TWI559665B - 具有斜率補償功能的切換模式電源供應器 - Google Patents

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具有斜率補償功能的切換模式電源供應器
本發明涉及一種具有斜率補償功能的切換模式電源供應器。
峰值電流模式(Peak Current Mode Power Converter,PCMC)為常見切換模式電源供應器(Switch Mode Power Supply,SMPS)的控制方式。而當轉換器的占空比(開關導通時間/時鐘週期)大於50%時，會發生次斜波振盪(Subharmonic Osciallation)，而次斜波振盪是一種不希望在電感電流中出現的模式。
有鑑於此，有必要提供一種具有斜率補償功能可避免次斜波振盪產生的切換模式電源供應器。
一種切換模式電源供應器，包括：開關電路，用於在驅動訊號控制下將輸入電壓轉換為輸出電壓並經電感輸出至輸出端；電壓偵測電路，用於偵測該輸出端的輸出電壓，並將該輸出電壓與參考電壓產生輸出第一電壓偵測訊號；斜率補償電路，用於將該第一電壓偵測訊號調變成與該輸出電壓設定電壓值相對應的斜率補償量的負斜率斜坡電壓；電流偵測電路，用於偵測電感電流並轉化為第二電壓偵測訊號； 脈衝寬度調制比較器，用於根據該斜坡電壓與該第二電壓偵測訊號生成脈衝寬度調制訊號；驅動電路，用於根據該脈衝寬度調制訊號生成該驅動訊號，以控制該開關電路。
10‧‧‧切換模式電源供應器
111‧‧‧開關電路
112‧‧‧電壓偵測電路
113‧‧‧斜率補償電路
114‧‧‧電流偵測電路
115‧‧‧脈衝寬度調制比較器
116‧‧‧驅動電路
MP‧‧‧上橋開關
MN‧‧‧下橋開關
SW‧‧‧連接節點
L‧‧‧電感
Vout‧‧‧電源輸出端
R1‧‧‧第一電阻
R2‧‧‧第二電阻
OTA‧‧‧運算放大器
Rco‧‧‧相位補償電阻
Cco‧‧‧相位補償電容
Vref‧‧‧參考電壓
VB‧‧‧電壓緩衝器
CS‧‧‧斜率補償電容
I1‧‧‧電流源
INV‧‧‧反向器
MS‧‧‧斜率補償開關
TG‧‧‧控制傳輸閘
VC‧‧‧第一電壓偵測訊號
VCS‧‧‧斜坡電壓
Vsn‧‧‧第二電壓偵測訊號
IS‧‧‧電流偵測元件
Rs‧‧‧轉換電阻
1162‧‧‧RS鎖存器
DR‧‧‧驅動器
圖1是本發明切換模式電源供應器之電路結構示意圖。
圖2是圖1所示切換模式電源供應器之斜率補償電路示意圖。
圖3是圖1所示切換模式電源供應器之訊號時序圖。
下面結合附圖具體說明本發明切換模式電源供應器。
請參閱圖1，圖1是本發明切換模式電源供應器電路結構示意圖。切換模式電源供應器(Switch Mode Power Supply,SMPS)10為峰值電流模式(Peak Current Mode Power Converter,PCMC)控制。該切換模式電源供應器10包括開關電路111，用於在驅動訊號控制下將輸入電壓轉換為輸出電壓並經電感輸出至輸出端；電壓偵測電路112，用於偵測該輸出端的輸出電壓，並依據該輸出電壓與一參考電壓Vref產生第一電壓偵測訊號Vc；斜率補償電路113，用於將該第一電壓偵測訊號調變成與該輸出電壓設定電壓值相對應的斜率補償量的負斜率斜坡電壓；電流偵測電路114，用於偵測電感電流並轉化為第二電壓偵測訊號；脈衝寬度調制比較器115，用於根據該斜坡電壓與該第二電壓偵測訊號生成脈衝寬度調制訊號；驅動電路116，用於根據該脈衝寬度調制訊號生成該驅動訊號，以控制該開關電路111。
該開關電路111包括上橋開關MP、下橋開關MN、電感L。該上橋開關MP的第一導通端與電壓源VIN連接，該上橋開關MP的第二導通端與該下橋開關MN的第一導通端連接，該下橋開關MN的第二導通端接地。該上橋開關MP的第二導通端與該下橋開關MN的第一導通端之間具有一連接節點SW。該電感L連接在該連接節點SW與電源輸出端Vout之間。該上橋開關MP與該下橋開關MN的控制端與該驅動電路116連接。在本實施方式中，該上橋開關MP為為一PMOS(P-Metal Oxide Semiconductor)電晶體，該下橋開關MN為一NMOS(N-Metal Oxide Semiconductor)電晶體。該上橋開關MP的第一導通端為該PMOS的源極，第二導通端為該PMOS的汲極，該控制端為該PMOS的閘極。該下橋開關MN的第一導通端為該NMOS的汲極，第二導通端為該NMOS的源極，該控制端為該NMOS的閘極。
該電壓偵測電路112包括第一電阻R1、第二電阻R2、運算放大器OTA、相位補償電阻Rco及相位補償電容Cco。該第一電阻R1的一端與該電源輸出端Vout連接，該第一電阻R1的另一端與該第二電阻R2的一端及該運算放大器OTA的反向輸入端相連，該第二電阻R2的另一端接地。該運算放大器OTA的正向輸入端用於接收參考電壓Vref，該運算放大器OTA的輸出端依次經串聯的相位補償電阻Rco與相位補償電容Cco接地，同時該運算放大器OTA的輸出端還與該斜率補償電路113連接。該運算放大器OTA輸出第一電壓偵測訊號VC至該斜率補償電路113。該第一電壓偵測訊號VC係參考電壓Vref與該第一、第二電阻R1、R2分壓之輸出電壓Vout乘以運算放大器之轉導值所得之誤差電壓。以數學式示之為：VC=gm*(Vref-(Vout*R2/(R1+R2)))，其中gm為運算放大器之轉導值。
請一併參閱圖2，圖2是圖1所示切換模式電源供應器10之斜率補償電路113示意圖。該斜率補償電路113包括電壓緩衝器VB、斜率補償電容CS、一電流源I1、反向器INV、斜率補償開關MS及控制傳輸閘TG。該電壓緩衝器VB的正向輸入端接收該第一電壓偵測訊號VC，該電壓緩衝器VB的反向輸入端與該電壓緩衝器VB的輸出端VCP相連。該電壓緩衝器VB依次經該斜率補償電容CS、斜率補償開關MS、電流源I1接地。其中，該斜率補償開關MS的第一導通端與該電流源I1連接，第二導通端與該斜率補償電容CS連接，該斜率補償開關MS的控制端接收時脈控制訊號CLK-M。該時脈控制訊號CLK-M同時經該反向器INV傳輸至該控制傳輸閘TG。該傳輸控制閘TG同時分別與該電壓緩衝器VB的輸出端及該斜率補償電容CS的一端連接。該斜率補償開關MS的第二導通端輸出斜坡電壓VCS至該脈衝寬度調制比較器115。在本實施方式中，該斜率補償開關MS為一NMOS(N-Metal Oxide Semiconductor)電晶體。該電流源I1具有一可調整電流值範圍，該斜率補償電容CS具有一可調整電容值範圍。該時脈控制訊號CLK-M的占空比大於90%。
該電流偵測電路114連接於該連接節點SW與該脈衝寬度調制比較器115之間。該電流偵測電路114包括電流偵測元件IS與轉換電阻Rs。該電流偵測元件IS與該轉換電阻Rs串聯在該連接節點SW與地之間。該電流偵測元件IS與該轉換電阻Rs之間節點輸出第二電壓偵測訊號Vsn至該脈衝寬度調制比較器115。
該脈衝寬度調制比較器115之正向輸入端接收斜坡電壓VCS，該脈衝寬度調制比較器115之反向輸入端接收該第二電壓偵測訊號Vsn。該脈衝寬度調制比較器115根據該斜坡電壓VCS與該第二電壓偵 測訊號Vsn生成脈衝寬度調制訊號(Pulse Width Modulation,PWM)至該驅動電路116。
該驅動電路116包括RS鎖存器1162、驅動器DR。該RS鎖存器1162的復位端子R與該脈衝寬度調制比較器115的輸出端連接，該RS鎖存器1162的設置端子S接收時脈記號CLK。該RS鎖存器1162的非倒相輸出端子Q與該驅動器DR連接，該驅動器DR分別與該上橋開關MP與下橋開關MN的控制端連接。
請一併參閱圖3，圖3是本發明切換模式電源供應器10之訊號時序圖。工作時，該上橋開關MP與下橋開關MN在驅動訊號控制下交替導通與關斷，將電壓源VIN之輸入電壓轉換為輸出電壓，此時該連接節點SW處的電壓訊號Vsw，該電壓訊號Vsw為方波訊號。該電感L的電流IL在每一PWM脈衝週期內迅速地改變。當PWM訊號之占空比大於50%時，迅速改變之電感器電流IL可導致該切換模式電源10之電流控制不穩定，為校正此不穩定性需要使用斜率補償。該第一電壓偵測訊號VC係參考電壓Vref與該第一、第二電阻R1、R2分壓之輸出電壓Vout之間的誤差電壓。該圖示中還包括第二電壓偵測訊號Vsn、時脈控制訊號CLK-M及PWM訊號。
當該時脈控制訊號CLK-M為邏輯高電位，在本實施方式中，該CLK-M為邏輯”1”時，斜率補償開關MS導通，傳輸控制閘TG關斷，此時斜率補償電容CS經由斜率補償開關MS及電流源I1放電。對於該斜率補償電容CS的電荷量Q=CV，所以，即i=
因為CdV=idt，積分可得，CS*VCS=I1(Ts*CD-0)，其中Ts為該時脈訊號CLK-M的週期，CD為該時脈訊號CLK-M的占空比，在本實施方式中，當時脈訊號CLK-M的占空比為97%。則VCS=(I1*Ts*0.97)/CS，因此該斜坡電壓VCS的斜率Se=VCS/(Ts*0.97)=(I1*Ts*0.97)/(Ts*0.97*CS)=I1/CS。
當該時脈控制訊號CLK-M為邏輯”0”時，該斜率補償開關MS關斷，該傳輸控制閘TG導通，使得VC=VCP=VCS，該斜坡電壓VCS如圖所示。該斜坡電壓VCS回饋至該脈衝寬度調制比較器115，進而控制該PWM訊號之占空比以避免次斜波振盪的產生。
本發明的具有斜率補償功能的切換模式電源供應器通過斜率補償電路產生負斜率的斜坡電壓，且根據該斜坡電壓控制切換模式電源供應器之切換頻率從而可有效避免次斜波振盪的產生。進一步，本發明的斜率補償電路通過調整電流源的電流即可調整斜坡電壓的斜率，操作方便快捷。
如上所述，本發明符合發明專利要件，爰依法提出專利申請。惟，以上所述者僅為本發明之較佳實施方式，本發明之範圍並不以上述實施方式為限，舉凡熟悉本案技藝之人士援依本發明之精神所作之等效修飾或變化，皆應涵蓋於以下申請專利範圍內。
10‧‧‧切換模式電源供應器
111‧‧‧開關電路
112‧‧‧電壓偵測電路
113‧‧‧斜率補償電路
114‧‧‧電流偵測電路
115‧‧‧脈衝寬度調制比較器
116‧‧‧驅動電路
MP‧‧‧上橋開關
MN‧‧‧下橋開關
SW‧‧‧連接節點
L‧‧‧電感
Vout‧‧‧電源輸出端
R1‧‧‧第一電阻
R2‧‧‧第二電阻
OTA‧‧‧運算放大器
Rco‧‧‧相位補償電阻
Cco‧‧‧相位補償電容
Vref‧‧‧參考電壓
VB‧‧‧電壓緩衝器
CS‧‧‧斜率補償電容
VC‧‧‧第一電壓偵測訊號
VCS‧‧‧斜坡電壓
Vsn‧‧‧第二電壓偵測訊號
IS‧‧‧電流偵測元件
Rs‧‧‧轉換電阻
1162‧‧‧RS鎖存器
DR‧‧‧驅動器

Claims (9)

  1. 一種切換模式電源供應器，包括：開關電路，用於在驅動訊號控制下將輸入電壓轉換為輸出電壓並經電感輸出至輸出端；電壓偵測電路，用於偵測該輸出端的輸出電壓，並依據該輸出電壓與參考電壓產生輸出第一電壓偵測訊號；斜率補償電路，用於將該第一電壓偵測訊號調變成與該輸出電壓設定電壓值相對應的斜率補償量的負斜率斜坡電壓；電流偵測電路，用於偵測電感電流並轉化為第二電壓偵測訊號；脈衝寬度調制比較器，用於根據該斜坡電壓與該第二電壓偵測訊號生成脈衝寬度調制訊號；驅動電路，用於根據該脈衝寬度調制訊號生成該驅動訊號，以控制該開關電路；所述斜率補償電路包括電壓緩衝器、斜率補償電容、電流源、反向器、斜率補償開關及控制傳輸閘，該電壓緩衝器的正向輸入端接收該第一電壓偵測訊號，該電壓緩衝器的反向輸入端與該電壓緩衝器的輸出端相連；該電壓緩衝器依次經該斜率補償電容、斜率補償開關、電流源接地。
  2. 如請求項1所述之切換模式電源供應器，其中，該電壓偵測電路包括第一電阻、第二電阻、運算放大器、相位補償電阻及相位補償電容；該第一電阻的一端與該電源輸出端連接，該第一電阻的另一端與該第二電阻的一端及該運算放大器的反向輸入端相連，該第二電阻的另一端接地；該運算放大器的正向輸入端接收該參考電壓，該運算放大器的輸出端依次經串聯的相位補償電阻與相位補償電容接地，同時該運算放大器還與該 斜率補償電路連接；該運算放大器輸出該第一電壓偵測訊號至該斜率補償電路。。
  3. 如請求項1所述之切換模式電源供應器，其中，該斜率補償開關的第一導通端與該電流源連接，第二導通端與該斜率補償電容連接，該斜率補償開關的控制端接收時脈控制訊號，該時脈控制訊號同時經該反向器傳輸至該控制傳輸閘，該傳輸控制閘同時分別與該電壓緩衝器的輸出端及該斜率補償電容的一端連接，該斜率補償開關的第二導通端輸出斜坡電壓至該脈衝寬度調制比較器。
  4. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，該斜率補償開關為一NMOS(N-Metal Oxide Semiconductor)電晶體。
  5. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，該電流源具有一可調整電流值範圍。
  6. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，該斜率補償電容具有一可調整電容值範圍。
  7. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，該時脈控制訊號的占空比大於90%。
  8. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，當該時脈控制訊號為邏輯高電位時，斜率補償開關導通，傳輸控制閘關斷，此時斜率補償電容經由斜率補償開關及電流源放電，對於該斜率補償電容的電荷量Q=CV，所以，即；因為CdV=idt，積分可得，CS*VCS=I1(Ts*CD-0)，其中Ts為該時脈訊號的週期，CD為該時脈訊號的占空比，則VCS=(I1*Ts*CD)/CS，因此該斜坡電壓VCS的斜率 Se=VCS/(Ts*CD)=(I1*Ts*CD)/(Ts*CD*CS)=I1/CS，其中CS為該斜率補償電容之電容值、I1為該電流源電流值、VCS為該斜率補償電路產生之斜坡電壓。
  9. 如請求項3所述之切換模式電源供應器，其中，當該時脈控制訊號為邏輯”0”時，該斜率補償開關關斷，該傳輸控制閘導通，使得該斜坡電壓與該第一電壓偵測訊號值相同。
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