JP2718068B2 - 振幅制御台形波発生装置 - Google Patents
振幅制御台形波発生装置Info
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- JP2718068B2 JP2718068B2 JP63153937A JP15393788A JP2718068B2 JP 2718068 B2 JP2718068 B2 JP 2718068B2 JP 63153937 A JP63153937 A JP 63153937A JP 15393788 A JP15393788 A JP 15393788A JP 2718068 B2 JP2718068 B2 JP 2718068B2
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はパルス幅変調インバータ等の変調信号とし
て、立上り、立下りスロープと振幅を任意に可変可能な
台形波を供給できる振幅制御台形波発生装置に関するも
のである。
て、立上り、立下りスロープと振幅を任意に可変可能な
台形波を供給できる振幅制御台形波発生装置に関するも
のである。
従来の技術 パルス幅変調インバータの変調信号として台形波を使
用すると正弦波に比べてインバータ出力基本波振幅値の
直流電源電圧に対する割合が大きくなり有利であること
が知られている。そこで台形波を発生させる手段として
従来の技術を第16図にブロック図、第17図、第18図に動
作波形を示し以下図面を参照しながら説明する。第16図
において１は三角波発生回路で、２は前記三角波発生回
路１で得られた三角波の振幅をクリップするクランプ回
路で、３はそのクリップするポイントを決定するリミッ
タ電圧源である。上記のような構成で、第17図ａに示す
ように三角波の振幅一定でリミタ電圧源３のリミッタ電
圧をａ−1,a−2,a−３と変化させれば出力は第17図ｂに
示すようにｂ−1,b−2,b−３と台形波の振幅が変化し、
また、第18図ａに示すようにリミッタ電圧が一定で三角
波の振幅をａ−1,a−2,a−３と変化させれば出力は第18
図ｂに示すようにｂ−1,b−2,b−３と台形波の立上り、
立下りが変化するようになっていた。
用すると正弦波に比べてインバータ出力基本波振幅値の
直流電源電圧に対する割合が大きくなり有利であること
が知られている。そこで台形波を発生させる手段として
従来の技術を第16図にブロック図、第17図、第18図に動
作波形を示し以下図面を参照しながら説明する。第16図
において１は三角波発生回路で、２は前記三角波発生回
路１で得られた三角波の振幅をクリップするクランプ回
路で、３はそのクリップするポイントを決定するリミッ
タ電圧源である。上記のような構成で、第17図ａに示す
ように三角波の振幅一定でリミタ電圧源３のリミッタ電
圧をａ−1,a−2,a−３と変化させれば出力は第17図ｂに
示すようにｂ−1,b−2,b−３と台形波の振幅が変化し、
また、第18図ａに示すようにリミッタ電圧が一定で三角
波の振幅をａ−1,a−2,a−３と変化させれば出力は第18
図ｂに示すようにｂ−1,b−2,b−３と台形波の立上り、
立下りが変化するようになっていた。
発明が解決しようとする課題 パルス幅変調インバータの変調信号として台形波を使
用する場合、波形相似形で振幅を可変する必要がある
が、上述した従来の構成で波形相似形で振幅可変するた
めには、リミッタ電圧と三角波の振幅を正確に連動させ
る必要があり、非常に困難で、もしできたとしても複雑
な回路で高価となり、また精度も良くない。
用する場合、波形相似形で振幅を可変する必要がある
が、上述した従来の構成で波形相似形で振幅可変するた
めには、リミッタ電圧と三角波の振幅を正確に連動させ
る必要があり、非常に困難で、もしできたとしても複雑
な回路で高価となり、また精度も良くない。
課題を解決するための手段 前記課題を解決するために本発明は、波形形成コンデ
ンサに直列および並列に接続された電流源の動作を任意
にオン、オフできると共に電流源の電流値が任意に連動
して可変できる第１および第２の電流源と、上記波形形
成コンデンサの電圧を検出し電圧レベルによって上記第
２の電流源の動作終了時期を制御する電圧検出手段と、
上記電圧検出手段の出力で動作を開始し、上記第１の電
流源の動作開始および終了時期を制御する第１の時期を
発生すると共に上記第２の電流源の動作開始を制御する
第２の時期を発生する時間制御手段を具備したものであ
る。
ンサに直列および並列に接続された電流源の動作を任意
にオン、オフできると共に電流源の電流値が任意に連動
して可変できる第１および第２の電流源と、上記波形形
成コンデンサの電圧を検出し電圧レベルによって上記第
２の電流源の動作終了時期を制御する電圧検出手段と、
上記電圧検出手段の出力で動作を開始し、上記第１の電
流源の動作開始および終了時期を制御する第１の時期を
発生すると共に上記第２の電流源の動作開始を制御する
第２の時期を発生する時間制御手段を具備したものであ
る。
作用 前記構成により、電流源の電流値を連動で変化させれ
ば、得られる台形波は相似形で振幅可変を行うことがで
き、かつ第１の時期を変化させることにより充電および
放電時間と非充放電時間の比を変化させ、立上り、立下
りスロープを任意に可変可能、すなわち矩形波、台形
波、三角波の波形を一つの簡単な回路構成で提供するこ
とができることになる。
ば、得られる台形波は相似形で振幅可変を行うことがで
き、かつ第１の時期を変化させることにより充電および
放電時間と非充放電時間の比を変化させ、立上り、立下
りスロープを任意に可変可能、すなわち矩形波、台形
波、三角波の波形を一つの簡単な回路構成で提供するこ
とができることになる。
実施例 以下本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の一実施例における振幅制御台形波発
生装置のブロック構成を示すものである。
生装置のブロック構成を示すものである。
第１図において５は波形形成コンデンサである。６は
上記波形形成コンデンサ５に直列に接続され、任意にオ
ン、オフでき任意の電流値に設定できる第１の電流源
（以下充電用電流源とする）である。７は上記波形形成
コンデンサ５に並列に接続され、任意にオン、オフでき
任意の電流値に設定できる第２の電流源（以下放電用電
流源とする）である。なお、充電用電流源６と放電用電
流源７はその電流値が制御信号13によって連動して可変
できるように構成されている。４はコンパレータで入力
端子42は放電終了時期設定用基準電圧源14に接続し、入
力端子41は上記波形形成コンデンサ５に接続し、上記放
電終了時期設定用基準電圧源14の電圧（以下VLとする）
と上記波形形成コンデンサ５の電圧（以下VCMとする）
の比較出力を出力端子43に得る。101はタイマー回路でT
RIGは上記コンパレータ４の出力端子43に接続され、OUT
1に第１の時期、OUT2に第２の時期を発生し上記充放電
用電流源6,7のオン、オフ制御を行う。上記のように構
成されたブロック図において以下第２図の動作波形図を
参照し説明する。第２図ａは前記タイマー回路101のOUT
1、ｂはOUT2の波形を示し、ｃは上記VCMの波形を示す。
コンパレータ４の出力によりt0でトリガされたタイマー
回路101はOUT1に第２図ａの波形を発生させる。t0にお
いてOUT1はＬレベルとなり充電用電流源６の動作を開始
させ波形形成コンデンサ５に定電流で充電させるため、
VCMは直線的に右上りに上昇し第１の時期t1でOUT1はＨ
レベルとなりその動作を終了させる。第１の時期t1を過
ぎると充電も放電も行わないためVCMは維持したまま平
行移動する。次に、OUT2に第２図ｂの波形を発生させ
る。第２の時期t2においてOUT2がＬレベルとなり放電用
電流源７の動作を開始させ、波形形成コンデンサ５を定
電流で放電させるため、VCMは直線的に右下りに下降す
る。そしてVCMがVLのレベルに達し、t3のポイントにな
ると上記コンパレータ４の出力は再びタイマー回路101
にトリガを与えOUT1をＬ、OUT2のＨレベルにし放電用電
流源７の動作を終了させ、かつタイマーをリセットさせ
t0にもどるために上記動作を繰り返し、VCMは連続して
台形波を発生する。VCMは充電用電流源６の電流値と放
電用電流源７の電流値を連動で任意に可変することによ
り第３図ａのａ−1,a−2,a−３に示すように台形波波形
は周期および波高率が同じで振幅可変を行うことができ
る。また、タイマー回路101の第１の時期を可変するこ
とにより第３図ｂのｂ−1,b−2,b−３に示すように台形
波波形の立上り、立下りスロープを任意に可変可能、す
なわち矩形波から台形波、三角波に至る波形を連続可変
することができる。また、本発明の台形波形成手段は、
前述したように、立上り部（充電部）はt1−t0の時間、
平坦部（非充放電部）はt2−t1の時間、立下り部（放電
部）の終了時間はVLのレベルで行うため、立上り部、平
坦部、立下り部を全て時期で行う場合に比べて後者は前
記充放電電流源6,7の電流又はt1−t0とt3−t2と時間差
にごくわずかでも差があれば、その差により第４図a,b
に示すように上記電流および時間の誤差が累積され、台
形波はシフトされ安定なレベルを保った波形を得ること
ができないのに対し、前者（本発明）は常に安定したレ
ベルを保った波形を簡単な回路構成で得ることができ
る。
上記波形形成コンデンサ５に直列に接続され、任意にオ
ン、オフでき任意の電流値に設定できる第１の電流源
（以下充電用電流源とする）である。７は上記波形形成
コンデンサ５に並列に接続され、任意にオン、オフでき
任意の電流値に設定できる第２の電流源（以下放電用電
流源とする）である。なお、充電用電流源６と放電用電
流源７はその電流値が制御信号13によって連動して可変
できるように構成されている。４はコンパレータで入力
端子42は放電終了時期設定用基準電圧源14に接続し、入
力端子41は上記波形形成コンデンサ５に接続し、上記放
電終了時期設定用基準電圧源14の電圧（以下VLとする）
と上記波形形成コンデンサ５の電圧（以下VCMとする）
の比較出力を出力端子43に得る。101はタイマー回路でT
RIGは上記コンパレータ４の出力端子43に接続され、OUT
1に第１の時期、OUT2に第２の時期を発生し上記充放電
用電流源6,7のオン、オフ制御を行う。上記のように構
成されたブロック図において以下第２図の動作波形図を
参照し説明する。第２図ａは前記タイマー回路101のOUT
1、ｂはOUT2の波形を示し、ｃは上記VCMの波形を示す。
コンパレータ４の出力によりt0でトリガされたタイマー
回路101はOUT1に第２図ａの波形を発生させる。t0にお
いてOUT1はＬレベルとなり充電用電流源６の動作を開始
させ波形形成コンデンサ５に定電流で充電させるため、
VCMは直線的に右上りに上昇し第１の時期t1でOUT1はＨ
レベルとなりその動作を終了させる。第１の時期t1を過
ぎると充電も放電も行わないためVCMは維持したまま平
行移動する。次に、OUT2に第２図ｂの波形を発生させ
る。第２の時期t2においてOUT2がＬレベルとなり放電用
電流源７の動作を開始させ、波形形成コンデンサ５を定
電流で放電させるため、VCMは直線的に右下りに下降す
る。そしてVCMがVLのレベルに達し、t3のポイントにな
ると上記コンパレータ４の出力は再びタイマー回路101
にトリガを与えOUT1をＬ、OUT2のＨレベルにし放電用電
流源７の動作を終了させ、かつタイマーをリセットさせ
t0にもどるために上記動作を繰り返し、VCMは連続して
台形波を発生する。VCMは充電用電流源６の電流値と放
電用電流源７の電流値を連動で任意に可変することによ
り第３図ａのａ−1,a−2,a−３に示すように台形波波形
は周期および波高率が同じで振幅可変を行うことができ
る。また、タイマー回路101の第１の時期を可変するこ
とにより第３図ｂのｂ−1,b−2,b−３に示すように台形
波波形の立上り、立下りスロープを任意に可変可能、す
なわち矩形波から台形波、三角波に至る波形を連続可変
することができる。また、本発明の台形波形成手段は、
前述したように、立上り部（充電部）はt1−t0の時間、
平坦部（非充放電部）はt2−t1の時間、立下り部（放電
部）の終了時間はVLのレベルで行うため、立上り部、平
坦部、立下り部を全て時期で行う場合に比べて後者は前
記充放電電流源6,7の電流又はt1−t0とt3−t2と時間差
にごくわずかでも差があれば、その差により第４図a,b
に示すように上記電流および時間の誤差が累積され、台
形波はシフトされ安定なレベルを保った波形を得ること
ができないのに対し、前者（本発明）は常に安定したレ
ベルを保った波形を簡単な回路構成で得ることができ
る。
第５図は時間制御手段として第１のタイマーと第２の
タイマーを並列に配置し、コンパレータ４の出力によっ
てトリガされタイマー動作を開始し、第１のタイマーに
より第１の時期を得、第２のタイマーにより第２の時期
を得、OUT1に第２図ａの波形を得、OUT2に第２図ｂの波
形を得たものである。
タイマーを並列に配置し、コンパレータ４の出力によっ
てトリガされタイマー動作を開始し、第１のタイマーに
より第１の時期を得、第２のタイマーにより第２の時期
を得、OUT1に第２図ａの波形を得、OUT2に第２図ｂの波
形を得たものである。
第６図は他の時間制御手段として第１のタイマーと第
２のタイマーを直列に配置し、コンパレータ４の出力に
よって上記第１のタイマーがトリガされ第１の時期を
得、上記第１の時期により上記第２のタイマーがトリガ
され第２の時期を得、OUT1に第２図ａの波形を得、OUT2
に第２図ｂの波形を得たものである。
２のタイマーを直列に配置し、コンパレータ４の出力に
よって上記第１のタイマーがトリガされ第１の時期を
得、上記第１の時期により上記第２のタイマーがトリガ
され第２の時期を得、OUT1に第２図ａの波形を得、OUT2
に第２図ｂの波形を得たものである。
第７図は上述したブロック構成に前記充放電電流源6,
7と連動する第３の電流源17を接続し、上記第３の電流
源17の電流を流し電圧降下を発生させるインピーダンス
素子18を接続し、上記インピーダンス素子18に発生する
電圧が下降することを検出して動作するトランジスタ19
を前記波形形成コンデンサ５に接続し、上記充放電電流
源6,7の電流がある設定値以下となったとき、前記VCMを
放電することにより台形波の振幅を抑制し、前記制御信
号13が微小信号となった場合の回路の誤動作を防止する
ものである。以下その動作を第８図にVCMの電圧波形を
示し説明する。上記制御信号13の信号が微小となりそれ
に連動して上記充放電電流源6,7の電流値が微小となる
と、VCMの振幅は第８図のｂ−２に示すように小さくな
る。上記充放電電流源6,7の電流値が微小となると前記
コンパレータ４の入力端子41に存在する入力バイアス電
流が無視できなくなり、その影響を大きく受けることに
なる。つまり前記波形形成コンデンサ５に入力バイアス
電流が流入する場合、VCMは第８図のｂ−１に示すよう
に放電能力が打ち消されるため、右上りに上昇する。第
８図のｂ−１に示すような波形をパルス幅変調インバー
タの変調信号に使用すると正常な動作をしないばかり
か、パルス幅変調インバータの出力段のパワートランジ
スタの損焼を招く恐れがある。そこで上記入力バイアス
電流の電流値以上で上記振幅抑制を行うように上記第３
の電流源17と第１、第２の電流源6,7の比とインピーダ
ンス素子18のインピーダンスを設定しておけば、上述し
たように回路の誤動作を防止できる。
7と連動する第３の電流源17を接続し、上記第３の電流
源17の電流を流し電圧降下を発生させるインピーダンス
素子18を接続し、上記インピーダンス素子18に発生する
電圧が下降することを検出して動作するトランジスタ19
を前記波形形成コンデンサ５に接続し、上記充放電電流
源6,7の電流がある設定値以下となったとき、前記VCMを
放電することにより台形波の振幅を抑制し、前記制御信
号13が微小信号となった場合の回路の誤動作を防止する
ものである。以下その動作を第８図にVCMの電圧波形を
示し説明する。上記制御信号13の信号が微小となりそれ
に連動して上記充放電電流源6,7の電流値が微小となる
と、VCMの振幅は第８図のｂ−２に示すように小さくな
る。上記充放電電流源6,7の電流値が微小となると前記
コンパレータ４の入力端子41に存在する入力バイアス電
流が無視できなくなり、その影響を大きく受けることに
なる。つまり前記波形形成コンデンサ５に入力バイアス
電流が流入する場合、VCMは第８図のｂ−１に示すよう
に放電能力が打ち消されるため、右上りに上昇する。第
８図のｂ−１に示すような波形をパルス幅変調インバー
タの変調信号に使用すると正常な動作をしないばかり
か、パルス幅変調インバータの出力段のパワートランジ
スタの損焼を招く恐れがある。そこで上記入力バイアス
電流の電流値以上で上記振幅抑制を行うように上記第３
の電流源17と第１、第２の電流源6,7の比とインピーダ
ンス素子18のインピーダンスを設定しておけば、上述し
たように回路の誤動作を防止できる。
第９図は本発明の一実施例における振幅制御台形波発
生装置の回路構成を具体的に示すものである。なお、第
１図と同一のものは同符号を付し、その構成の説明を省
略する。
生装置の回路構成を具体的に示すものである。なお、第
１図と同一のものは同符号を付し、その構成の説明を省
略する。
第９図において16は第２のコンパレータで入力端子61
は時間制御コンデンサ11に接続し、入力端子62は放電開
始時期設定用基準電圧源27に接続し、その比較出力を出
力端子63に得る。
は時間制御コンデンサ11に接続し、入力端子62は放電開
始時期設定用基準電圧源27に接続し、その比較出力を出
力端子63に得る。
９は第１のコンパレータで入力端子91は上記時間制御
コンデンサ11に接続し、入力端子92は充電終了時期設定
用基準電源10に接続し、その比較出力を出力端子93に得
る。８はラッチ手段として２つの入力端子、２つの出力
端子を持つRSフリップフロップで一方の入力端子81には
前記コンパレータ４の出力端子43が接続され、他方の入
力端子82には上記コンパレータ16の出力端子63が接続さ
れており、出力端子83は上記第１のコンパレータ９の出
力端子93とともにOR回路25の入力端子52,51に接続さ
れ、そのOR回路25の出力端子53の信号により上記充電用
電流源６をオン、オフ制御する。また上記RSフリップフ
ロップ８の出力端子84は上記放電用電流源７をオン、オ
フ制御する。上記時間制御コンデンサ11は、抵抗151と
電圧源152によって構成される充電手段15により充電さ
れ、スイッチ素子12より構成される放電手段により急速
放電される時間制御回路を構成しており、上記スイッチ
素子12は上記RSフリップフロップ８の出力端子83の信号
によりオン、オフ制御されている。
コンデンサ11に接続し、入力端子92は充電終了時期設定
用基準電源10に接続し、その比較出力を出力端子93に得
る。８はラッチ手段として２つの入力端子、２つの出力
端子を持つRSフリップフロップで一方の入力端子81には
前記コンパレータ４の出力端子43が接続され、他方の入
力端子82には上記コンパレータ16の出力端子63が接続さ
れており、出力端子83は上記第１のコンパレータ９の出
力端子93とともにOR回路25の入力端子52,51に接続さ
れ、そのOR回路25の出力端子53の信号により上記充電用
電流源６をオン、オフ制御する。また上記RSフリップフ
ロップ８の出力端子84は上記放電用電流源７をオン、オ
フ制御する。上記時間制御コンデンサ11は、抵抗151と
電圧源152によって構成される充電手段15により充電さ
れ、スイッチ素子12より構成される放電手段により急速
放電される時間制御回路を構成しており、上記スイッチ
素子12は上記RSフリップフロップ８の出力端子83の信号
によりオン、オフ制御されている。
上記のように構成された回路において以下第10図ａ〜
ｈの動作波形図を参照し説明する。
ｈの動作波形図を参照し説明する。
t0以前において、コンパレータ４の入力条件は、入力
端子41＜入力端子42となっているため上記コンパレータ
４の出力端子43はＬレベルとなっている。そこでt0にな
るとVCMが下降し、上記コンパレータ４の入力条件は、
入力端子41＞入力端子42となるため出力端子43は第10図
ｃに示すようにＨレベルとなり上記出力端子43の信号は
RSフリップフロップ８の入力端子81をセットする。する
と、上記RSフリップフロップ８の出力端子83は第10図ｆ
に示すようにＬレベルとなり、スイッチ素子12をオフ状
態にするため、充電手段15により時間制御コンデンサ11
に電流が供給され、上記時間制御コンデンサ11に発生す
る電圧（以下VCFとする）は第10図ｂに示すように指数
関数的に右上りに上昇する。またt0において上記RSフリ
ップフロップ８の出力端子84は第10図ｇに示すようにＨ
レベルとなり、放電用電流源７をオフ状態とし、コンパ
レータ９の入力条件が入力端子91＜入力端子92となって
いるため上記コンパレータ９の出力端子93は第10図ｈに
示すようにＬレベルとなり、上記RSフリップフロップ８
の出力端子83もＬレベルとなっているため、OR回路25の
入力端子51,52は２つともＬレベルである。従って上記O
R回路25の出力端子53は第10図ｄに示すようにＬレベル
となり、充電用電流源６をオン状態とし、波形形成コン
デンサ５に電流を供給し、VCMは第10図ａに示すように
直線的に右上りに上昇する。さらに上記VCFが上昇し第1
0図ｂに示すように充電終了時期設定用基準電源10の電
圧（以下VWとする）に達するt1になると上記コンパレー
タ９の入力条件は入力端子91＞入力端子92となるため、
出力端子93は第10図ｈに示すようにＨレベルとなり、上
記OR回路25の出力端子53も第10図ｄに示すようにＨレベ
ルとなり、上記充電用電流源６はオフ状態となり、上記
波形形成コンデンサ５への電流の供給を停止する。この
時上記RSフリップフロップ８の状態は変化しないため、
VCMは第10図ａに示すようにその電圧を維持したまま平
行移動する。
端子41＜入力端子42となっているため上記コンパレータ
４の出力端子43はＬレベルとなっている。そこでt0にな
るとVCMが下降し、上記コンパレータ４の入力条件は、
入力端子41＞入力端子42となるため出力端子43は第10図
ｃに示すようにＨレベルとなり上記出力端子43の信号は
RSフリップフロップ８の入力端子81をセットする。する
と、上記RSフリップフロップ８の出力端子83は第10図ｆ
に示すようにＬレベルとなり、スイッチ素子12をオフ状
態にするため、充電手段15により時間制御コンデンサ11
に電流が供給され、上記時間制御コンデンサ11に発生す
る電圧（以下VCFとする）は第10図ｂに示すように指数
関数的に右上りに上昇する。またt0において上記RSフリ
ップフロップ８の出力端子84は第10図ｇに示すようにＨ
レベルとなり、放電用電流源７をオフ状態とし、コンパ
レータ９の入力条件が入力端子91＜入力端子92となって
いるため上記コンパレータ９の出力端子93は第10図ｈに
示すようにＬレベルとなり、上記RSフリップフロップ８
の出力端子83もＬレベルとなっているため、OR回路25の
入力端子51,52は２つともＬレベルである。従って上記O
R回路25の出力端子53は第10図ｄに示すようにＬレベル
となり、充電用電流源６をオン状態とし、波形形成コン
デンサ５に電流を供給し、VCMは第10図ａに示すように
直線的に右上りに上昇する。さらに上記VCFが上昇し第1
0図ｂに示すように充電終了時期設定用基準電源10の電
圧（以下VWとする）に達するt1になると上記コンパレー
タ９の入力条件は入力端子91＞入力端子92となるため、
出力端子93は第10図ｈに示すようにＨレベルとなり、上
記OR回路25の出力端子53も第10図ｄに示すようにＨレベ
ルとなり、上記充電用電流源６はオフ状態となり、上記
波形形成コンデンサ５への電流の供給を停止する。この
時上記RSフリップフロップ８の状態は変化しないため、
VCMは第10図ａに示すようにその電圧を維持したまま平
行移動する。
さらに上記VCFが上昇し第10図ｂに示すように放電開
始時期設定用基準電源27の電圧（以下VFとする）に達す
るt2になると上記コンパレータ16の入力条件は入力端子
62＜入力端子61となるため、第10図ｅに示すように出力
端子63はＨレベルとなり、上記RSフリップフロップ８の
入力端子82をリセットする。すると上記RSフリップフロ
ップ８は反転し、出力端子83は第10図ｆに示すようにＨ
レベルとなり、上記スイッチ素子12をオンさせるため上
記VCFを第10図ｂに示すように急速に時間制御コンデン
サ11を放電させる。またt2において上記RSフリップフロ
ップ８の出力端子84は第10図ｇに示すようにＬレベルと
なり、上記放電用電流源７をオン状態とするため上記V
CMを第10図ａに示すように直線的に右下りに放電する。
VCMが放電を続け第10図ａに示すようにVL以下となるt3
になると上記コンパレータ４は再び上記RSフリップフロ
ップ８をセットし、上記放電用電流源７の動作を終了さ
せるため上記動作を繰り返し、VCMは連続して台形波を
発生する。
始時期設定用基準電源27の電圧（以下VFとする）に達す
るt2になると上記コンパレータ16の入力条件は入力端子
62＜入力端子61となるため、第10図ｅに示すように出力
端子63はＨレベルとなり、上記RSフリップフロップ８の
入力端子82をリセットする。すると上記RSフリップフロ
ップ８は反転し、出力端子83は第10図ｆに示すようにＨ
レベルとなり、上記スイッチ素子12をオンさせるため上
記VCFを第10図ｂに示すように急速に時間制御コンデン
サ11を放電させる。またt2において上記RSフリップフロ
ップ８の出力端子84は第10図ｇに示すようにＬレベルと
なり、上記放電用電流源７をオン状態とするため上記V
CMを第10図ａに示すように直線的に右下りに放電する。
VCMが放電を続け第10図ａに示すようにVL以下となるt3
になると上記コンパレータ４は再び上記RSフリップフロ
ップ８をセットし、上記放電用電流源７の動作を終了さ
せるため上記動作を繰り返し、VCMは連続して台形波を
発生する。
前記第５図、第６図に示す実施例では時間制御手段と
してタイマーを２つ有しているため、それぞれに時定数
が必要となり、部品点数が増加するとともに本発明の回
路をIC化した場合そのICのピン数が増加することにな
り、チップ面積の増大、外付部品の増加を招きコストが
高くなる。また台形波の周波数を波形一定で可変するに
は、上記２つのタイマーの時定数を連動でその相対比を
精度よく保ちながら可変する必要があり、実現するのは
非常に困難である。ここに本発明の上述した第９図の実
施例とすれば、時間制御手段の時定数は１つでよく、部
品点数を削減でき、IC化した場合のピン数も削減するこ
とができるためコストが安くでき、１つの時定数を可変
（充電手段15の抵抗応を可変抵抗とする）することで波
形一定で簡単に台形波の周波数可変を行うことができ
る。
してタイマーを２つ有しているため、それぞれに時定数
が必要となり、部品点数が増加するとともに本発明の回
路をIC化した場合そのICのピン数が増加することにな
り、チップ面積の増大、外付部品の増加を招きコストが
高くなる。また台形波の周波数を波形一定で可変するに
は、上記２つのタイマーの時定数を連動でその相対比を
精度よく保ちながら可変する必要があり、実現するのは
非常に困難である。ここに本発明の上述した第９図の実
施例とすれば、時間制御手段の時定数は１つでよく、部
品点数を削減でき、IC化した場合のピン数も削減するこ
とができるためコストが安くでき、１つの時定数を可変
（充電手段15の抵抗応を可変抵抗とする）することで波
形一定で簡単に台形波の周波数可変を行うことができ
る。
第11図は本発明の他の実施例で、第７図に示す振幅制
御手段に第９図の時間制御回路101を導入したものであ
る。
御手段に第９図の時間制御回路101を導入したものであ
る。
第12図、第13図は前述した第９図の時間制御回路の充
電手段15と時間制御コンデンサ11とスイッチ素子12の部
分の実施例を示したもので、第14図、第15図にそれぞれ
動作波形を示し、説明する。
電手段15と時間制御コンデンサ11とスイッチ素子12の部
分の実施例を示したもので、第14図、第15図にそれぞれ
動作波形を示し、説明する。
第12図の21は時間制御コンデンサの充電手段でスイッ
チ素子12と電源211で構成されており、第12図の22は第
９図の放電手段としてのスイッチ素子12に対応する放電
手段で抵抗により構成されている。
チ素子12と電源211で構成されており、第12図の22は第
９図の放電手段としてのスイッチ素子12に対応する放電
手段で抵抗により構成されている。
上記スイッチ素子12がオンならば上記時間制御コンデ
ンサ11に電圧が印加されるためVCFは第14図に示すよう
に急速に上昇する。次に上記スイッチ素子12がオフにな
れば時間制御コンデンサ11は上記放電手段（抵抗）22を
介して放電し、第14図に示すように指数関数的に右下り
の波形となる。上記スイッチ素子12のオン、オフ制御を
前記RSフリップフロップ８の信号により行うことで第14
図に示すような連続した時間制御波形を得ることができ
る。
ンサ11に電圧が印加されるためVCFは第14図に示すよう
に急速に上昇する。次に上記スイッチ素子12がオフにな
れば時間制御コンデンサ11は上記放電手段（抵抗）22を
介して放電し、第14図に示すように指数関数的に右下り
の波形となる。上記スイッチ素子12のオン、オフ制御を
前記RSフリップフロップ８の信号により行うことで第14
図に示すような連続した時間制御波形を得ることができ
る。
第13図において15は第９図の充電手段15の代わりに設
けられた充電手段で電流源153で構成されており、上記
電流源153は上記時間制御コンデンサ11に直接に接続さ
れ、スイッチ素子12は、上記時間制御コンデンサ11に並
列に接続されており、上記スイッチ素子12がオフならば
上記時間制御コンデンサ11に電流が供給され、第15図に
示すようにVCFは直線的に右上りに上昇する。次に上記
スイッチ素子12がオンになれば、VCFは短絡されるため
第15図に示すように急激に放電する。上記スイッチ素子
12のオン、オフ制御を上記RSフリップフロップ８の信号
により行うことで第15図に示すような連続した時間制御
波形を得ることができる。なお、上述した第14図、第15
図に示す時間制御波形と、VF、VWのレベルを比較するこ
とにより、前記した第９図の回路同様第１の時期、第２
の時期を得ることができる。
けられた充電手段で電流源153で構成されており、上記
電流源153は上記時間制御コンデンサ11に直接に接続さ
れ、スイッチ素子12は、上記時間制御コンデンサ11に並
列に接続されており、上記スイッチ素子12がオフならば
上記時間制御コンデンサ11に電流が供給され、第15図に
示すようにVCFは直線的に右上りに上昇する。次に上記
スイッチ素子12がオンになれば、VCFは短絡されるため
第15図に示すように急激に放電する。上記スイッチ素子
12のオン、オフ制御を上記RSフリップフロップ８の信号
により行うことで第15図に示すような連続した時間制御
波形を得ることができる。なお、上述した第14図、第15
図に示す時間制御波形と、VF、VWのレベルを比較するこ
とにより、前記した第９図の回路同様第１の時期、第２
の時期を得ることができる。
発明の効果 以上のように本発明によれば 得られる出力波形は、相似形で立上り、立下り時間
と平坦部の時間の比が一定で振幅可変を行うことができ
る。
と平坦部の時間の比が一定で振幅可変を行うことができ
る。
出力波形の立上り、立下りスロープを任意に可変可
能、すなわち矩形波から台形波、三角波に至る波形を連
続可変することができ、かつその可変はVWの電圧を可変
するだけで容易に行うことができる。
能、すなわち矩形波から台形波、三角波に至る波形を連
続可変することができ、かつその可変はVWの電圧を可変
するだけで容易に行うことができる。
放電終了時期を電圧で制御しているため、常に安定
した電圧レベルの出力波形を得ることができる。
した電圧レベルの出力波形を得ることができる。
時定数が１つで良く、部品点数が少なく、IC化した
場合のピン数が少ないため、低コストが実現できる。
場合のピン数が少ないため、低コストが実現できる。
時定数が１つのため、周波数の可変が波形一定のま
まで行うことができ、かつその可変は充放電手段である
抵抗１本で容易に可変できる。
まで行うことができ、かつその可変は充放電手段である
抵抗１本で容易に可変できる。
制御信号が微小となったとき回路の誤動作を簡単な
回路で防止することができる。
回路で防止することができる。
第１図は本発明の振幅制御台形波発生装置の一実施例を
示すブロック図、第２図は第１図に示すブロック図の動
作を説明する波形図、第３図は第１図に示すブロックの
動作の変化を説明する波形図、第４図は波形形成の検出
手段として全て時期で行った場合の動作の変化を説明す
る波形図、第５図は第１図に示す時間制御手段の一構成
例を示すブロック図、第６図は第１図に示す時間制御手
段の他の構成例を示すブロック図、第７図は第１図に示
す一実施例の応用例を示すブロック図、第８図はその動
作を説明する波形図、第９図は本発明の一実施例を詳細
に示す回路図、第10図は第９図に示す回路の動作を説明
する波形図、第11図は第９図に示す一実施例の応用例を
示すブロック図、第12図は時間制御回路の他の実施例を
示す回路図、第13図は時間制御回路の他の実施例を示す
回路図、第14図、第15図はそれぞれ第12図、第13図の動
作波形図、第16図は従来の台形波発生装置の一例を示す
回路図、第17図、第18図は第16図に示す回路の動作を示
す波形図である。 ４……コンパレータ、５……波形形成コンデンサ、６…
…充電用電流源、７……放電用電流源、８……RSフリッ
プフロップ、９……コンパレータ、10……充電終了時期
設定用基準電源、11……時間制御コンデンサ、12……ス
イッチ素子、13……制御信号、14……放電終了時期設定
用基準電源、15……充電手段、16……コンパレータ、17
……第３の電流源、18……インピーダンス素子、19……
トランジスタ、21……リセット手段、22……放電手段、
25……OR回路、27……放電開始時期設定用基準電源。
示すブロック図、第２図は第１図に示すブロック図の動
作を説明する波形図、第３図は第１図に示すブロックの
動作の変化を説明する波形図、第４図は波形形成の検出
手段として全て時期で行った場合の動作の変化を説明す
る波形図、第５図は第１図に示す時間制御手段の一構成
例を示すブロック図、第６図は第１図に示す時間制御手
段の他の構成例を示すブロック図、第７図は第１図に示
す一実施例の応用例を示すブロック図、第８図はその動
作を説明する波形図、第９図は本発明の一実施例を詳細
に示す回路図、第10図は第９図に示す回路の動作を説明
する波形図、第11図は第９図に示す一実施例の応用例を
示すブロック図、第12図は時間制御回路の他の実施例を
示す回路図、第13図は時間制御回路の他の実施例を示す
回路図、第14図、第15図はそれぞれ第12図、第13図の動
作波形図、第16図は従来の台形波発生装置の一例を示す
回路図、第17図、第18図は第16図に示す回路の動作を示
す波形図である。 ４……コンパレータ、５……波形形成コンデンサ、６…
…充電用電流源、７……放電用電流源、８……RSフリッ
プフロップ、９……コンパレータ、10……充電終了時期
設定用基準電源、11……時間制御コンデンサ、12……ス
イッチ素子、13……制御信号、14……放電終了時期設定
用基準電源、15……充電手段、16……コンパレータ、17
……第３の電流源、18……インピーダンス素子、19……
トランジスタ、21……リセット手段、22……放電手段、
25……OR回路、27……放電開始時期設定用基準電源。
Claims (3)
- 【請求項１】波形形成コンデンサに直列および並列に接
続された電流源の動作を任意にオン、オフできると共に
電流源の電流値が任意に連動して可変できる第１および
第２の電流源と、上記波形形成コンデンサの電圧を検出
し電圧レベルによって上記第２の電流源の動作終了時期
を制御する電圧検出手段と、上記電圧検出手段の出力で
動作を開始し上記第１の電流源の動作開始および終了時
期を制御する第１の時期を発生すると共に上記第２の電
流源の動作開始を制御する第２の時期を発生する時間制
御手段を具備した振幅制御台形波発生装置。 - 【請求項２】時間制御手段として充電手段と放電手段に
より充放電される時間制御コンデンサと、上記時間制御
コンデンサの電圧と充電終了時期設定用基準電源の電圧
を比較する第１の電圧検出手段と、上記時間制御コンデ
ンサの電圧と放電開始時期設定用基準電源の電圧を比較
する第２の電圧検出手段と、請求項１の波形形成コンデ
ンサの電圧を検出する電圧検出手段と上記第２の電圧検
出手段でトリガされ第１の出力により上記放電手段を動
作させると共に上記第１の電圧検出手段の出力の論理和
を請求項１の第１の時期とし、第２の出力を請求項１の
第２の時期としたラッチ手段を具備した請求項１記載の
振幅制御台形波発生装置。 - 【請求項３】第１および第２の電流源と電流値が連動
し、その電流で電圧を発生させるインピーダンス素子
と、上記インピーダンス素子に発生する電圧で動作する
トランジスタを波形形成コンデンサに並列に接続した第
３の電流を具備した請求項１記載の振幅制御台形波発生
装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153937A JP2718068B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 振幅制御台形波発生装置 |
| US07/342,881 US4947312A (en) | 1988-04-28 | 1989-04-25 | Non-resonance type AC power source apparatus |
| EP92201378A EP0501594B1 (en) | 1988-04-28 | 1989-04-27 | Trapezoidal wave generator |
| DE68924090T DE68924090T2 (de) | 1988-04-28 | 1989-04-27 | Wechselstromversorgungsschaltung ohne Resonanzkreis. |
| EP89304222A EP0340006B1 (en) | 1988-04-28 | 1989-04-27 | Non-resonance AC power source apparatus |
| DE68927550T DE68927550T2 (de) | 1988-04-28 | 1989-04-27 | Trapezoidaler Signalgenerator |
| US07/520,771 US4988958A (en) | 1988-04-28 | 1990-05-08 | Amplitude-controlled trapezoidal wave generating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153937A JP2718068B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 振幅制御台形波発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01320813A JPH01320813A (ja) | 1989-12-26 |
| JP2718068B2 true JP2718068B2 (ja) | 1998-02-25 |
Family
ID=15573341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63153937A Expired - Lifetime JP2718068B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-06-22 | 振幅制御台形波発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2718068B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3406508B2 (ja) | 1998-03-27 | 2003-05-12 | シャープ株式会社 | 表示装置および表示方法 |
| US6545513B2 (en) | 2001-05-17 | 2003-04-08 | Denso Corporation | Electric load drive apparatus |
| JP4569040B2 (ja) * | 2001-05-17 | 2010-10-27 | 株式会社デンソー | 電気負荷の駆動装置 |
| CN101300619B (zh) | 2005-11-04 | 2010-11-17 | 夏普株式会社 | 显示装置 |
| JP5521371B2 (ja) * | 2009-04-02 | 2014-06-11 | 富士電機株式会社 | 発振回路およびそれを用いたスイッチング電源装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53144650A (en) * | 1977-05-23 | 1978-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | Saw-tooth wave generator |
| JPS62186607A (ja) * | 1986-02-12 | 1987-08-15 | Yokogawa Electric Corp | 三角波発生装置 |
| JPH0199433A (ja) * | 1987-10-09 | 1989-04-18 | Nec Corp | バランス型正負電流源回路 |
-
1988
- 1988-06-22 JP JP63153937A patent/JP2718068B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS53144650A (en) * | 1977-05-23 | 1978-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | Saw-tooth wave generator |
| JPS62186607A (ja) * | 1986-02-12 | 1987-08-15 | Yokogawa Electric Corp | 三角波発生装置 |
| JPH0199433A (ja) * | 1987-10-09 | 1989-04-18 | Nec Corp | バランス型正負電流源回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01320813A (ja) | 1989-12-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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