JP2623739B2 - 鋸歯状発振回路 - Google Patents
鋸歯状発振回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はスイッチング電源に使用されるスイッチング
周波数を決定する鋸歯状発振回路に関するものである。
周波数を決定する鋸歯状発振回路に関するものである。
従来の技術 従来、この種の鋸歯状発振回路は、第３図に示すよう
な構成であった。第３図において、１は内部基準電源で
回路動作電圧源および基準電圧源として使用され、2,3,
31はソース型定電流回路であらかじめ設定された一定電
流を放出し、４〜６はシンク型定電流回路であらかじめ
設定された一定電流を吸収し、９はコンデンサで充放電
されることで鋸歯状波電圧を両端に発生させ、10,11お
よび28,29はNPNトランジスタでカレントミラー回路を構
成し、12〜17はNPNトランジスタでそれぞれ比較増幅回
路を構成しており、18,19はPNPトランジスタで比較増幅
回路を構成しており、30はNPNトランジスタでNPNトラン
ジスタ10・11で構成されるカレントミラー回路をオンオ
フし、20〜26は抵抗で内部基準電圧源１を分圧して種々
の電圧を供給し、27は出力端子でコンデンサ９の両端に
接続される。以下に従来例の動作について説明する。
な構成であった。第３図において、１は内部基準電源で
回路動作電圧源および基準電圧源として使用され、2,3,
31はソース型定電流回路であらかじめ設定された一定電
流を放出し、４〜６はシンク型定電流回路であらかじめ
設定された一定電流を吸収し、９はコンデンサで充放電
されることで鋸歯状波電圧を両端に発生させ、10,11お
よび28,29はNPNトランジスタでカレントミラー回路を構
成し、12〜17はNPNトランジスタでそれぞれ比較増幅回
路を構成しており、18,19はPNPトランジスタで比較増幅
回路を構成しており、30はNPNトランジスタでNPNトラン
ジスタ10・11で構成されるカレントミラー回路をオンオ
フし、20〜26は抵抗で内部基準電圧源１を分圧して種々
の電圧を供給し、27は出力端子でコンデンサ９の両端に
接続される。以下に従来例の動作について説明する。
内部基準電圧源１に接続されたソース型定電流回路２
によりコンデンサ９は絶えず充電されておりコンデンサ
９の両端電圧は直線的に増加する。コンデンサ９の両端
電圧はNPNトランジスタ14,15およびシンク型定電流回路
４により構成される第１の比較増幅回路で、抵抗20,21,
22の分圧比で決定される上限電圧V(H)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。ここで、VREFは内
部基準電圧源１の電圧値であり、R20,R21,R22はそれぞ
れ抵抗20,21,22の抵抗値を示している。コンデンサ９の
両端電圧が前記上限電圧を越えると、前記第１の比較増
幅回路のNPNトランジスタ14がオンし、NPNトランジスタ
16,17および抵抗23〜26およびシンク型定電流回路５で
構成されるフリップフロップ回路のNPNトランジスタ16
をオフさせると同時にもう一方のNPNトランジスタ17を
オンさせる。さらにPNPトランジスタ18,19およびソース
型定電流回路31より構成される第２の比較増幅回路のPN
Pトランジスタ18のベースがNPNトランジスタ17のコレク
タに接続され、PNPトランジスタ19のベースがNPNトラン
ジスタ16のコレクタに接続されているため、PNPトラン
ジスタ18がオンしソース型定電流回路31の電流が第１の
カレントミラー回路を構成するNPNトランジスタ29のベ
ースおよびコレクタの接続点に供給されるため、前記第
１のカレントミラー回路の一方であるNPNトランジスタ2
8がオンしてNPNトランジスタ30のベースをショートする
ため、NPNトランジスタ30はオフする。一方、ソース型
定電流回路３は第２のカレントミラー回路を構成するNP
Nトランジスタ10のベースおよびコレクタの接続点に絶
えず一定電流を供給しようとするが、NPNトランジスタ1
0のベースに接続されたNPNトランジスタ30により第２の
カレントミラーは遮断されトランジスタ11はオフ状態と
なる。ところが、NPNトランジスタ30がオフすること
で、前記第２のカレントミラー回路は動作し、前記第２
のカレントミラー回路の一方であるコンデンサ９に接続
されたNPNトランジスタ11がオンして、コンデンサ９を
ソース型定電流回路３と同じ電流で放電する。ここで、
コンデンサ９の充電電流、すなわちソース型定電流回路
２の電流より、放電電流、すなわちソース型定電流回路
３の電流をあらかじめ大きく設定しておけば、コンデン
サ９の両端電圧は直線的に下降することになる。
によりコンデンサ９は絶えず充電されておりコンデンサ
９の両端電圧は直線的に増加する。コンデンサ９の両端
電圧はNPNトランジスタ14,15およびシンク型定電流回路
４により構成される第１の比較増幅回路で、抵抗20,21,
22の分圧比で決定される上限電圧V(H)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。ここで、VREFは内
部基準電圧源１の電圧値であり、R20,R21,R22はそれぞ
れ抵抗20,21,22の抵抗値を示している。コンデンサ９の
両端電圧が前記上限電圧を越えると、前記第１の比較増
幅回路のNPNトランジスタ14がオンし、NPNトランジスタ
16,17および抵抗23〜26およびシンク型定電流回路５で
構成されるフリップフロップ回路のNPNトランジスタ16
をオフさせると同時にもう一方のNPNトランジスタ17を
オンさせる。さらにPNPトランジスタ18,19およびソース
型定電流回路31より構成される第２の比較増幅回路のPN
Pトランジスタ18のベースがNPNトランジスタ17のコレク
タに接続され、PNPトランジスタ19のベースがNPNトラン
ジスタ16のコレクタに接続されているため、PNPトラン
ジスタ18がオンしソース型定電流回路31の電流が第１の
カレントミラー回路を構成するNPNトランジスタ29のベ
ースおよびコレクタの接続点に供給されるため、前記第
１のカレントミラー回路の一方であるNPNトランジスタ2
8がオンしてNPNトランジスタ30のベースをショートする
ため、NPNトランジスタ30はオフする。一方、ソース型
定電流回路３は第２のカレントミラー回路を構成するNP
Nトランジスタ10のベースおよびコレクタの接続点に絶
えず一定電流を供給しようとするが、NPNトランジスタ1
0のベースに接続されたNPNトランジスタ30により第２の
カレントミラーは遮断されトランジスタ11はオフ状態と
なる。ところが、NPNトランジスタ30がオフすること
で、前記第２のカレントミラー回路は動作し、前記第２
のカレントミラー回路の一方であるコンデンサ９に接続
されたNPNトランジスタ11がオンして、コンデンサ９を
ソース型定電流回路３と同じ電流で放電する。ここで、
コンデンサ９の充電電流、すなわちソース型定電流回路
２の電流より、放電電流、すなわちソース型定電流回路
３の電流をあらかじめ大きく設定しておけば、コンデン
サ９の両端電圧は直線的に下降することになる。
コンデンサ９の両端電圧は下降するが、コンデンサ９
の両端電圧はNPNトランジスタ12,13およびシンク型定電
流回路６により構成される第３の比較増幅回路で、抵抗
20,21,22の分圧比で決定される下限電圧V(L)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。コンデンサ９の両
端電圧が前記下限電圧を越えると、前記第３の比較増幅
回路のNPNトランジスタ13がオンし、前記フリップフロ
ップ回路のNPNトランジスタ17をオフさせると同時にも
う一方のNPNトランジスタ16をオンさせる。さらに前記
第２の比較増幅回路のPNPトランジスタ18のベースがNPN
トランジスタ17のコレクタに接続され、PNPトランジス
タ19のベースがNPNトランジスタ16のコレクタに接続さ
れているため、PNPトランジスタ19がオンしソース型定
電流回路31の電流はPNPトランジスタ19を介して流れる
ため、前記第１のカレントミラー回路のNPNトランジス
タ29のベースおよびコレクタの接続点には流れなくな
り、前記第１のカレントミラー回路の一方であるNPNト
ランジスタ28はオフすると同時にPNPトランジスタ19を
介してソース型定電流回路31の電流はNPNトランジスタ3
0のベースに供給されるため、NPNトランジスタ30はオン
することで前記第２のカレントミラー回路に供給される
ソース型定電流回路３の一定電流を遮断する。これによ
り前記第２のカレントミラー回路の一方であるコンデン
サ９に接続されたNPNトランジスタ11はオフして、ソー
ス型定電流回路２によりコンデンサ９は再び充電され直
線的に上昇を始める。以上の動作をくり返すことによ
り、コンデンサ９の両端電圧に接続された出力端子27に
は鋸歯状発振波形が出力される。
の両端電圧はNPNトランジスタ12,13およびシンク型定電
流回路６により構成される第３の比較増幅回路で、抵抗
20,21,22の分圧比で決定される下限電圧V(L)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。コンデンサ９の両
端電圧が前記下限電圧を越えると、前記第３の比較増幅
回路のNPNトランジスタ13がオンし、前記フリップフロ
ップ回路のNPNトランジスタ17をオフさせると同時にも
う一方のNPNトランジスタ16をオンさせる。さらに前記
第２の比較増幅回路のPNPトランジスタ18のベースがNPN
トランジスタ17のコレクタに接続され、PNPトランジス
タ19のベースがNPNトランジスタ16のコレクタに接続さ
れているため、PNPトランジスタ19がオンしソース型定
電流回路31の電流はPNPトランジスタ19を介して流れる
ため、前記第１のカレントミラー回路のNPNトランジス
タ29のベースおよびコレクタの接続点には流れなくな
り、前記第１のカレントミラー回路の一方であるNPNト
ランジスタ28はオフすると同時にPNPトランジスタ19を
介してソース型定電流回路31の電流はNPNトランジスタ3
0のベースに供給されるため、NPNトランジスタ30はオン
することで前記第２のカレントミラー回路に供給される
ソース型定電流回路３の一定電流を遮断する。これによ
り前記第２のカレントミラー回路の一方であるコンデン
サ９に接続されたNPNトランジスタ11はオフして、ソー
ス型定電流回路２によりコンデンサ９は再び充電され直
線的に上昇を始める。以上の動作をくり返すことによ
り、コンデンサ９の両端電圧に接続された出力端子27に
は鋸歯状発振波形が出力される。
ここで、抵抗23,24,25,26は第２の比較増幅回路を構
成するPNPトランジスタ18,19のベース電圧を設定し、フ
リップフロップ回路の各状態におけるベース電圧差を極
力小さく設定し、前記第２の比較増幅回路の動作を高速
化している。さらに鋸歯状発振波形は、ソース型定電流
回路2,3の設定電流値および前記上限電圧V(H),下限電圧
V(L)の設定電圧値およびコンデンサ９の容量値により変
化する。
成するPNPトランジスタ18,19のベース電圧を設定し、フ
リップフロップ回路の各状態におけるベース電圧差を極
力小さく設定し、前記第２の比較増幅回路の動作を高速
化している。さらに鋸歯状発振波形は、ソース型定電流
回路2,3の設定電流値および前記上限電圧V(H),下限電圧
V(L)の設定電圧値およびコンデンサ９の容量値により変
化する。
第４図は従来回路の各部の動作波形を示しており、
（ａ）はコンデンサ９の両端電圧波形VCであり、前記上
限電圧V(H)と下限電圧V(L)を示し、（ｂ）はNPNトラン
ジスタ11のコレクタ電流波形IC11を示し、（ｃ）はNPN
トランジスタ11のベース電圧波形VBE11を示している。
第４図でt1〜t2はコンデンサ９がソース型定電流回路２
により電流I2で充電されている期間を示し、t2は前記第
１の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前
記第２の比較増幅回路および前記第１のカレントミラー
回路が動作し前記第２のカレントミラー回路にソース型
定電流回路３から電流I3が印加された点であり、t2〜t3
は前記第２のカレントミラー回路の動作遅れ、すなわち
NPNトランジスタ10,11のベース容量が電流I3により充電
されてNPNトランジスタ11がオンするまでの遅れ期間を
示し、t3〜t4はコンデンサ９が前記第２のカレントミラ
ー回路のミラー電流I3と前記充電電流I2との差で放電さ
れている期間を示しており、t4は前記第３の比較増幅回
路およびフリップフロップ回路および前記第２の比較増
幅回路および前記第１のカレントミラー回路が動作し前
記第２のカレントミラー回路の供給電流I3を遮断した点
であり、この時の動作遅れはほとんどない。ここで、ソ
ース型定電流回路３の電流I3を大きくすれば、前記第２
のカレントミラー回路の動作遅れを小さくすることは可
能だが、同時にソース型定電流回路２の電流I2とコンデ
ンサ９の容量も比例して大きくしなければならず消費電
力が大幅に増加することになる。
（ａ）はコンデンサ９の両端電圧波形VCであり、前記上
限電圧V(H)と下限電圧V(L)を示し、（ｂ）はNPNトラン
ジスタ11のコレクタ電流波形IC11を示し、（ｃ）はNPN
トランジスタ11のベース電圧波形VBE11を示している。
第４図でt1〜t2はコンデンサ９がソース型定電流回路２
により電流I2で充電されている期間を示し、t2は前記第
１の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前
記第２の比較増幅回路および前記第１のカレントミラー
回路が動作し前記第２のカレントミラー回路にソース型
定電流回路３から電流I3が印加された点であり、t2〜t3
は前記第２のカレントミラー回路の動作遅れ、すなわち
NPNトランジスタ10,11のベース容量が電流I3により充電
されてNPNトランジスタ11がオンするまでの遅れ期間を
示し、t3〜t4はコンデンサ９が前記第２のカレントミラ
ー回路のミラー電流I3と前記充電電流I2との差で放電さ
れている期間を示しており、t4は前記第３の比較増幅回
路およびフリップフロップ回路および前記第２の比較増
幅回路および前記第１のカレントミラー回路が動作し前
記第２のカレントミラー回路の供給電流I3を遮断した点
であり、この時の動作遅れはほとんどない。ここで、ソ
ース型定電流回路３の電流I3を大きくすれば、前記第２
のカレントミラー回路の動作遅れを小さくすることは可
能だが、同時にソース型定電流回路２の電流I2とコンデ
ンサ９の容量も比例して大きくしなければならず消費電
力が大幅に増加することになる。
また、トランジスタ30は過度に飽和状態となっている
ため、そのトランジスタ30がオフするのに要する時間は
蓄積効果の影響で長くなり、I3を大きくしてもオーバー
シュートを減少させることは不可能となる。
ため、そのトランジスタ30がオフするのに要する時間は
蓄積効果の影響で長くなり、I3を大きくしてもオーバー
シュートを減少させることは不可能となる。
発明が解決しようとする課題 このような従来の構成では、各比較増幅回路の動作遅
れおよびカレントミラー回路の動作遅れにより、鋸歯状
発振波形の振幅が発振周波数を高くすればする程、オー
バーシュートが大きくなり設定振幅より大きくなるた
め、高範囲な周波数に渡り安定した鋸歯状発振波形が得
られなくなり、鋸歯状発振回路の使用上限周波数は約50
0KHzが限度であった。
れおよびカレントミラー回路の動作遅れにより、鋸歯状
発振波形の振幅が発振周波数を高くすればする程、オー
バーシュートが大きくなり設定振幅より大きくなるた
め、高範囲な周波数に渡り安定した鋸歯状発振波形が得
られなくなり、鋸歯状発振回路の使用上限周波数は約50
0KHzが限度であった。
第５図は発振波形振幅と発振周波数の関係を示してい
る。特に、カレントミラー回路の遅れは、カレントミラ
ー回路に印加する電流値が小さな程大きくなるため鋸歯
状発振波形の設定が制限されるなどの課題があった。
る。特に、カレントミラー回路の遅れは、カレントミラ
ー回路に印加する電流値が小さな程大きくなるため鋸歯
状発振波形の設定が制限されるなどの課題があった。
本発明はこのような課題を解決するもので、カレント
ミラー回路の動作遅れを最小にすることが可能となり、
広範囲な周波数に渡り安定した鋸歯状発振波形を得るこ
とを目的とするものである。
ミラー回路の動作遅れを最小にすることが可能となり、
広範囲な周波数に渡り安定した鋸歯状発振波形を得るこ
とを目的とするものである。
課題を解決するための手段 上記課題を解決するために本発明はコンデンサに接続
された第１の定電流源により絶えず充電電流を供給され
ると同時に、前記コンデンサに接続された第２の定電流
源は絶えず前記第１の定電流源の充電電流より小さな電
流量で放電するように構成され、前記コンデンサの両端
電圧をあらかじめ設定された電圧幅で検出し、前記コン
デンサの両端電圧が前記設定された電圧幅の上限を越え
ると前記第２の定電流源の放電電流を前記第１の定電流
源の電流量以上に増加させることで放電し、前記コンデ
ンサの両端電圧が前記設定された電圧幅の下限を越える
と前記第２の定電流源の放電電流の増加分を遮断するよ
うに構成され、前記コンデンサの両端に鋸歯状発振波形
を発生させるように構成したものである。
された第１の定電流源により絶えず充電電流を供給され
ると同時に、前記コンデンサに接続された第２の定電流
源は絶えず前記第１の定電流源の充電電流より小さな電
流量で放電するように構成され、前記コンデンサの両端
電圧をあらかじめ設定された電圧幅で検出し、前記コン
デンサの両端電圧が前記設定された電圧幅の上限を越え
ると前記第２の定電流源の放電電流を前記第１の定電流
源の電流量以上に増加させることで放電し、前記コンデ
ンサの両端電圧が前記設定された電圧幅の下限を越える
と前記第２の定電流源の放電電流の増加分を遮断するよ
うに構成され、前記コンデンサの両端に鋸歯状発振波形
を発生させるように構成したものである。
作用 この構成により、コンデンサの充放電を行う各定電流
源の動作を絶えず能動状態に維持することで、定電流源
の応答動作を改善することにより動作遅れを最小にする
ものである。
源の動作を絶えず能動状態に維持することで、定電流源
の応答動作を改善することにより動作遅れを最小にする
ものである。
実施例 第１図は本発明の一実施例による鋸歯状発振回路の回
路構成図である。第１図において、第３図と同じものは
同一の符号を記し説明は省略する。１は内部基準電源で
あり、2,3はソース型定電流回路であり、４〜６はシン
ク型定電流回路であり、９はコンデンサであり、10〜17
はNPNトランジスタであり、18,19はPNPトランジスタで
あり、20〜26は抵抗であり、27は出力端子である。７は
ソース型定電流回路でありNPNトランジスタ10,11で構成
されるカレントミラー回路のベースにあらかじめ設定さ
れた一定電流を絶えず供給し、８はソース型定電流回路
であり前記ソース型定電流回路２と並列に接続され、あ
らかじめ設定された一定電流を絶えずコンデンサ９に充
電する。以下に本発明の実施例の動作について説明す
る。内部基準電圧源１に接続されたソース型定電流回路
2,8によりコンデンサ９は絶えず充電されると同時に一
部ソース型定電流回路７と同じ電流がNPNトランジスタ1
0,11で構成されるカレントミラー回路で放電されている
が、コンデンサ９の両端電圧は直線的に増加する。コン
デンサ９の両端電圧はNPNトランジスタ14,15およびシン
ク型定電流回路４により構成される第１の比較増幅回路
で、抵抗20,21,22の分圧比で決定される上限電圧V(H)す
なわち、 で決定される電圧と比較されている。ここで、VREFは内
部基準電圧源１の電圧値であり、R20,R21,R22はそれぞ
れ抵抗20,21,22の抵抗値を示している。コンデンサ９の
両端電圧が前記上限電圧を越えると、前記第１の比較増
幅回路のNPNトランジスタ14がオンし、NPNトランジスタ
16,17および抵抗23〜26およびシンク型定電流回路５で
構成されるフリップフロップ回路のNPNトランジスタ16
をオフさせると同時にもう一方のNPNトランジスタ17を
オンさせる。さらにPNPトランジスタ18,19およびソース
型定電流回路３より構成される第２の比較増幅回路のPN
Pトランジスタ18のベースがNPNトランジスタ17のコレク
タに接続され、PNPトランジスタ19のベースがNPNトラン
ジスタ16のコレクタに接続されているため、PNPトラン
ジスタ18がオンしソース型定電流回路３の電流が前記カ
レントミラー回路を構成するNPNトランジスタ10のベー
スおよびコレクタの接続点にすでに供給されているソー
ス型定電流回路７の電流に加えて供給されるため、前記
カレントミラー回路の一方であるコンデンサ９に接続さ
れたNPNトランジスタ11の放電電流が増加して、コンデ
ンサ９をソース型定電流回路３および７の合成電流と同
じ電流で放電する。ここで、コンデンサ９の充電電流す
なわちソース型定電流回路２および８の電流より、放電
電流すなわちソース型定電流回路３および７の電流をあ
らかじめ大きく設定しておけば、コンデンサ９の両端電
圧は直線的に下降することになる。
路構成図である。第１図において、第３図と同じものは
同一の符号を記し説明は省略する。１は内部基準電源で
あり、2,3はソース型定電流回路であり、４〜６はシン
ク型定電流回路であり、９はコンデンサであり、10〜17
はNPNトランジスタであり、18,19はPNPトランジスタで
あり、20〜26は抵抗であり、27は出力端子である。７は
ソース型定電流回路でありNPNトランジスタ10,11で構成
されるカレントミラー回路のベースにあらかじめ設定さ
れた一定電流を絶えず供給し、８はソース型定電流回路
であり前記ソース型定電流回路２と並列に接続され、あ
らかじめ設定された一定電流を絶えずコンデンサ９に充
電する。以下に本発明の実施例の動作について説明す
る。内部基準電圧源１に接続されたソース型定電流回路
2,8によりコンデンサ９は絶えず充電されると同時に一
部ソース型定電流回路７と同じ電流がNPNトランジスタ1
0,11で構成されるカレントミラー回路で放電されている
が、コンデンサ９の両端電圧は直線的に増加する。コン
デンサ９の両端電圧はNPNトランジスタ14,15およびシン
ク型定電流回路４により構成される第１の比較増幅回路
で、抵抗20,21,22の分圧比で決定される上限電圧V(H)す
なわち、 で決定される電圧と比較されている。ここで、VREFは内
部基準電圧源１の電圧値であり、R20,R21,R22はそれぞ
れ抵抗20,21,22の抵抗値を示している。コンデンサ９の
両端電圧が前記上限電圧を越えると、前記第１の比較増
幅回路のNPNトランジスタ14がオンし、NPNトランジスタ
16,17および抵抗23〜26およびシンク型定電流回路５で
構成されるフリップフロップ回路のNPNトランジスタ16
をオフさせると同時にもう一方のNPNトランジスタ17を
オンさせる。さらにPNPトランジスタ18,19およびソース
型定電流回路３より構成される第２の比較増幅回路のPN
Pトランジスタ18のベースがNPNトランジスタ17のコレク
タに接続され、PNPトランジスタ19のベースがNPNトラン
ジスタ16のコレクタに接続されているため、PNPトラン
ジスタ18がオンしソース型定電流回路３の電流が前記カ
レントミラー回路を構成するNPNトランジスタ10のベー
スおよびコレクタの接続点にすでに供給されているソー
ス型定電流回路７の電流に加えて供給されるため、前記
カレントミラー回路の一方であるコンデンサ９に接続さ
れたNPNトランジスタ11の放電電流が増加して、コンデ
ンサ９をソース型定電流回路３および７の合成電流と同
じ電流で放電する。ここで、コンデンサ９の充電電流す
なわちソース型定電流回路２および８の電流より、放電
電流すなわちソース型定電流回路３および７の電流をあ
らかじめ大きく設定しておけば、コンデンサ９の両端電
圧は直線的に下降することになる。
コンデンサ９の両端電圧は下降するが、コンデンサ９
の両端電圧はNPNトランジスタ12,13およびシンク型定電
流回路６により構成される第３の比較増幅回路で、抵抗
20,21,22の分圧比で決定される下限電圧V(L)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。コンデンサ９の両
端電圧が前記下限電圧を越えると、前記第３の比較増幅
回路のNPNトランジスタ13がオンし、前記フリップフロ
ップ回路のNPNトランジスタ17をオフさせると同時にも
う一方のNPNトランジスタ16をオンさせる。さらに前記
第２の比較増幅回路のPNPトランジスタ18のベースがNPN
トランジスタ17のコレクタに接続され、PNPトランジス
タ19のベースがNPNトランジスタ16のコレクタに接続さ
れているため、PNPトランジスタ19がオンしソース型定
電流回路３の電流はPNPトランジスタ19を介して流れ、
前記カレントミラー回路のNPNトランジスタ10のベース
およびコレクタの接続点には流れなくなるため、コンデ
ンサ９に接続されたNPNトランジスタ11の放電電流はソ
ース型定電流回路７の電流のみとなり、ソース型定電流
回路２および８によりコンデンサ９は再び充電され直線
的に上昇を始める。以上の動作をくり返すことにより、
コンデンサ９の両端電圧に接続された出力端子27には鋸
歯状発振波形が出力される。
の両端電圧はNPNトランジスタ12,13およびシンク型定電
流回路６により構成される第３の比較増幅回路で、抵抗
20,21,22の分圧比で決定される下限電圧V(L)すなわち、 で決定される電圧と比較されている。コンデンサ９の両
端電圧が前記下限電圧を越えると、前記第３の比較増幅
回路のNPNトランジスタ13がオンし、前記フリップフロ
ップ回路のNPNトランジスタ17をオフさせると同時にも
う一方のNPNトランジスタ16をオンさせる。さらに前記
第２の比較増幅回路のPNPトランジスタ18のベースがNPN
トランジスタ17のコレクタに接続され、PNPトランジス
タ19のベースがNPNトランジスタ16のコレクタに接続さ
れているため、PNPトランジスタ19がオンしソース型定
電流回路３の電流はPNPトランジスタ19を介して流れ、
前記カレントミラー回路のNPNトランジスタ10のベース
およびコレクタの接続点には流れなくなるため、コンデ
ンサ９に接続されたNPNトランジスタ11の放電電流はソ
ース型定電流回路７の電流のみとなり、ソース型定電流
回路２および８によりコンデンサ９は再び充電され直線
的に上昇を始める。以上の動作をくり返すことにより、
コンデンサ９の両端電圧に接続された出力端子27には鋸
歯状発振波形が出力される。
ソース型定電流回路２および８の合成電流より、ソー
ス型定電流回路７の電流は少ない必要がある。
ス型定電流回路７の電流は少ない必要がある。
次に第２図も参照して詳しく動作説明を行う。第２図
は本発明の各部の動作波形を示しており、第４図と同じ
ものは同一の符号を記し説明は省略する。
は本発明の各部の動作波形を示しており、第４図と同じ
ものは同一の符号を記し説明は省略する。
第２図でt1〜t2はコンデンサ９がソース型定電流回路
２および８の電流I2とI8の合成電流により充電されると
同時に前記カレントミラー回路に供給されるソース型定
電流回路７の電流I7で放電されており、トータル電流I2
＋I8−I7でコンデンサ９は充電され直線的にコンデンサ
９の両端電圧が上昇している期間を示し、t2は前記第１
の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前記
第２の比較増幅回路が動作し前記カレントミラー回路に
ソース型定電流回路３の電流I3が印加された点であり、
t2〜t4はコンデンサ９が前記カレントミラー回路のミラ
ー電流I7＋I3と前記充電電流I2＋I8との差すなわちトー
タル電流I7＋I3−I2−I8で放電され直線的にコンデンサ
９の両端電圧が下降している期間を示し、t4は前記第３
の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前記
第２の比較増幅回路が動作し前記カレントミラー回路の
ソース型定電流回路３の電流I3を遮断した点である。前
記カレントミラー回路は、コンデンサ９の充放電期間は
絶えず動作しており、カレントミラー回路に供給する電
流が増減するだけのためNPNトランジスタ11は絶えず能
動状態で動作するため、カレントミラー回路の動作遅れ
はほとんど発生しなくなる。
２および８の電流I2とI8の合成電流により充電されると
同時に前記カレントミラー回路に供給されるソース型定
電流回路７の電流I7で放電されており、トータル電流I2
＋I8−I7でコンデンサ９は充電され直線的にコンデンサ
９の両端電圧が上昇している期間を示し、t2は前記第１
の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前記
第２の比較増幅回路が動作し前記カレントミラー回路に
ソース型定電流回路３の電流I3が印加された点であり、
t2〜t4はコンデンサ９が前記カレントミラー回路のミラ
ー電流I7＋I3と前記充電電流I2＋I8との差すなわちトー
タル電流I7＋I3−I2−I8で放電され直線的にコンデンサ
９の両端電圧が下降している期間を示し、t4は前記第３
の比較増幅回路およびフリップフロップ回路および前記
第２の比較増幅回路が動作し前記カレントミラー回路の
ソース型定電流回路３の電流I3を遮断した点である。前
記カレントミラー回路は、コンデンサ９の充放電期間は
絶えず動作しており、カレントミラー回路に供給する電
流が増減するだけのためNPNトランジスタ11は絶えず能
動状態で動作するため、カレントミラー回路の動作遅れ
はほとんど発生しなくなる。
第１図において、ソース型定電流回路８をソース型定
電流回路２に並列接続してコンデンサ９の充電電流を増
加させたが、ソース定電流回路２の設定電流をあらかじ
め大きく設定しておけばソース型定電流回路８は不用で
あることは容易にわかる。さらに鋸歯状発振波形の精度
を高めるには、ソース型定電流回路の電流値を同一もし
くはより近い偶数倍にすることでソース型定電流回路の
相互バラツキ極少にすることが可能であり、本発明の実
施例の各ソース型定電流回路の電流値を設定することで
可能となる。特にコンデンサ９の充放電電流値を等しく
設定することで三角波発振波形となり、この場合ソース
型定電流回路７および８の電流値を等しく設定し、ソー
ス型定電流回路３の電流値をソース型定電流回路２の電
流値の２倍に設定することで容易に精度よく構成でき
る。さらにソース型定電流回路2,3,7および８を相互に
カレントミラー回路で構成し結合すれば、前記カレント
ミラー回路の設定電流値を連続的に可変することで鋸歯
状発振波形の周波数変調回路を容易に構成可能となる。
電流回路２に並列接続してコンデンサ９の充電電流を増
加させたが、ソース定電流回路２の設定電流をあらかじ
め大きく設定しておけばソース型定電流回路８は不用で
あることは容易にわかる。さらに鋸歯状発振波形の精度
を高めるには、ソース型定電流回路の電流値を同一もし
くはより近い偶数倍にすることでソース型定電流回路の
相互バラツキ極少にすることが可能であり、本発明の実
施例の各ソース型定電流回路の電流値を設定することで
可能となる。特にコンデンサ９の充放電電流値を等しく
設定することで三角波発振波形となり、この場合ソース
型定電流回路７および８の電流値を等しく設定し、ソー
ス型定電流回路３の電流値をソース型定電流回路２の電
流値の２倍に設定することで容易に精度よく構成でき
る。さらにソース型定電流回路2,3,7および８を相互に
カレントミラー回路で構成し結合すれば、前記カレント
ミラー回路の設定電流値を連続的に可変することで鋸歯
状発振波形の周波数変調回路を容易に構成可能となる。
発明の効果 以上のように本発明によれば、カレントミラー回路の
動作遅れを最小にすることが可能となり、発振周波数を
高くしても鋸歯状発振波形の振幅のオーバーシュートは
極めて少なくなり、広範囲な周波数に渡り安定した鋸歯
状発振波形が得られ、第５図に示すように発振波形振幅
の変化が大幅に改善される。
動作遅れを最小にすることが可能となり、発振周波数を
高くしても鋸歯状発振波形の振幅のオーバーシュートは
極めて少なくなり、広範囲な周波数に渡り安定した鋸歯
状発振波形が得られ、第５図に示すように発振波形振幅
の変化が大幅に改善される。
第１図は本発明の一実施例による鋸歯状発振回路を示す
回路構成図、第２図は本発明の第１図の回路構成図の動
作波形を示す説明図、第３図は従来の回路構成図、第４
図は従来の第３図の回路構成図の動作波形を示す説明
図、第５図は従来と本発明の実施効果を示す説明図であ
る。 １……内部基準電源、2,3,7,8……ソース型定電流回
路、４〜６……シンク型定電流回路、９……コンデン
サ、10〜17……NPNトランジスタ、18,19……PNPトラン
ジスタ、20〜26……抵抗、27……発振出力端子。
回路構成図、第２図は本発明の第１図の回路構成図の動
作波形を示す説明図、第３図は従来の回路構成図、第４
図は従来の第３図の回路構成図の動作波形を示す説明
図、第５図は従来と本発明の実施効果を示す説明図であ
る。 １……内部基準電源、2,3,7,8……ソース型定電流回
路、４〜６……シンク型定電流回路、９……コンデン
サ、10〜17……NPNトランジスタ、18,19……PNPトラン
ジスタ、20〜26……抵抗、27……発振出力端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−242410（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−241422（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−177611（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−14528（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】コンデンサに接続された第１の定電流源に
より絶えず充電電流を供給されると同時に、前記コンデ
ンサに接続された第２の定電流源は、絶えず前記第１の
定電流源の充電電流より小さな電流量で放電するように
構成され、前記コンデンサの両端電圧をあらかじめ設定
された電圧幅で検出し、前記コンデンサの両端電圧が前
記設定された電圧幅の上限を越えると前記第２の定電流
源の放電電流を前記第１の定電流源の電流量以上に増加
させることで放電し、前記コンデンサの両端電圧が前記
設定された電圧幅の下限を越えると前記第２の定電流源
の放電電流の増加分を遮断するように構成され、前記コ
ンデンサの両端に鋸歯状発振波形を発生させることを特
徴とする鋸歯状発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63197432A JP2623739B2 (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | 鋸歯状発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63197432A JP2623739B2 (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | 鋸歯状発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0246017A JPH0246017A (ja) | 1990-02-15 |
| JP2623739B2 true JP2623739B2 (ja) | 1997-06-25 |
Family
ID=16374417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63197432A Expired - Fee Related JP2623739B2 (ja) | 1988-08-08 | 1988-08-08 | 鋸歯状発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2623739B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04354264A (ja) * | 1991-05-31 | 1992-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 水平発振回路 |
-
1988
- 1988-08-08 JP JP63197432A patent/JP2623739B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0246017A (ja) | 1990-02-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |