JPH03135107A - 三角波発生器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、パルス幅変調（以下、ＰＷＭと称す）増幅
器に使用されるＰＷＭ変調器の構成要素として使用され
る三角波発生器に関するものである。

［従来の技術］ 原理的に高い効率が得られるＰＷＭ増幅器において、入
力信号を二値のＰＷＭ変調波とするＰＷＭ変調器の構成
要素として使用される三角波発生器には、所要のキャリ
ア周波数において精度の良い三角波形を発生することが
要求される。特に、音声信号の増幅に使用する場合は、
キャリア周波数を音声信号周波数に比べ十分高くとらね
ばならず、再生音声信号の歪を抑えるために、波形直線
部の精度が良いこと、波形頭頂部になまりがないこと、
波形の対称性が良い、つまり、出力三角波電圧の時間に
対する増加・減少の割合が等しいことなどが厳しく要求
される。

第４図は、例えば特開昭６２−６５２２号公報に示され
た従来の三角波発生器の回路図である。

同図において、（１）はコンデンサ、（９）は電源端子
、（１００）は上記コンデンサ（１）に接続される第１
の定電流源で、特性の揃りた２つのｐｎｐトランジスタ
Ｑ２０．Ｑ２１および抵抗Ｒ２０゜Ｒ２１により構成さ
れるカレントミラー回路である。

（１０１）は上記第１の定電流源（１００）のほぼ２倍
の電流を吸い込む第２の定電流源で、トランジスタＱ２
２とエミッタ抵抗Ｒ２２とにより構成されている。（１
０２）は上記第２の定電流源（１０１）の電流吸い込み
を制御するスイッチ回路で、トランジスタＱ２３と抵抗
Ｒ２３〜Ｒ２５とからなる。

（１０３）は上記第１および第２の定電流源（１００）
　。

（１０１）の電流値を規定する電流値調整回路で、抵抗
Ｒ２６〜Ｒ２８、ＩＣ化されたオペアンプＩＣ２０およ
びトランジスタＱ２４とからなる。

（１０４）は第１のコンパレータ、（１０５）は第２の
コンパレータ、　（１０６）はＲＳフリップフロップ回
路、（１０７）は直列に接続された抵抗Ｒ３０〜Ｒ３２
からなる分圧回路である。

つぎに、上記構成の動作について説明する。

まず、ＲＳフリップフロップ回路（１０６）の出力Ｑが
高レベル（以下、“Ｈ”と称す）であると、スイッチ回
路（１０２）中のトランジスタＱ２３がオンとなり、第
２の定電流源（１０１）中のトランジスタＱ２２をオフ
として電流の吸い込みを停止する。そのため、コンデン
サ（１）は第１の定電流源（１００）により充電され、
その端子電圧は直線的に増加してゆく。

このように、コンデンサ（１）の端子電圧が第１のコン
パレータ（１０４）の比較電圧ＶＵに達すると、この第
１のコンパレータ（１０４）の出力が“Ｈ”から低レベ
ル（以下、“Ｌ”と称す）となり、上記ＲＳフリップフ
ロップ回路（１０６）はセット状態となり、その出力Ｑ
が“Ｌ”となる。

ＲＳフリップフロップ回路（ｔＯａ）の出力Ｑが“Ｌ”
となると、トランジスタＱ２３がオフ状態となり、電流
値調整回路（１０３）の出力電位がトランジスタＱ２２
のベース電力に与えられることとなり、このトランジス
タＱ２２のコレクタ電極から第１の定電流源（１００）
の電流のほぼ２倍の電流の吸い込みが開始される。その
ため、コンデンサ（１）に第１の定電流源（１００）と
第２の定電流源（１０１）の差の電流が供給されて放電
されることになり、端子電圧が直線的に減少してゆく。

このとき、第１のコンパレータ（１０４）の出力は“Ｈ
″にもどる。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が第２のコ
ンパレータ（１０５）の比較電圧ＶＬに達すると、その
出力がＨ”からＬ″となり、ＲＳフリップフロップ回路
（１０Ｂ）はリセット状態となり、その出力ＱがＨ”と
なる。

このようにして再びトランジスタＱ２３がオン状態とな
り、第２の定電流源（１０１）の電流吸い込みが停止さ
れ、コンデンサ（１）の端子電圧が直線的に増加してゆ
く。このとき、第２のコンパレータ（ｔＯＳ）の出力は
“Ｈ”にもどる。

以上の動作の繰り返しにより、コンデンサ（１）には、
はぼＶＵとＶＬを上・下限とし、時間とともに直線的に
増加・減少を繰り返す電圧波形、すなわち、三角波が得
られることとなる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来の三角波発生器は以上のように構成されており、２
つのコンパレータ（１０４）　、　（１０５）　とＲＳ
フリップフロップ回路（１０６）を必要とし、構成が複
雑であり、素子数が多くなるという欠点があった。

また、コンデンサ（１）に充・放電をおこなう第１およ
び第２の定電流源（１００）　、　（１０１）が直接コ
ンデンサ（１）に接続されているため、定電流源の端子
電圧が三角波の出力電圧に応じて変化するという問題が
ある。特に、実用可能な定電流源の出力インピーダンス
は有限の値であるから、出力あるいは吸い込み電流値が
三角波の出力電圧に応じて若干変化し、出力波形が理想
的な三角波からはずれることとなる。

また、従来の三角波発生回路では第２の定電流源（１０
１）の電流吸い込みをトランジスタＱ２３によりオン・
オフしているが、このトランジスタＱ２３はオン時、飽
和領域にはいるためベース領域内の電化蓄積のため急速
にオフできず、時間遅れを生じ、そのため三角波出力周
波数が事実上、数１００にＨｚに制限される。また、第
２の定電流源（１０１）の電流吸い込み量が規定値に達
するにも、時間遅れが生じるため、三角波の出力波形の
頭頂部がなまるという問題があった。

さらに、従来の三角波発生回路において、その出力三角
波の対称性を確保するためには一方の定電流源の電流値
を正確に他方の２倍としなければならず、電流値調整回
路にオペアンプを使用するほかに、各回路部品にも高い
精度が要求されるという問題があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、簡易な構成で精度の良い三角波を発生するこ
とができる三角波発生器を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ この発明にかかる三角波発生器は、三角波出力となるコ
ンデンサの端子電圧の監視に、その入出力特性にヒステ
リシスをもつ電圧比較回路を使用するとともに、コンデ
ンサの充・放電を、この電圧比較回路の出力により選択
的に制御される２つのスイッチ手段を通してほぼ同一の
電流値をもつ２つの定電流源により、おこなうように構
成したことを特徴とする。

［作用］ この発明によれば、三角波出力電圧の上・下限値を電圧
比較回路のヒステリシスにより生じる二つの比較電圧値
とほぼ一致させることにより、従来の三角波発生器にお
いて、２つのコンパレータとＲＳフリップフロップ回路
とから構成されていた電圧監視部を単一の電圧比較回路
におきかえることが可能で、全体構成を簡素化すること
ができる。

また、三角波電圧を発生させるためのコンデンサへの充
電・放電を互いに連動し、はぼ同一の電流値をもつ２つ
の定電流源からスイッチ手段を通しておこなうことによ
り、自動的に出力三角波の対称性が得られる。さらに、
スイッチ手段として電流切り替え回路を使用することに
より、動作上の遅れ時間を短縮して、発生可能な周波数
の上限を上げることができるとともに精度の良い三角波
を発生することが可能となる。

［発明の実施例］ 以下、この発明の一実施例を図面にもとづいて説明する
。

第１図はこの発明の一実施例による三角波発生器の回路
図である。同図において、（１）はコンデンサ、（２）
はこのコンデンサ（１）　に接続される第１のスイッチ
手段、（３）は第１の定電流源、（４）は第２のスイッ
チ手段、（５）　は第２の定電流源、（６）は電圧比較
回路、（７）　は第１および第２の定電流源に接続され
る抵抗器、（８）は第１および第２のスイッチ手段に接
続され、これらに適当な動作電圧を与える分圧回路、（
９）は電源端子である。

つぎに、上記構成の動作について、各構成要素の詳細な
構成を混じえて順番に説明する。

まず、電圧比較回路（６）について説明する。なお、説
明の便宜上、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３およびＲ４の抵抗値
をすべて等しいｒとし、抵抗Ｒ５およびＲ６の抵抗値を
互いに等しく、かつ上記ｒにくらべて十分大きいものと
し、電流源Ｃ５Ｉ、Ｃ３２の抵抗値を互いに等しいｉと
する。

この電圧比較回路（６）では、トランジスタＱ１、Ｑ２
のベース電位を比較している。もし、トランジスタＱ１
のベース電位が高ければ、このトランジスタＱ１がオン
となり、トランジスタＱ２はオフとなるから、トランジ
スタＱ２のコレクタ電位はほぼ電源電圧Ｖｃｃとなり、
トランジスタＱ１のコレクタ電位は定電流源Ｃ３Ｉの電
流が抵抗器Ｒ２を通して流れることによる電圧降下のた
め、はぼ　Ｖｃｃ−ｒＸｉ　　となる。

このため、トランジスタＱｌ、Ｑ２の各コレクタ電極に
接続された二つのｐｎｐトランジスタＱ３、Ｑ４のうち
、一方のトランジスタＱ３がオン、他方のトランジスタ
Ｑ４がオフとなる。トランジスタＱ４のコレクタ電位は
ほぼグランド電位となり、トランジスタＱ３のコレクタ
電位は定電流源Ｃ５２が抵抗Ｒ３を通して流れることに
よリ、はぼ　ｒｘｉ　　となる。このときのトランジス
タＱ２ベース電位ＶＬは、はぼ Ｖ　Ｌ　＝　Ｖ　ｃ　ｃ　／　２−　ｒ　Ｘ　ｉ　／　
２となる。したがって、トランジスタＱ１のベース電位
がＶＬより高くなると、この状態（以下、第１の安定状
態と称す）が維持されるが、トランジスタＱ１のベース
電位がＶＬより少しでも下がると、このトランジスタＱ
１がオフとなり始めて、トランジスタＱ４がオンしてゆ
くことから、トランジスタＱ２のベース電位は上昇して
ゆくという正帰還がかかり、急速にもう一つの安定状態
（以下、第２の安定状態と称す）に移行することになる
。

上記第２の安定状態、すなわち、トランジスタＱ１より
もトランジスタＱ２のベース電位が高くなると、このト
ランジスタＱ２がオンとなり、トランジスタＱ１がオフ
となるから、トランジスタＱ１のコレクタ電位はほぼ電
源電圧Ｖｃｃとなり、このトランジスタＱ１のコレクタ
電位は定電流源Ｃ５Ｉの電流の抵抗Ｒ２での電圧降下の
ため、はぼ　Ｖｃｃ−ｒＸ　ｉ　　となる、このため、
トランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ４がオフとな
り、トランジスタＱ４のコレクタ電位はほぼグランド電
位、トランジスタＱ３のコレクタ電位は定電流源ＣＳ２
が抵抗Ｒ３を通して流れることにより、はぼ　ｒＸｉ　
　となる、このときのトランジスタＱ２のベース電位ｖ
Ｕは、はぼＶ　Ｕ　＝　Ｖ　ｃ　ｃ　／　２　＋　ｒ　
ｘ　ｉ　／　２となる。したがって、トランジスタＱ１
のベース電位がＶＵより低ければ、この第２の安定状態
が維持されるが、トランジスタＱ１のベース電位がＶＵ
より少しでも上がると、このトランジスタＱ１がオンと
なり始めて、トランジスタＱ４がオフしてゆくことから
、トランジスタＱ２のベース電位が下降してゆくという
正帰還がかかり、急速にもう一つの安定状態に移行する
ことになる。

以上の結果、電圧比較回路（６）は第２図で示すように
、入力電圧、つまり、トランジスタＱ１のベース電圧に
対してスレッショルド電圧ＶＬ。

ＶＵとなるヒステリシスをもつこととなる。

第１の定電流源（３）は、特性の揃った２つのｐｎｐ）
−ランジスタＱ７、Ｑ８で構成されるカレントミラー回
路であり、トランジスタＱ８のベース電極とコレクタ電
極は結ばれており、トランジスタＱ７のコレクタ電流は
トランジスタＱ８のコレクタ電流とほぼ等しくなる。こ
の場合、トランジスタＱ８のベース電流は無視し得るか
ら、抵抗器（７）に流れる電流と同等の電流がトランジ
スタＱ７から供給されることとなる。

第２の定電流源（５）は、特性の揃った２つのｐｎｐト
ランジスタＱｌｌ、Ｑ１２で構成されるカレントミラー
回路であり、トランジスタＱ１２のベース電極とコレク
タ電極は結ばれており、トランジスタＱｌｌのコレクタ
電流はトランジスタＱ１２のコレクタ電流とほぼ等しく
なることから、トランジスタＱｌｌには抵抗器（７）に
流れる電流と同等の電流が吸い込まれることとなる。

第１のスイッチ手段（２）は、特性の揃った２つのｐｎ
ｐトランジスタＱ５、Ｑ６と抵抗Ｒ７、Ｒ８で構成され
る電流切り替え回路であり、一方のトランジスタＱ６の
ベース電極には分圧回路（８）から上記電圧比較回路（
６）の第１、第２の安定状態でのトランジスタＱ２のコ
レクタ電位、Ｖｃｃおよび（Ｖｃｃ−ｒｘｉ）の間の適
当な電圧が与えられるから、このスイッチ手段（２）は
トランジスタＱ２がオンの場合、第１の定電流源（３）
の電流がトランジスタＱ５を通してコンデンサ（１）に
向けて出力され、トランジスタＱ２がオフの場合、トラ
ンジスタＱ５もオフとなって電流供給を停止するという
スイッチ動作をおこなう。

第２のスイッチ手段（４）は、特性の揃った２つのｎｐ
ｎトランジスタＱ９、ＱＩＯおよび抵抗Ｒ９、ＲＩＯで
構成される電流切り替え回路であり、トランジスタＱＩ
Ｏのベース電極には分圧回路（８）から上記電圧比較回
路（６）の第１、第２の安定状態でのトランジスタＱ３
のコレクタ電位、０および（Ｖｃｃ−ｒｘｆ）の間の適
当な電圧が与えられるから、このスイッチ手段（４）は
トランジスタＱ３がオンの場合、第２の定電流源（５）
の電流がトランジスタＱ９を通してコンデンサ（１）か
ら吸い込まれ、また、トランジスタＱ３がオフの場合、
トランジスタＱ９もオフとなって電流吸い込みを停止す
るというスイッチ動作をおこなう。

以上のような構成要素からなるものにおいて、まず、電
圧比較回路（６）が第１の安定状態にあると、トランジ
スタＱ２がオフ、トランジスタＱ３がオンであるから、
第１のスイッチ手段（２）を通してのコンデンサ（１）
の充電はおこなわれず、第２のスイッチ手段（４）を通
して定電流源（５）への放電のみがおこなわれる。その
ため、コンデンサ（１）の端子電圧、すなわち、トラン
ジスタＱ１のベース電位が時間とともに直線的に減少し
てゆく。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が上記ＶＬ
に達すると、電圧比較回路（６）は急速に第２の安定状
態に移行する。

第２の安定状態になると、トランジスタＱ２がオン、ト
ランジスタＱ３がオフとなり、第１のスイッチ手段（２
）　を通して定電流源（３）からコンデンサ（１）への
充電がおこなわれ、第２のスイッチ手段（４）を通して
の放電は停止される。そのため、コンデンサ（１）の端
子電圧、すなわち、トランジスタＱ１のベース電位が時
間とともに直線的に増加してゆく。

このようにしてコンデンサ（１）の端子電圧が上記ＶＵ
に達すると、電圧比較回路（６）は再び急速に第１の安
定状態に移行する。

以上の動作の繰り返しにより、第３図で示すように、コ
ンデンサ（１）には、はぼＶＵとＶＬを上・下限とし、
時間とともに直線的に増加・減少を繰り返す電圧波形、
すなわち、所定の三角波が得られることとなる。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、ヒステリシス特性を
もつ電圧比較器を使用して、その２つのスレッショルド
により三角波発生の出力電圧を規定するものであるから
、全体の回路構成が簡単となり、必要な素子数も減少す
ることができる。

また、２つの定電流源からコンデンサへの充放電切り替
えをおこなうスイッチ手段として電流切り替え回路を用
いる場合は、定電流源の端子電圧は構成上、電流切り替
え回路を構成する２つのトランジスタのエミッタ電位と
なる。このエミッタ電位は分圧回路からスイッチ手段に
与えられる電圧がほぼ一定となるように構成すると、ス
イッチ手段の動作状態にかかわらずほぼ一定となるから
、２つの定電流源の出力あるいは吸い込み電流は三角波
の出力電圧に無関係にそれぞれ一定の値となるため、簡
易な構成でありながら非常に精度の良い三角波を発生さ
せることができる。

また、スイッチ手段として、上述のとおり電流切り替え
回路を用いることにより、この電流切り替え回路の２つ
のトランジスタが、いずれも遮断・能動領域で動作し、
飽和領域に入らないことから、動作が高速となり、三角
波周波数の上限を引き上げることができるとともに波形
頭頂部のなまりをなくし得るという効果も奏する。

さらに、２つの定電流源として、カレントミラー回路を
使用してそれぞれの電流入力を結合し、それぞれの電流
値がたがいに連動するよう構成することにより、自動的
に出力三角波の対称性が保たれるという効果をも奏する
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による三角波発生器の回路
図、第２図はこの発明の一実施例における電圧比較回路
の特性を示す説明図、第３図はこの発明の一実施例の動
作を説明する各部波形図、第４図は従来の三角波発生器
の回路図である。 （１）・・・コンデンサ、（２）・・・Ｓｌのスイッチ
手段、（３）・・・第１の定電流源、（４）・・・第２
のスイッチ手段、（５）・・・第２の定電流源、（６）
・・・電圧比較回路、（７）・・・抵抗器、（８）・・
・分圧回路、（９）・・・電源端子。 なお、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の定電流源と、この第１の定電流源に直列に
   接続される第１のスイッチ手段と、この第１のスイッチ
   手段に直列に接続される第２のスイッチ手段と、この第
   ２のスイッチ手段に直列に接続され上記第１の定電流源
   とほぼ同じ値の電流を吸い込む第２の定電流源と、上記
   第１および第２のスイッチ手段の接続点と基準電位点と
   の間に接続されたコンデンサと、その入出力特性にヒス
   テリシスを有し上記コンデンサの端子電圧を監視する電
   圧比較回路とを備え、上記電圧比較回路の出力に応じて
   上記第１および第２のスイッチ手段のいずれか一方を選
   択的に活性化させるように構成され、かつ、上記コンデ
   ンサの端子電圧を三角波信号として出力するように構成
   したことを特徴とする三角波発生器。