JPH046281B2 - - Google Patents
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- JPH046281B2 JPH046281B2 JP57114797A JP11479782A JPH046281B2 JP H046281 B2 JPH046281 B2 JP H046281B2 JP 57114797 A JP57114797 A JP 57114797A JP 11479782 A JP11479782 A JP 11479782A JP H046281 B2 JPH046281 B2 JP H046281B2
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- JP
- Japan
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- oscillation
- voltage
- circuit
- transistor
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 69
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 4
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L5/00—Automatic control of voltage, current, or power
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はトランジスタを用いた発振器に関す
る。
る。
従来この種の発振器のバイアス回路には、抵抗
分圧によるものと、演算増幅器を用いたものが使
用されている。一般にこのようなバイアス回路で
は、ブリーダ抵抗の値を大きくして、このブリー
ダ抵抗での消費電力を小さくしている。しかしな
がら、ブリーダ抵抗の値が大きいために、発振用
トランジスタのベースからバイアス回路側を見た
ときの直流インピーダンスが大きくなり、発振出
力が大きい場合には、発振器の動作が不安定にな
るという欠点があつた。一方、抵抗分圧によるバ
イアス回路の場合、上記直流インピーダンスを小
さくするためにブリーダ抵抗の値を小さくする方
法が考えられる。しかしこの場合、ブリーダ抵抗
で消費される電力が大きくなるという欠点があ
る。
分圧によるものと、演算増幅器を用いたものが使
用されている。一般にこのようなバイアス回路で
は、ブリーダ抵抗の値を大きくして、このブリー
ダ抵抗での消費電力を小さくしている。しかしな
がら、ブリーダ抵抗の値が大きいために、発振用
トランジスタのベースからバイアス回路側を見た
ときの直流インピーダンスが大きくなり、発振出
力が大きい場合には、発振器の動作が不安定にな
るという欠点があつた。一方、抵抗分圧によるバ
イアス回路の場合、上記直流インピーダンスを小
さくするためにブリーダ抵抗の値を小さくする方
法が考えられる。しかしこの場合、ブリーダ抵抗
で消費される電力が大きくなるという欠点があ
る。
本発明の目的は、上記従来の欠点を解決し、発
振出力が大きい場合にも動作が安定していて電力
効率のよい発振器を提供することにある。
振出力が大きい場合にも動作が安定していて電力
効率のよい発振器を提供することにある。
本発明によれば、発振回路を構成する発振用ト
ランジスタのコレクタ電流またはエミツタ電流を
検出するための電流検出用抵抗と、該電流検出用
抵抗の出力電圧と基準電圧とを比較し、これらの
差電圧に対応した出力電圧を発生する演算増幅器
とを有するバイアス回路を用いて、前記発振用ト
ランジスタのベースにバイアス電圧を供給するこ
とにより、前記コレクタ電流またはエミツタ電流
を一定に制御する発振器において、前記演算増幅
器の出力と前記発振用トランジスタのベースとの
間に電圧ホロワー回路を接続し、該電圧ホロワー
回路の出力電圧を前記バイアス電圧として前記発
振用トランジスタのベースに供給することを特徴
とする発振器が得られる。
ランジスタのコレクタ電流またはエミツタ電流を
検出するための電流検出用抵抗と、該電流検出用
抵抗の出力電圧と基準電圧とを比較し、これらの
差電圧に対応した出力電圧を発生する演算増幅器
とを有するバイアス回路を用いて、前記発振用ト
ランジスタのベースにバイアス電圧を供給するこ
とにより、前記コレクタ電流またはエミツタ電流
を一定に制御する発振器において、前記演算増幅
器の出力と前記発振用トランジスタのベースとの
間に電圧ホロワー回路を接続し、該電圧ホロワー
回路の出力電圧を前記バイアス電圧として前記発
振用トランジスタのベースに供給することを特徴
とする発振器が得られる。
以下図面を参照して詳細に説明する。
第１図は従来の発振器に使用されている抵抗分
圧によるバイアス回路の構成を示した回路図であ
る。この図では、電源が負電源で発振回路として
コレクタ接地の直流回路のみを示している。図に
おいて、Ａは負電源端子を示している。ブリーダ
抵抗R1，R2により電源電圧を分圧して発振用ト
ランジスタQ1のベースにバイアス電圧を供給し
ている。R3は直流安定化のための抵抗である。
ブリーダ抵抗R1，R2の値は、このブリーダ抵抗
R1，R2による消費電力を小さくするために、大
きくするのが一般的である。そのために発振用ト
ランジスタQ1のベースからバイアス回路側を見
た直流インピーダンスが大きくなる。
圧によるバイアス回路の構成を示した回路図であ
る。この図では、電源が負電源で発振回路として
コレクタ接地の直流回路のみを示している。図に
おいて、Ａは負電源端子を示している。ブリーダ
抵抗R1，R2により電源電圧を分圧して発振用ト
ランジスタQ1のベースにバイアス電圧を供給し
ている。R3は直流安定化のための抵抗である。
ブリーダ抵抗R1，R2の値は、このブリーダ抵抗
R1，R2による消費電力を小さくするために、大
きくするのが一般的である。そのために発振用ト
ランジスタQ1のベースからバイアス回路側を見
た直流インピーダンスが大きくなる。
第２図は従来の発振器に使用されている演算増
幅器を用いたバイアス回路の構成を示した回路図
である。この図も第１図と同様、電源が負電源で
発振回路としてコレクタ接地の直流回路のみを示
している。以下第２図を参照して回路の動作につ
いて説明する。
幅器を用いたバイアス回路の構成を示した回路図
である。この図も第１図と同様、電源が負電源で
発振回路としてコレクタ接地の直流回路のみを示
している。以下第２図を参照して回路の動作につ
いて説明する。
発振用トランジスタQ1のエミツタと電源端子
Ａの間に接続された抵抗R3は、発振用トランジ
スタQ1のエミツタ電流の変化を電圧に変換して
検出している。この抵抗R3で検出された電圧は、
演算増幅器Q2の入力（この図では反転入力）に
帰還される。演算増幅器Q2は、この帰還された
電圧とブリーダ抵抗R1，R2で設定された基準電
圧を比較し、差電圧に対応した出力電圧をトラン
ジスタQ3のベースに加える。トランジスタQ3と
抵抗R4は、演算増幅器Q2の出力電流容量を増大
させ、出力電流を制御するために設けられてい
る。従つて、上記差電圧に対応した出力電圧で、
発振用トランジスタQ1のエミツタ電流が一定に
制御される。このようなバイアス回路では、演算
増幅器Q2の入力にほとんど電流が流れないため
基準電圧設定用のブリーダ抵抗R1，R2の値を非
常に大きくできる。よつて、このブリーダ抵抗
R1，R2での消費電力は、第１図の場合の消費電
力よりも小さく、ほとんど無視できるくらい小さ
い。しかしながら、発振用トランジスタQ1のベ
ースからバイアス回路側を見たときの直流インピ
ーダンスは、第１図と同様に大きい。
Ａの間に接続された抵抗R3は、発振用トランジ
スタQ1のエミツタ電流の変化を電圧に変換して
検出している。この抵抗R3で検出された電圧は、
演算増幅器Q2の入力（この図では反転入力）に
帰還される。演算増幅器Q2は、この帰還された
電圧とブリーダ抵抗R1，R2で設定された基準電
圧を比較し、差電圧に対応した出力電圧をトラン
ジスタQ3のベースに加える。トランジスタQ3と
抵抗R4は、演算増幅器Q2の出力電流容量を増大
させ、出力電流を制御するために設けられてい
る。従つて、上記差電圧に対応した出力電圧で、
発振用トランジスタQ1のエミツタ電流が一定に
制御される。このようなバイアス回路では、演算
増幅器Q2の入力にほとんど電流が流れないため
基準電圧設定用のブリーダ抵抗R1，R2の値を非
常に大きくできる。よつて、このブリーダ抵抗
R1，R2での消費電力は、第１図の場合の消費電
力よりも小さく、ほとんど無視できるくらい小さ
い。しかしながら、発振用トランジスタQ1のベ
ースからバイアス回路側を見たときの直流インピ
ーダンスは、第１図と同様に大きい。
第２図の従来例のように、発振用トランジスタ
Q1のベースからバイアス回路側を見たときの直
流インピーダンスが大きい場合、発振回路の発振
出力が小さいうちはほとんど問題はないが、発振
出力が大きくなると次に述べるような問題が生ず
る。いま、第２図のような回路を用いて数百ミリ
〜数Ｗの大出力の発振を行なわせる場合を考え
る。この場合通常まず、発振用トランジスタＱ１
のエミツタを基準としたベースの電位を約＋
0.7V（Ａ級バイアス）に設定しておく。発振開始
後、このベースに供給される信号の片側ピーク電
圧が上記＋0.7Vを超えると、超えた量に応じて
上記Ａ級バイアス値がマイナス側にシフトしてい
き、十分時間が経過し発振定常状態になるとバイ
アス値は、−（0.7＋r0・Is＋r3・Is）Ｖになること
が実験的に確かめられている。ここ下を引き起こ
す。また、このリーク電流は、トランジスタＱ１
のベース・エミツタ間に形成されるPN接合容量
も変化させ、等価的に発振回路の帰還容量も変化
させることになり、結局発振周波数も変動させる
ことになる。
Q1のベースからバイアス回路側を見たときの直
流インピーダンスが大きい場合、発振回路の発振
出力が小さいうちはほとんど問題はないが、発振
出力が大きくなると次に述べるような問題が生ず
る。いま、第２図のような回路を用いて数百ミリ
〜数Ｗの大出力の発振を行なわせる場合を考え
る。この場合通常まず、発振用トランジスタＱ１
のエミツタを基準としたベースの電位を約＋
0.7V（Ａ級バイアス）に設定しておく。発振開始
後、このベースに供給される信号の片側ピーク電
圧が上記＋0.7Vを超えると、超えた量に応じて
上記Ａ級バイアス値がマイナス側にシフトしてい
き、十分時間が経過し発振定常状態になるとバイ
アス値は、−（0.7＋r0・Is＋r3・Is）Ｖになること
が実験的に確かめられている。ここ下を引き起こ
す。また、このリーク電流は、トランジスタＱ１
のベース・エミツタ間に形成されるPN接合容量
も変化させ、等価的に発振回路の帰還容量も変化
させることになり、結局発振周波数も変動させる
ことになる。
要するに、第２図のような回路で大出力の発振
を行なわせようとすると、発振用トランジスタの
バイアス回路のインピーダンスが大きいほど、発
振用トランジスタにリーク電流が発生しやすくな
り、このため発振出力の低下及び周波数変動が起
こりやすくなるという問題が生じる。
を行なわせようとすると、発振用トランジスタの
バイアス回路のインピーダンスが大きいほど、発
振用トランジスタにリーク電流が発生しやすくな
り、このため発振出力の低下及び周波数変動が起
こりやすくなるという問題が生じる。
これを改善する一方法として、第１図に示す抵
抗分圧によるバイアス回路では、発振用トランジ
スタQ1のベースからバイアス回路側を見たとき
の直流インピーダンスを小さくするために、ブリ
ーダ抵抗R1，R2の値を小さくしなければならな
い。その結果ブリーダ抵抗R1，R2で消費される
電力が大きくなるという欠点が生ずる。
抗分圧によるバイアス回路では、発振用トランジ
スタQ1のベースからバイアス回路側を見たとき
の直流インピーダンスを小さくするために、ブリ
ーダ抵抗R1，R2の値を小さくしなければならな
い。その結果ブリーダ抵抗R1，R2で消費される
電力が大きくなるという欠点が生ずる。
第３図は本発明による発振器の一実施例の構成
を示した回路図である。図において、１はコレク
タ接地のクラツプ型発振回路、２はバイアス回路
を示している。コレクタ接地のクラツプ型発振回
路１において、Q1は発振用トランジスタ、C2，
C3は各々ベース・エミツタ間及びエミツタ・コ
レクタ間に接続される帰還コンデンサ、C1，L1
は発振回路１の発振周波数をほぼ決定する直列共
振回路のコンデンサとコイル，C4は発振出力取
り出し用コンデンサ、L2，L3及びC5，C6は各々
発振信号が直流回路に回り込まないようにするた
めのコイル、コンデンサ、Ｂは発振出力端子であ
る。バイアス回路２において、R1，R2は各々基
準電圧設定用のブリーダ抵抗、R4は出力電流制
限用抵抗、R3は発振用トランジスタQ1のエミツ
タ電流検出用抵抗、Q2，Q4は演算増幅器、Q3は
演算増幅器の出力電流増大用のトランジスタ、Ａ
は負電源電圧端子である。
を示した回路図である。図において、１はコレク
タ接地のクラツプ型発振回路、２はバイアス回路
を示している。コレクタ接地のクラツプ型発振回
路１において、Q1は発振用トランジスタ、C2，
C3は各々ベース・エミツタ間及びエミツタ・コ
レクタ間に接続される帰還コンデンサ、C1，L1
は発振回路１の発振周波数をほぼ決定する直列共
振回路のコンデンサとコイル，C4は発振出力取
り出し用コンデンサ、L2，L3及びC5，C6は各々
発振信号が直流回路に回り込まないようにするた
めのコイル、コンデンサ、Ｂは発振出力端子であ
る。バイアス回路２において、R1，R2は各々基
準電圧設定用のブリーダ抵抗、R4は出力電流制
限用抵抗、R3は発振用トランジスタQ1のエミツ
タ電流検出用抵抗、Q2，Q4は演算増幅器、Q3は
演算増幅器の出力電流増大用のトランジスタ、Ａ
は負電源電圧端子である。
演算増幅器Q2の非反転入力には負電源電圧端
子Ａより供給された負電源電圧がブリーダ抵抗
R1，R2で分圧された基準電圧が加わり、反転入
力には発振用トランジスタQ1のエミツタ電流が
電流検出用抵抗R3によつて電圧に変換された帰
還電圧が加わる。演算増幅器Q2の出力は、演算
増幅器Q4の非反転入力に加えられ、さらに演算
増幅器Q4の出力は、出力電流増大用トランジス
タQ3に加えられる。トランジスタQ3のエミツタ
は、演算増幅器Q4の非反転入力に接続される。
トランジスタQ3のコレクタには、エミツタ電流
制限用抵抗R4が接続される。またトランジスタ
Q3のエミツタは、発振用トランジスタQ1のベー
スに接続されている。よつてトランジスタQ3は
発振用トランジスタQ1にベース電流を供給する。
発振用トランジスタQ1のエミツタには電流検出
用抵抗R3を介して負電源電圧端子Ａより負電源
電圧が供給される。演算増幅器Q4と出力電流増
大用トランジスタQ3とで構成された回路は出力
より入力に全帰還がかかつているために電圧ホロ
ワー回路となつている。この電圧ホロワー回路の
直流出力インピーダンスは、帰還をかける前の直
流出力インピーダンスを帰還前の利得で割つたも
のとなるために、非常に小さくほぼ零となる。
子Ａより供給された負電源電圧がブリーダ抵抗
R1，R2で分圧された基準電圧が加わり、反転入
力には発振用トランジスタQ1のエミツタ電流が
電流検出用抵抗R3によつて電圧に変換された帰
還電圧が加わる。演算増幅器Q2の出力は、演算
増幅器Q4の非反転入力に加えられ、さらに演算
増幅器Q4の出力は、出力電流増大用トランジス
タQ3に加えられる。トランジスタQ3のエミツタ
は、演算増幅器Q4の非反転入力に接続される。
トランジスタQ3のコレクタには、エミツタ電流
制限用抵抗R4が接続される。またトランジスタ
Q3のエミツタは、発振用トランジスタQ1のベー
スに接続されている。よつてトランジスタQ3は
発振用トランジスタQ1にベース電流を供給する。
発振用トランジスタQ1のエミツタには電流検出
用抵抗R3を介して負電源電圧端子Ａより負電源
電圧が供給される。演算増幅器Q4と出力電流増
大用トランジスタQ3とで構成された回路は出力
より入力に全帰還がかかつているために電圧ホロ
ワー回路となつている。この電圧ホロワー回路の
直流出力インピーダンスは、帰還をかける前の直
流出力インピーダンスを帰還前の利得で割つたも
のとなるために、非常に小さくほぼ零となる。
このように発振用トランジスタQ1のベースか
らみたバイアス回路２の直流インピーダンスがほ
ぼ零になつていると、前述したようにバイアス値
は−0.7V以下にはならない。（検出用抵抗Ｒ３の
値r3は非常に小さいものとする。）したがつて、
大出力の発振を行で、r0はトランジスタＱ１のベ
ースからみたバイアス回路の直流インピーダン
ス、r3は抵抗Ｒ３の抵抗値、Isは前記直流インピ
ーダンスr0をもつバイアス回路及び抵抗Ｒ３に流
れる電流値である。具体的には、直流インピーダ
ンスr0は数十Ωであり、抵抗値r3をほぼ0Ωとす
ると、発振出力が数Ｗの場合には、この電流値Is
は数十ミリＡとなり、上記バイアス値は−1.0V
以下（Ｂ，Ｃ級バイアス）になる。
らみたバイアス回路２の直流インピーダンスがほ
ぼ零になつていると、前述したようにバイアス値
は−0.7V以下にはならない。（検出用抵抗Ｒ３の
値r3は非常に小さいものとする。）したがつて、
大出力の発振を行で、r0はトランジスタＱ１のベ
ースからみたバイアス回路の直流インピーダン
ス、r3は抵抗Ｒ３の抵抗値、Isは前記直流インピ
ーダンスr0をもつバイアス回路及び抵抗Ｒ３に流
れる電流値である。具体的には、直流インピーダ
ンスr0は数十Ωであり、抵抗値r3をほぼ0Ωとす
ると、発振出力が数Ｗの場合には、この電流値Is
は数十ミリＡとなり、上記バイアス値は−1.0V
以下（Ｂ，Ｃ級バイアス）になる。
ところで、トランジスタＱ１のベース・エミツ
タ間逆耐圧は−3.0V程度なので、バイアス値が
−1.0V以下で上述のような大発振出力を得よう
とすると、発振信号の片側ピーク電圧が上記逆耐
圧−3.0Vより低くなり、このためトランジスタ
Ｑ１のエミツタからベース方向にリーク電流が流
れるようになる。このリーク電流は、トランジス
タＱ１の直流電流増幅率、さらには高周波電流増
幅率も低下させ、結局発振回路の発振出力の低な
わせる場合、第２図従来例を用いて説明したよう
に、バイアス回路の直流インピーダンスが大き
く、バイアス値が−1.0V以下になる従来回路よ
りも、本発明の方が発振用トランジスタＱ１にリ
ーク電流が発生しにくくなる。このため、本発明
によると従来よりも大出力時の発振出力及び周波
数が安定になる効果がある。
タ間逆耐圧は−3.0V程度なので、バイアス値が
−1.0V以下で上述のような大発振出力を得よう
とすると、発振信号の片側ピーク電圧が上記逆耐
圧−3.0Vより低くなり、このためトランジスタ
Ｑ１のエミツタからベース方向にリーク電流が流
れるようになる。このリーク電流は、トランジス
タＱ１の直流電流増幅率、さらには高周波電流増
幅率も低下させ、結局発振回路の発振出力の低な
わせる場合、第２図従来例を用いて説明したよう
に、バイアス回路の直流インピーダンスが大き
く、バイアス値が−1.0V以下になる従来回路よ
りも、本発明の方が発振用トランジスタＱ１にリ
ーク電流が発生しにくくなる。このため、本発明
によると従来よりも大出力時の発振出力及び周波
数が安定になる効果がある。
また発振用トランジスタQ1のエミツタ電流が
変化しても、この電流変化は電流検出用抵抗R3
によつて検出され、演算増幅器Q2の反転入力に
帰還され、演算増幅器Q2の出力が前述の演算増
幅器Q4と出力増大用トランジスタQ3で構成され
る電圧ホロワー回路を介して発振用トランジスタ
Q1のベース電流を制御するので、発振用トラン
ジスタQ1のエミツタ電流は一定に制御される。
従つて発振用トランジスタQ1のエミツタ電流の
変化による発振周波数の安定度も改善される。さ
らに演算増幅器Q2の非反転入力にはほとんど電
流が流れないためにブリーダ抵抗R1，R2は非常
に大きな値にすることができ、ブリーダ抵抗R1，
R2で消費される電力は非常に小さくなり、発振
回路全体の電力効率を上げることができる。
変化しても、この電流変化は電流検出用抵抗R3
によつて検出され、演算増幅器Q2の反転入力に
帰還され、演算増幅器Q2の出力が前述の演算増
幅器Q4と出力増大用トランジスタQ3で構成され
る電圧ホロワー回路を介して発振用トランジスタ
Q1のベース電流を制御するので、発振用トラン
ジスタQ1のエミツタ電流は一定に制御される。
従つて発振用トランジスタQ1のエミツタ電流の
変化による発振周波数の安定度も改善される。さ
らに演算増幅器Q2の非反転入力にはほとんど電
流が流れないためにブリーダ抵抗R1，R2は非常
に大きな値にすることができ、ブリーダ抵抗R1，
R2で消費される電力は非常に小さくなり、発振
回路全体の電力効率を上げることができる。
以上詳しく説明したように、本発明によれば、
発振回路のバイアス回路を、発振回路を構成する
発振用トランジスタのコレクタ電流またはエミツ
タ電流を検出するための電流検出用抵抗と、この
電流検出用抵抗の出力電圧と基準電圧とを比較
し、これらの差電圧に対応した出力電圧を発生す
る演算増幅器を用いて発振用トランジスタのコレ
クタ電流又はエミツタ電流が一定になるように制
御し、かつ演算増幅器の出力電圧を電圧ホロワー
回路を介してバイアス電圧として発振用トランジ
スタのベースに供給して、発振用トランジスタの
ベースからバイアス回路側を見た時の直流インピ
ーダンスがほぼ零になる回路構成とすることによ
り、発振出力が大きい場合のベース・エミツタ間
バイアスを制限し発振回路の動作を安定にすると
共に発振周波数安定度、電力効率を向上させるこ
とができる。
発振回路のバイアス回路を、発振回路を構成する
発振用トランジスタのコレクタ電流またはエミツ
タ電流を検出するための電流検出用抵抗と、この
電流検出用抵抗の出力電圧と基準電圧とを比較
し、これらの差電圧に対応した出力電圧を発生す
る演算増幅器を用いて発振用トランジスタのコレ
クタ電流又はエミツタ電流が一定になるように制
御し、かつ演算増幅器の出力電圧を電圧ホロワー
回路を介してバイアス電圧として発振用トランジ
スタのベースに供給して、発振用トランジスタの
ベースからバイアス回路側を見た時の直流インピ
ーダンスがほぼ零になる回路構成とすることによ
り、発振出力が大きい場合のベース・エミツタ間
バイアスを制限し発振回路の動作を安定にすると
共に発振周波数安定度、電力効率を向上させるこ
とができる。
第１図は従来の発振器に使用されている抵抗分
圧によるバイアス回路の構成を示した回路図、第
２図は従来の発振器に使用されている演算増幅器
を用いたバイアス回路の構成を示した回路図、第
３図は本発明による発振器の一実施例の構成を示
した回路図である。 記号の説明：１は発振回路、２はバイアス回
路、Ａは負電源端子、Ｂは発振出力端子をそれぞ
れあらわしている。
圧によるバイアス回路の構成を示した回路図、第
２図は従来の発振器に使用されている演算増幅器
を用いたバイアス回路の構成を示した回路図、第
３図は本発明による発振器の一実施例の構成を示
した回路図である。 記号の説明：１は発振回路、２はバイアス回
路、Ａは負電源端子、Ｂは発振出力端子をそれぞ
れあらわしている。
Claims (1)
- １ 発振回路を構成する発振用トランジスタのコ
レクタ電流またはエミツタ電流を検出するための
電流検出用抵抗と、該電流検出用抵抗の出力電圧
と基準電圧とを比較し、これらの差電圧に対応し
た出力電圧を発生する演算増幅器とを有するバイ
アス回路を用いて、前記発振用トランジスタのベ
ースにバイアス電圧を供給することにより、前記
コレクタ電流またはエミツタ電流を一定に制御す
る発振器において、前記演算増幅器の出力と前記
発振用トランジスタのベースとの間に電圧ホロワ
ー回路を接続し、該電圧ホロワー回路の出力電圧
を前記バイアス電圧として前記発振用トランジス
タのベースに供給することを特徴とする発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11479782A JPS596604A (ja) | 1982-07-03 | 1982-07-03 | 発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11479782A JPS596604A (ja) | 1982-07-03 | 1982-07-03 | 発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS596604A JPS596604A (ja) | 1984-01-13 |
| JPH046281B2 true JPH046281B2 (ja) | 1992-02-05 |
Family
ID=14646921
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11479782A Granted JPS596604A (ja) | 1982-07-03 | 1982-07-03 | 発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS596604A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4968952A (en) * | 1989-06-02 | 1990-11-06 | Motorola, Inc. | Voltage control oscillator with automatic current control |
| JP5308961B2 (ja) | 2009-08-27 | 2013-10-09 | カヤバ工業株式会社 | 流体圧シリンダ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58186608U (ja) * | 1982-06-04 | 1983-12-12 | 横河・ヒユ−レツト・パツカ−ド株式会社 | 発振回路 |
-
1982
- 1982-07-03 JP JP11479782A patent/JPS596604A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS596604A (ja) | 1984-01-13 |
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