 箪１ 図 篤２図 （ト） −一一一一一一上１５ 第３ 図 箋＋図 菓 テ 図 葛 乙 図 （ｂ）−「シ「ｌ■」−付 第８ 図 第 ９ 図
第２図は、第１図の各部波形図、第３図は、従来の三角
波発振器のブロック図、第４図は、従来の三角波発振器
の具体的な回路図・、第５図は、本発明のブロック図、
第６図は、２・種類のインバータの入出力特性図、第７
図は、本発明の三角波発振器の各部波形図、第８図は。 本実施例の具体的な回路図、第９図は、他の実施例の回
路図である。 １６ 、１７・・・定電流源、１８・・・容量、４０
、４１・・・しき。 い値電圧を適当に変えたインバータ、４２・・・イン。 バーク、４６・・・ＲＳフリップ・フロップ、５０ 、
５１代理人弁理士 高 橋 明 夫 。 箪１ 図 篤２図 （ト） −一一一一一一上１５ 第３ 図 箋＋図 菓 テ 図 葛 乙 図 （ｂ）−「シ「ｌ■」−付 第８ 図 第 ９ 図
Claims (1)
- １、第１の基準電位と接続した第１の定電流源と、第２
の基準電位と接続した第２の定電流源と、該２つの定電
流源と容量の接続を切換える切換手段で構成した弛張発
振器において、該弛張発振器の出力を入力とする、それ
ぞれ異なるしきい値電圧を持つ２つ以上のインバータと
、該インバータ群の出力を入力とするフリップ・フロッ
プを設け、該フリップ・フロップ出力で、上記切換手段
を働かせることを特徴とした弛張発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59142306A JPS6123409A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | 弛張発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59142306A JPS6123409A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | 弛張発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6123409A true JPS6123409A (ja) | 1986-01-31 |
| JPH0378004B2 JPH0378004B2 (ja) | 1991-12-12 |
Family
ID=15312297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59142306A Granted JPS6123409A (ja) | 1984-07-11 | 1984-07-11 | 弛張発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6123409A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03135107A (ja) * | 1989-10-19 | 1991-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 三角波発生器 |
| JPH03149918A (ja) * | 1989-11-06 | 1991-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 三角波発生器 |
-
1984
- 1984-07-11 JP JP59142306A patent/JPS6123409A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03135107A (ja) * | 1989-10-19 | 1991-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 三角波発生器 |
| JPH03149918A (ja) * | 1989-11-06 | 1991-06-26 | Mitsubishi Electric Corp | 三角波発生器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0378004B2 (ja) | 1991-12-12 |
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