CN1307777C - 多路输出直流－直流变换器 - Google Patents

多路输出直流－直流变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN1307777C
CN1307777C CNB028031687A CN02803168A CN1307777C CN 1307777 C CN1307777 C CN 1307777C CN B028031687 A CNB028031687 A CN B028031687A CN 02803168 A CN02803168 A CN 02803168A CN 1307777 C CN1307777 C CN 1307777C
Authority
CN
China
Prior art keywords
output
circuit
main switch
make
output voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB028031687A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1486529A (zh
Inventor
石井卓也
长潟信义
齐藤浩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1486529A publication Critical patent/CN1486529A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1307777C publication Critical patent/CN1307777C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

为了以较少的元器件向多个负载提供高效率的可控的直流电压，本发明的多路输出DC-DC变换器由一端与输入直流电源(1)的负极连接的第1主开关(21)、与第1主开关(21)的另一端连接的第1整流装置(51)和第1平滑装置(61)、一端与输入直流电源(1)的正极连接的第2主开关(22)、与第2主开关(22)的另一端连接的第2整流装置(52)和第2平滑装置(62)、连接在第1主开关(21)的另一端和第2主开关(22)的另一端之间的电感(31)和按规定的导通截止时间比驱动各开关的控制电路(81)构成。

Description

多路输出直流-直流变换器
技术领域
本发明涉及输入电池等直流电压而向多个负载供给包含负电压在内的、可以控制的直流电压的多路输出DC-DC变换器，该DC-DC变换器用于各种电子仪器，例如，可以作为装在便携式仪器上的液晶板等的驱动电源使用。
背景技术
作为已有的关于输入直流电压而向多个负载供给可以控制的直流电压的多路输出DC-DC变换器的技术，有图13所示那样构成的变换器。图13所示的已有的多路输出DC-DC变换器是装在便携式仪器上的液晶板等的驱动电源。在该多路输出DC-DC变换器中，电池作为输入电源1，供给输入直流电压Ei＝2.5～3.3V，输出第1输出电压Vout1＝3.5V作为源极驱动器电压，输出第2输出电压Vout2＝13.5V和第3输出电压Vout3＝-13.5V作为正负栅极驱动器电压。第1变换器100还设有由N沟道MOSFET构成的第1主开关102、第1逆变器103、第1输出二极管105和第1输出电容器106。利用第1变换器100构成从第1输出电容器106向第1负载107输出第1输出电压Vout1的升压变换器。为了控制第1输出电压Vout1，第1控制电路108调整第1主开关102的导通截止比。第2变换器200设有由N沟道MOSFET构成的第2主开关202、第2逆变器203、第2输出二极管205和第2输出电容器206。利用该第2变换器200构成从第2输出电容器206向第2负载207输出第2输出电压Vout2的升压变换器。第2控制电路208调整第2主开关202的导通截止比，以控制第2输出电压Vout2。第3变换器300输入第2输出电压Vout2，并设有第1开关301、第2开关302、电容器303、第1二极管304、第2二极管305和第3输出电容器306。利用该第3变换器300构成从第3输出电容器306向第3负载307输出第3输出电压Vout3的反向开关电容器。第3控制电路308使第1开关301和第2开关302交替导通截止。
下面，简单说明图13所示的已有的的多路输出DC-DC变换器的动作。首先，第1变换器100在第1主开关102导通时，向第1逆变器103加输入直流电压Ei。这时，第1逆变器103流过电流，存储磁能。其次，当第1主开关102变为截止状态时，存储在第1逆变器103中的磁能被释放出来，作为充电电流，经第1输出二极管105对第1输出电容器106充电。若第1主开关102以一定的周期进行通断动作，则每一个周期经第1逆变器103输出的能量与第1主开关102的导通时间的长短有关，导通时间越长，输出能量越大。因此，第1主开关102的导通时间越长，第1输出电压Vout1越高。即，第1控制电路108通过调整第1主开关102的导通截止时间比，可以控制第1输出电压Vout1。同样，第2变换器200通过控制电路208调整第2主开关202的导通截止时间比，使存储在第2逆变器203中的磁能被释放出来，作为充电电流，经第2输出二极管205对第2输出电容器206充电。通过调整该磁能的释放量，可以控制第2输出电压Vout2。
在第3变换器300中，当第1开关301处于导通状态时，第2输出电压Vout2经第2二极管305对电容器303充电。而且，当第2开关302处于导通状态时，电容器303的能量经第1二极管304对第3输出电容器306充电，由此，输出使第2输出电压Vout2反向了的第3输出电压Vout3。
在上述构成中，为了输出3种不同的电压，必需要3个变换器。但是，对于便携式仪器，为了使其小而轻，要求尽量减少(哪怕是一个)元器件个数。作为以少量的元器件控制多路输出的方法，例如，有日本的特公平7-40785号公报记载的技术。图14是特公平7-40785号公报中的图1所示的具有3路输出的升压电容器电路图。在图14中，电感L在开关S1与节点1连接的期间存储从直流电源V11来的磁能。在开关S1与节点2连接的期间向输出侧释放磁能。这时，通过开关S2对各路输出分配磁能。在特公平7-40785号公报公开的发明中，示出一种控制方法，控制开关S2与各节点连接的导通期间，使各输出电压稳定，同时，通过开关S1向负载供电，且对所有的负载都不会发生供电不足或过剩的现象。
在特公平7-40785号公报中，是将开关1与节点2连接的期间(主开关截止期间)时分后再切换开关2的节点的方式。该已有技术和电路构成虽然不同，但都是根据同样的技术思想构成的，因而有不同控制方法的发明。例如，在美国专利第5400239号说明书中，公开了一种输出路数为N的绝缘型回描变换器。该绝缘型回描变换器使变压器的1个输出绕组经和开关2相当的开关与N个整流平滑电路连接。而且，对主开关的开关频率进行N分割后，分别用于各输出的控制。即，该绝缘型回描变换器若与图14所示的构成对照，则变成使用N分之1的开关频率切换开关S2，在每一个开关周期内调整开关S1的导通时间，以控制各输出电压。
此外，在美国专利第5751139号说明书中，公开了一种使用1个逆变器实现多路输出的非绝缘型DC-DC变换器。在该非绝缘型DC-DC变换器中，对想要稳压的输出，使其享有优先权。若将该非绝缘型DC-DC变换器与图14所示的构成进行对照，则变成开关S2根据优先顺序选择输出进行供电，当选中的输出电压达到上限阈值时，选择下一个输出并进行切换。
如上所述，在已有的装置中，对单一的DC-DC变换器的输出进行时分后，向多路输出供电，并控制主开关和选择输出的开关，使各输出稳定。若将这样的技术应用于图13所示的已有的多路输出变换器，则需要与用来选择输出的开关S2(图14)相当的开关。但是，对于第1变换器100和第2变换器200，可以使第1主开关102和第2主开关202共用一个开关，使第1逆变器103和第2逆变器203共用一个逆变器，所以，能够使元器件中体积较大的电感减少一个。
如上所述，已有的多路输出DC-DC变换器为了控制从第1到第3输出电压的3个输出，其构成包括2个升压变换器和1个反向开关电容器。但是，对于特别需要小而轻的便携式仪器，要求元器件数尽可能少。在用少量元器件控制多路输出的已有的技术中，将2个升压变换器会集成1个，可以减少1个电感。但是，为了产生负电位的输出电压，还必需要图13所示的反向开关电容器。在该反向开关电容器中，输出电压的微调很困难。此外，因电容器的充放电电流是浪涌电流，故存在会产生开关噪声或开关损耗的问题。作为得到任意负电位的输出电压的方法，可以考虑设置反向变换器，但是，需要电感去代替反向开关电容器使用的电容器。这样的电感是构成变换器的要素中的体积较大的器件，这样会阻碍实现装置的小型轻量化。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够使用与输出和输入电压同极性升压电压或极性不同的电压多路输出的单一的DC-DC变换器、即1个电感控制多路输出的多路输出DC-DC变换器。本发明提供一种能达到减少元器件的数量和使电路整体小型化的多路输出DC-DC变换器。
为了达到上述目的，本发明的多路输出DC-DC变换器包括：
1个电感；
输出输入电压的输入直流电源；
具有导通状态、第1截止状态和第2截止状态、在上述导通状态下将上述输入电压加给上述电感的主开关电路；
与上述电感的一端连接、在上述第1截止状态下对上述电感产生的电压进行整流平滑并输出将上述输入电压升压的升压输出电压的升压用整流平滑电路；
与上述电感的另一端连接、在上述第2截止状态下对上述电感产生的电压进行整流平滑并输出将上述输入电压反向升降压的反向输出电压的反向用整流平滑电路。
这样构成的本发明的多路输出DC-DC变换器是能够使用与输出和输入电压同极性升压电压或极性不同的电压多路输出的单一的DC-DC变换器、即1个电感控制多路输出，能够达到减少元器件的数量和使电路整体小型化。
此外，在本发明的多路输出DC-DC变换器中，上述主开关电路由连接在上述电感的一端和上述输入直流电源的负极之间的第1主开关和连接在上述电感的另一端和上述输入直流电源的正极之间的第2主开关构成，
上述主开关电路的导通状态是上述第1主开关和上述第2主开关同时导通的状态，上述第1截止状态是在上述第1主开关截止的状态下上述第2主开关导通的状态，上述第2截止状态是在上述第1主开关导通的状态下上述第2主开关截止的状态。
本发明的另一方案的多路输出DC-DC变换器包括：
主开关电路，按规定的开关周期动作，只在上述开关周期内的规定的导通期间内才将从输入直流电源来的输入电压加到至少一个电感上；
单一或多个升压输出电压形成装置，在上述开关周期内的上述规定的导通期间之后，将上述电感产生的回扫电压加到上述输入直流电源上，以获得整流平滑了的升压输出电压；
单一或多个反向输出电压形成装置，为形成相对上述输入直流电源的负电位，获得整流平滑了的反向输出电压，
在控制某一个上述输出电压的期间内分配上述开关周期，选择获得该输出电压的装置，同时，调整上述规定的导通期间来控制已选出的该输出电压。
这样构成的本发明的多路输出DC-DC变换器可以与输出和输入电压同极性已升压的电压和极性不同的电压多路输出，可以达到减少元器件的数量和使电路整体小型化。
本发明的又一方案的多路输出DC-DC变换器包括：
输入直流电源；
升压用整流平滑电路，具有一端与上述输入直流电源的负极连接的第1主开关和整流装置及平滑装置的串联电路；
反向用整流平滑电路，具有一端与上述输入直流电源的正极连接的第2主开关和整流装置及平滑装置的串联电路；
连接在上述第1主开关的另一端和上述第2主开关的另一端之间的至少一个电感。
这样构成的本发明的多路输出DC-DC变换器可以与输出和输入电压同极性已升压的电压和极性不同的电压多路输出，可以达到减少元器件的数量和使电路整体小型化。
虽然本发明的新特征没有特别记载在附加的权利要求书中，但是，通过参照附图阅读以下的详细说明，能够更好地理解和评价本发明的构成和内容以及其它的目的和特征。
附图说明
图1是表示本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
图2是表示本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器的控制电路的详细情况的电路图。
图3是表示本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器的控制电路的动作的波形图。
图4是表示本发明实施例2的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
图5是表示本发明实施例2的多路输出DC-DC变换器的控制电路的详细情况的电路图。
图6是表示本发明实施例2的多路输出DC-DC变换器的控制电路的动作的波形图。
图7是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
图8是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的控制电路的详细情况的电路图。
图9是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的控制电路的动作的波形图。
图10是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的另一构成的电路图。
图11是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的又一构成的电路图。
图12是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的又另一构成的电路图。
图13是表示已有的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
图14是表示已有的另一个多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
部分或全部附图是以图示为目的的大概的描绘，不一定能忠实地反映所示的要素的实际的相对大小或位置。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明的多路输出DC-DC变换器的很好的实施例。
《实施例1》
图1是表示本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。如图1所示，本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器与输入直流电源1连接，输入直流电压Ei。在实施例1的多路输出DC-DC变换器中，设有N沟道MOSFET的第1主开关21、P沟道MOSFET的第2主开关22、电感31、二极管的第1整流装置51、电容器的第1平滑装置61、二极管第2整流装置52、电容器的第2平滑装置62，和在规定的导通期间和截止期间分别驱动第1主开关21和第2主开关22的控制电路81。第1平滑装置61的两端与第1负载71连接，向第1负载71输出升压输出电压Vo1。第2平滑装置62的两端与第2负载72连接，向第2负载72输出反向输出电压Vo2。实施例1中的输入输出条件是Vo1＞Ei＞0＞Vo2。当第2主开关22导通时，第1主开关21、电感31、第1整流装置51和第1平滑装置61作为升压变换器工作。另一方面，当第1主开关21导通时，第2主开关22、电感31、第2整流装置52和第2平滑装置62作为反向变换器工作。
图2是表示控制电路81的更详细情况的电路图。在图2中，电阻801和电阻802检测升压输出电压Vo1，电阻803和电阻804检测反向输出电压Vo2。各检测电压通过误差放大器805和误差放大器806分别与基准电压源807的基准电压比较，并分别输出升压输出用误差信号Ve1和反向输出用误差信号Ve2。检测电路90由电阻801～804、误差放大器805、误差放大器806和基准电压源807构成。震荡电路808输出电位按规定的周期增减的三角波电压Vt和三角波电压Vt增加时为“H”、减小时为“L”的信号Vt1。比较器809将升压输出用误差信号Ve1和三角波电压Vt比较。比较器810将反向输出用误差信号Ve2和三角波电压Vt比较。各比较器809、810的输出信号通过AND电路811和812，分别作为表示其与信号Vt1的逻辑积的信号V1和V2输出。这里，信号V1是升压输出用脉冲信号，信号V2是反向输出用脉冲信号。由比较器809、810和AND电路811、812构成PWM电路91。信号Vt1输入作为分频电路的T触发器813中，并输出信号Vt2。OR电路814输入信号V1和信号Vt2，并输出驱动信号Vg21。驱动信号Vg21驱动作为N沟道MOSFET的第1主开关21，以“H”电平使第1主开关21处于导通状态。NOR电路815输入信号V2和信号Vt2的反相信号，并输出驱动信号Vg22。驱动信号Vg22驱动作为P沟道MOSFET的第2主开关22，以“L”电平使第2主开关22处于导通状态。在实施例1中，驱动信号Vg21和驱动信号Vg22是主开关驱动信号。由OR电路814和NOR电路815构成逻辑电路92。
图3是表示前述各信号和流过电感31的电流I31的波形图。下面，使用图1至图3说明本发明实施例1的多路输出DC-DC变换器的动作。
首先，在图3的时刻t0，伴随三角波信号Vt开始上升，信号Vt1变成“H”，输入信号Vt1的T触发器813的输出信号Vt2变成“L”。另一方面，表示三角波信号Vt和误差信号Ve1的比较结果和信号Vt的逻辑积的信号V1变成“H”。即，第1主开关21导通。另一方面，信号Vt2的反相信号为“H”，作为输入该反相信号的NOR电路815的输出的驱动信号Vg22变成“L”。即，第2主开关22导通。这时，对电感31加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t1，当比较器809反相，信号V1变成“L”时，因信号Vt2是“L”，故驱动信号Vg21变成“L”。结果，第1主开关21截止。另一方面，因驱动信号Vg22仍然是“L”，故第2主开关22导通。这时，存储在电感31中的磁能作为从输入直流电源1经第1整流装置51对作为第1平滑装置61的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t2，该电流变为0。另一方面，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
其次，在时刻t3，伴随三角波信号Vt开始上升，信号Vt1再次变成“H”，T触发器813的输出信号Vt2变成“H”。因此，作为输入信号Vt2的OR电路814的输出的驱动信号Vg21变成“H”。即，第1主开关21导通。此外，三角波信号Vt和误差信号Ve2的比较结果和信号Vt的逻辑积V2变成“H”，作为输入信号V2的NOR电路815的输出的驱动信号Vg22变成“L”。即，第2主开关22导通。这时，对电感31加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t4，当比较器810反相，信号V2变成“L”时，因信号Vt2的反相信号是“L”，故作为输入信号V2和信号Vt2的NOR电路815的输出的驱动信号Vg22变成“H”。即，第2主开关22截止。此外，因输入“H”电平的信号Vt2，故作为OR电路814的输出的驱动信号Vg21变成“H”。这时，第1主开关21维持导通状态。这时，存储在电感31中的磁能作为经第2整流装置52对作为第2平滑装置62的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t5，该电流变为0。另一方面，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t6，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“L”，并重复时刻t0之后的动作。
若设电感3的电感值为L、震荡器808的震荡周期为T、第1主开关21和第2主开关22同时导通的时刻t0～t1为Ton1、时刻t3～t4为Ton2、向第1负载71输出的电流为Io1、向第2负载72输出的电流为Io2，则下面的式(1)和式(2)的关系成立。
Vo1＝
   Ei+Ei·Ton1)2/(4L·T·Io1)
                     ---  (1)
Vo2＝
   -(Ei·Ton2)2/(4L·T·Io2)
                    ---  (2)
通过增减误差信号Ve1和Ve2去调整第1主开关21及第2主开关22同时导通的时间，分别使升压输出电压Vo1和反相输出电压Vo2稳定在所要求的电压上。即，共有电感31的升压变换器和反向变换器通过使用震荡器808的震荡频率的1/2进行时分控制，使升压输出电压Vo1和反相输出电压Vo2稳定在所要求的电压上。
如上所述，若按照实施例1的多路输出DC-DC变换器，通过共用1个电感31，可以得到以较少的元器件数同时使升压输出和反向输出稳压的效果。
《实施例2》
图4是表示本发明实施例2的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。
在实施例2的多路输出DC-DC变换器中，对和图1所示的实施例1的多路输出DC-DC变换器的构成相同的要素添加同样的符号。在实施例2中，和图1所示的实施例1的多路输出DC-DC变换器的构成的不同点在于：将从第1平滑装置输出的升压输出电压Vo1作为第1升压输出电压，并设置N沟道MOSFET的辅助开关41和二极管的第3整流装置53的串联电路以及电容器的第3平滑装置63。此外，增加了向第3负载输出的第2升压输出电压Vo3。
在实施例2中，为了控制第2升压输出电压Vo3，在控制电路82中增加该功能，变成图5所示的电路构成。实施例2的输入输出条件是Vo1＞Vo3＞Ei＞0＞Vo2。
图5是详细表示实施例2的控制电路82的构成的电路图。以下，对于图5，说明与图2所示的实施例1的构成的不同点。
如图5所示，在实施例2的检测电路93中，除了图2的检测电路90的构成要素之外，还增加了检测第2升压输出电压Vo3的电阻821和电阻822以及将该检测电压与基准电压源807的基准电压比较的误差放大器823。在实施例2的PWM电路94中，除了图2的PWM电路91的构成要素之外，还增加了将作为误差放大器823的输出的升压输出用误差信号Ve3与三角波电压Vt比较的比较器824和输出表示比较器824输出信号和信号Vt1的逻辑积的信号V3的AND电路825。在实施例2的分频电路95中，除了输入信号Vt1和输出信号Vt2的T触发器813之外，还增加了输入信号Vt2的第2T触发器826。在实施例2的逻辑电路96中，除了图2的逻辑电路92的构成要素之外，还增加了输入信号V1及信号V2的NOR电路827和输入信号V3、信号Vt2的反相信号以及第2T触发器826的输出Vt3的反相信号的NOR电路828。
此外，在实施例2中，代替图2中的OR电路814，设置输出驱动信号Vg21的NOR电路829，在该NOR电路829中，输入NOR电路827的输出和NOR电路828的输出。此外，在实施例2中，代替图2中的NOR电路815，设置输出驱动信号Vg22的NOR电路830，在该NOR电路830中，输入信号V2、信号Vt2的反相信号和信号Vt3。进而，在实施例2中，增加了输出作为信号Vt2和信号Vt3的逻辑积的升压输出用辅助开关驱动信号Vg41的AND电路831。升压输出用辅助开关驱动信号Vg41驱动辅助开关41，使其导通或截止。实施例2中的逻辑电路96由NOR电路827～830和AND电路831构成。
图6是表示前述各信号及流过电感32的电流I32的波形图。下面，使用图4至图6说明本发明实施例2的多路输出DC-C变换器的动作。
在图6的时刻t0，伴随三角波信号Vt开始上升，信号Vt1变成“H”，输入信号Vt1的T触发器813的输出信号Vt2变成“L”。此外，因输入信号Vt2的T触发器826的输出Vt3仍然是“H”。因此，作为信号Vt2和信号Vt3的逻辑积的的驱动信号Vg41变成“L”，辅助开关41截止。此外，作为输入包含信号Vt3的NOR电路830的输出的驱动信号Vg22变成“L”，第2主开关22导通。另一方面，信号V1变成“H”，输入信号V1的NOR电路827的输出变成“L”。另一方面，输入信号Vt2的反相信号的NOR电路828的输出也变成“L”。结果，作为NOR电路829的输出的驱动信号Vg21变成“H”。即，第1主开关21导通。这时，对电感32加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t1，当信号V1变成“L”，因信号Vt2是“L”，故NOR电路827的输出变成“H”。因此，输入NOR电路827的输出的NOR电路829的输出、即驱动信号Vg21变成“L”。结果，第1主开关21截止。另一方面，因信号Vt2的“L”和信号Vt3的“H”没有变，故驱动信号Vg22的“L”和驱动信号Vg41的“L”也不变。第2主开关22导通，辅助开关41截止。这时，因辅助开关41截止，故存储在电感32中的磁能作为经第1整流装置51对作为第1平滑装置61的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t2，该流过电感32的电流I32变为0。如图6所示，一直到时刻t3，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
其次，在时刻t3，伴随三角波信号Vt开始上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“H”，信号Vt3变成“L”。因此，输入信号Vt2的NOR电路827的输出变成“L”，输入信号Vt3的反相信号的NOR电路828的输出也变成“L”。因此，作为驱动信号Vg21的NOR电路829的输出变成“H”，第1主开关21导通。这时，因表示三角波信号Vt和误差信号Ve3的比较结果和信号Vt的逻辑积的信号V2变成“H”，输入信号V2的NOR电路830也变成“H”，故驱动信号Vg22是“L”。即，第2主开关22导通。此外，因作为信号Vt2和信号Vt3的逻辑积的驱动信号Vg41是“L”，故辅助开关41仍然截止。这时，对电感32加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t4，当比较器810反相，信号V2变成“L”时，NOR电路830的输入全部变成“L”。因此，作为NOR电路830的输出的驱动信号Vg22变成“H”。因此，第2主开关22截止。因信号Vt2的“H”和信号Vt3的“L”没有变，故驱动信号Vg21的“H”和驱动信号Vg41的“L”也不变。第1主开关21导通，辅助开关41截止。这时，存储在电感32中的磁能作为经第2整流装置52对作为第2平滑装置62的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t5，该流过电感32的电流I32变为0。如图6所示，一直到时刻t6期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t6，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“L”，信号Vt3仍然是“L”。驱动信号Vg41是“L”，辅助开关维持截止状态。另一方面，因信号V1变成“H”，NOR电路827和NOR电路828的输出同时变成“L”，故驱动信号Vg21变成“H”，第1主开关21导通。因信号Vt2的反相信号变成“H”，故该输入该反相信号的NOR电路830的输出变成“L”。即，因驱动信号Vg22变成“L”，故第2主开关22导通。这时，对电感32加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t7中，当信号V1变成“L”时，NOR电路827的输出变成“H”。因此，输入从NOR电路827来的信号的NOR电路829的输出、即驱动信号Vg21变成“L”。结果，第1主开关21截止。另一方面，因信号Vt2的“L”和信号Vt3的“L”没有变，故驱动信号Vg22的“L”和驱动信号Vg41的“L”也不变。第2主开关22导通，辅助开关41截止。这时，因辅助开关41截止，故存储在电感32中的磁能作为经第1整流装置51对作为第1平滑装置61的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t8，该流过电感32的电流I32变为0。如图6所示，一直到时刻t9期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t9，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“H”，信号Vt3也变成“H”。因此，作为信号Vt2和信号Vt3的逻辑积的驱动信号Vg41变成“H”，辅助开关导通。此外，因输入信号Vt3的NOR电路830的输出是“L”，故驱动信号Vg22是“L”，第2主开关22也维持导通状态。另一方面，这时，表示三角波信号Vt和误差信号Ve3的比较结果和信号Vt的逻辑积的信号V3变成“H”，输入信号V3的NOR电路828也变成“L”，结果，驱动信号Vg21变成“H”。即，第1主开关21导通。这时，对电感32加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t10，当比较器825反相，信号V3变成“L”时，NOR电路828的输入全部变成“L”，输出变成“H”。因此，作为驱动信号Vg21的NOR电路829的输出变成“L”，第1主开关21截止。另一方面，因信号Vt2的“H”和信号Vt3的“L”没有变，故驱动信号Vg22的“L”和驱动信号Vg41的“H”也不变。结果，第2主开关22导通，辅助开关41也维持导通状态。这时，因辅助开关41导通，故存储在电感32中的磁能作为经第3整流装置53对作为第3平滑装置63的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t11，该电流变为0。
另一方面，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。在时刻t12中，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“L”，信号Vt3变成“H”，并重复时刻t0之后的动作。
若设电感32的电感值为L、震荡器808的震荡周期为T，象图6的期间t0～t1和期间t6～t7那样规定相当于信号V1为“H”期间的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton1，象期间t3～t4那样规定相当于V2是“H”期间的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton2，象期间t9～t10那样规定辅助开关41导通时的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton3，向第1负载71输出的电流为Io1、向第2负载72输出的电流为Io2，向第3负载73输出的电流为Io3，则下面的式(3)、式(4)和式(5)的关系成立。
Vo1＝
   Ei+(Ei·Ton1)2/(4L·T·Io1)
                      ---  (3)
Vo2＝
   -(Ei·Ton2)2/(8L·T·Io2)
                    ---  (4)
Vo3＝
   Ei+(Ei·Ton3)2/(8L·T·Io3)
                      ---  (5)
通过增减误差信号Ve1、Ve2和Ve3去调整第1主开关21及第2主开关22的导通时间，分别使第1升压输出电压Vo1和反相输出电压Vo2及第2升压输出电压Vo3稳定在所要求的电压上。在实施例2中，在共有电感32的2个升压变换器和1个反向变换器中，供给第1升压输出电压的升压变换器使用震荡器808的震荡频率的2/4进行时分控制，另一个升压变换器和反向变换器使用1/4的频率进行时分。由此，实施例2的多路输出DC-DC变换器可以使第1升压输出电压、第2升压输出电压和反相输出电压分别稳定在所要求的电压上。
如上所述，若按照实施例2，通过共用1个电感32，可以得到以较少的元器件数同时使2个升压输出和1个反向输出稳压的良好效果。
再有，在实施例2中，供给第1升压输出电压的升压变换器使用震荡器808的震荡频率的2/4进行时分控制，但也可以向供给第2升压输出电压的升压变换器提供2/4的震荡频率，其余的变换器使用1/4的频率进行时分。究竟向哪一个变换器提供2/4的震荡频率只要向输出功率大的变换器提供即可，这可以通过构成控制电路的逻辑电路来任意选择。
《实施例3》
图7是表示本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的构成的电路图。在实施例3中，对和图4所示的实施例2的多路输出DC-DC变换器的构成相同的部分标以同样的符号。实施例3的多路输出DC-DC变换器和图4所示的实施例2的构成的不同点在于：将向负载72供给的反向输出电压作为第1反向输出电压Vo2，并设置P沟道MOSFET的第2辅助开关42和二极管的第4整流装置54的串联电路以及电容器的第4平滑装置64，增加了向第4负载74输出第2反向输出电压Vo4的构成要素。此外，为了控制该第2反向输出电压Vo4，在控制电路83中增加该功能，变成图8所示的构成。实施例3的输入输出条件是Vo1＞Vo3＞Ei＞0＞Vo4＞Vo2。
图8是详细表示控制电路83的构成的电路图。以下，对于图8，说明与图5所示的实施例2的构成的不同点。实施例3的检测电路97除了图5所示的检测电路93的构成要素之外，还增加了检测第2反向输出电压Vo4的电阻841和电阻842以及将该检测电压与基准电压源807的基准电压比较的误差放大器843。在实施例3的PWM电路98中，除了图5所示的PWM电路94的构成外，还增加了将作为误差放大器843的输出的误差信号Ve4与三角波电压Vt比较的比较器844、输出表示该比较器844的输出信号和信号Vt1的逻辑积的信号V4的AND电路845、输入信号Vt2和信号Vt3的OR电路846以及输入信号V4、信号Vt2和信号Vt3的NOR电路848。此外，实施例3的逻辑电路99设置输入信号V1、信号Vt2和信号Vt3的反相信号并向NOR电路829输出驱动信号Vg21的NOR电路847，以代替图5所示的逻辑电路96中的NOR电路827。输出驱动信号Vg21的NOR电路829输入NOR电路847的输出和NOR电路828的输出。此外，在逻辑电路99中，NOR电路830的输出和NOR电路848的输出一起输入到OR电路849，OR电路849输出驱动信号Vg22。在实施例3中设置OR电路846，该OR电路846输出驱动信号Vg42，驱动第2辅助开关，使其导通或截止。在实施例3中，逻辑电路99由NOR电路828～830、847、848、AND电路831和OR电路846、849构成。
图9是表示前述各信号及流过电感33的电流I33的波形图。下面，使用图7至图9说明本发明实施例3的多路输出DC-DC变换器的动作。
在图9的时刻t0，伴随三角波信号Vt开始上升，信号Vt1变成“H”，输入信号Vt1的T触发器813的输出Vt2变成“L”。此外，输入信号Vt2的T触发器826的输出Vt3仍然是“H”。所以，驱动信号Vg41变成“L”，辅助开关41截止。第2驱动信号Vg42变成“H”，第2辅助开关42截止。在时刻t0，作为OR电路849的输出的驱动信号Vg22是“L”，第2主开关22维持导通状态。
输入电平为“H”的信号V1的NOR电路847的输出变成“L”。另一方面，输入信号Vt2的反相信号的NOR电路828的输出也变成“L”。结果，作为NOR电路829的输出的驱动信号Vg21变成“H”。即，第1主开关21导通。这时，对电感33加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t1，当信号V1变成“L”，驱动信号Vg21变成“L”，第1主开关21截止。另一方面，因信号Vt2的“L”和信号Vt3的“H”没有变，故驱动信号Vg22的“L”和驱动信号Vg41的“L”以及驱动信号Vg42的“H”也维持原状不变。这时，因辅助开关41截止，故存储在电感33中的磁能作为经第1整流装置51对作为第1平滑装置61的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t2，流过电感33的电流I33变为0。如图9所示，一直到时刻t3期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t3，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“H”，信号Vt3变成“L”。因此，NOR电路847的输出变成“L”，NOR电路828的输出也变成“L”。因此，驱动信号Vg21变成“H”，第1主开关21导通。另一方面，表示三角波信号Vt和误差信号Ve2的比较结果和信号Vt1的逻辑积的信号V2变成“H”，NOR电路830的输出也变成“H”。结果，从OR电路849输出的驱动信号Vg22变成“L”。即，这时，第2主开关22导通。此外，这时的驱动信号Vg41的“L”和驱动信号Vg42的“H”不变，辅助开关41和第2辅助开关42仍然处于截止状态。这时，对电感33加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t4，当比较器810反相，信号V2变成“L”时，NOR电路830的输入全部变成“L”，输入作为其输出的“H”电平的OR电路849的输出变成“H”。结果，驱动信号Vg22变成“H”，第2主开关22截止。因信号Vt2的“H”和信号Vt3的“L”维持不变，故驱动信号Vg21的“H”和驱动信号Vg41的“L”以及驱动信号Vg42的“H”也维持不变。这时，第1主开关21导通，辅助开关41和第2辅助开关42截止。这时，存储在电感33中的磁能作为经第2整流装置52对作为第2平滑装置62的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t5，流过电感33的电流I33变为0。如图9所示，一直到时刻t6期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t6，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“L”，信号Vt3仍然是“L”。驱动信号Vg41是“L”，辅助开关维持截止状态。驱动信号Vg42变成“L”，第2辅助开关42导通。
此外，在时刻t6，因NOR电路847和NOR电路828的输出同时变成“L”，故驱动信号Vg21是“H”，第1主开关21导通。因从NOR电路830向OR电路849的输出是“L”，信号V4是“H”，故从NOR电路848向OR电路849的输出也变成“L”。因此，OR电路849的输出信号变成“L”。即，因驱动信号Vg22变成“L”，故第2主开关22导通。这时，对电感33加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t7中，当比较器844反相，信号V4变成“L”时，NOR电路848的输出变成“H”。因此，作为OR电路849的输出的驱动信号Vg22变成“H”，第2主开关22截止。另一方面，因信号Vt2的“L”和信号Vt3的“L”维持不变，故驱动信号Vg21的“H”和驱动信号Vg41的“L”以及驱动信号Vg42也维持不变。这时，第1主开关21导通，辅助开关41截止，第2辅助开关42导通。这时，因第2辅助开关42导通截止，故存储在电感33中的磁能作为经第4整流装置54对作为第4平滑装置64的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t8，流过电感33的电流I33变为0。如图9所示，一直到时刻t9期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t9，伴随三角波信号Vt转为上升，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“H”，信号Vt3也变成“H”。因此，驱动信号Vg41和驱动信号Vg42都变成“H”，辅助开关41导通，第2辅助开关42截止。此外，因NOR电路830和NOR电路848的输出都变成“L”，故驱动信号Vg22变成“L”，第2主开关22导通。另一方面，表示三角波信号Vt和误差信号Ve3的比较结果和信号Vt的逻辑积的信号V3变成“H”，输入信号V3的NOR电路828的输出也变成“L”，结果，驱动信号Vg21变成“H”。即，第1主开关21导通。这时，对电感33加输入直流电压Ei，使其存储磁能。
在时刻t10，当比较器825反相，信号V3变成“L”时，NOR电路828的输入全部变成“L”，结果NOR电路828的输出变成“H”。因此，作为驱动信号Vg21的NOR电路829的输出变成“L”，第1主开关21截止。另一方面，因信号Vt2的“H”和信号Vt3的“H”维持变，故驱动信号Vg22的“L”和驱动信号Vg41的“H”以及驱动信号Vg42的“H”也维持不变。这时，第2主开关22和辅助开关41导通，第2辅助开关42也维持截止状态。这时，因辅助开关41导通，故存储在电感33中的磁能作为经第3整流装置53对作为第3平滑装置63的电容器充电的电流被释放。接着，在时刻t11，流过电感33的电流I33变为0。如图9所示，一直到时刻t12期间，三角波电压Vt从上升转为下降，同时，信号Vt1变成“L”。
在时刻t12，伴随三角波电压Vt从上升转为下降，信号Vt1再次变成“H”，信号Vt2变成“L”，信号Vt3变成“H”，并重复前述时刻t0之后的动作。
若设电感33的电感值为L、震荡器808的震荡周期为T，象图9的期间t0～t1那样相当于信号V1为“H”  的期间的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton1，象期间t3～t 4那样相当于V2是“H”的期间的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton2，象期间t6～t7那样第2辅助开关42导通时的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton4，象期间t9～t10那样辅助开关41导通时的第1主开关21和第2主开关22导通的期间为Ton3，向第1负载71输出的电流为Io1，向第2负载72输出的电流为Io2，向第3负载73输出的电流为Io3，向第4负载74输出的电流为Io4，则下面的式(6)、式(7)、式(8)和式(9)的关系成立。
Vo1＝
   Ei+(Ei·Ton1)2/(8L·T·Io1)
                      ---  (6)
Vo2＝
   -(Ei·Ton2)2/(8L·T·Io2)
                    ---  (7)
Vo3＝
   Ei+(Ei·Ton3)2/(8L·T·Io3)
                      ---  (8)
Vo4＝
   -(Ei·Ton4)2/(8L·T·Io4)
                    ---  (9)
通过增减误差信号Ve1、Ve2、Ve3和Ve4去调整第1主开关21及第2主开关22的导通时间，分别使升压输出电压Vo1、第1反相输出电压Vo2、第2升压输出电压Vo3和第2反相输出电压Vo4稳定在所要求的电压上。即，共有电感33的2个升压变换器和2个反向变换器使用震荡器808的震荡频率的1/4进行时分控制，由此，可以使各输出电压分别稳定在所要求的电压上。
如上所述，若按照实施例3，通过共用1个电感33，可以得到以较少的元器件数同时，使2个升压输出和2个反向输出稳压的良好效果。
再有，在实施例3中，向2个升压变换器和2个反向变换器提供震荡电路808的震荡频率的1/4，以进行时分控制，但本发明的多路输出DC-DC变换器并不限于这样的构成。尽管说明作了省略，但本发明的多路输出DC-DC变换器例如可以如图10的电路图所示那样，是1个升压变换器和2个反向变换器的构成。此外，本发明的多路输出DC-DC变换器可以如图11的电路图所示那样，是3个升压变换器和1个反向变换器的构成。进而，本发明的多路输出DC-DC变换器可以如图12的电路图所示那样，是1个升压变换器和3个反向变换器的构成。
若应用在上述实施例3中已说明的控制方法，通过使用N级作为分频电路的T触发器，可以以震荡电路808的震荡频率的2的(-N)次方来进行时分控制。通过这样的构成，可以提供能够控制总共是N的2次方个以下的升压变换器和反向变换器的多路输出DC-DC变换器。
由以上对实施例的详细说明可知，本发明具有以下效果。
本发明的多路输出DC-DC变换器因只需要1个电感就能够向多个负载供给可以控制的升压或反向输出，故可以用很少的元器件构成。例如，已有的作为便携式仪器的液晶板用电源电路由2个升压变换器和1个反向开关电容器构成，为此，必需要8个包含二极管的半导体开关、2个电感和4个电容器。而且，从反向开关电容器来的输出电压不能控制。如前述实施例2中所示，通过将本发明用于该电源电路，则可以由6个半导体开关、1个电感和3个电容器构成。此外，可以通过调整主开关电路的导通截止时间比去控制各路输出。
进而，若按照本发明，因不需要串联调节器或开关电容器，故具有能发挥开关变换器原有的高效率的特长的效果。
通过最佳实施例较详细地说明了本发明，这些实施例所公开的内容在某些构成细节上会有变化，可以在各要素的组合或顺序上进行变化，但这些都不超脱本发明的思想而包含在本发明的范围之内。
本发明的多路输出DC-DC变换器可以作为装在必需要多个电源电压的各种电子仪器、例如便携式仪器中的电子部件驱动用电源使用，是一个通用性强的发明。

Claims (24)

1、一种多路输出DC-DC变换器，其特征在于，包括：
一个电感；
输出输入电压的输入直流电源；
具有导通状态、第1截止状态和第2截止状态、在所述导通状态下将所述输入电压加给所述电感的主开关电路；
与所述电感的一端连接、在所述第1截止状态下对所述电感产生的电压进行整流平滑并输出将所述输入电压升压的升压输出电压的升压用整流平滑电路；
与所述电感的另一端连接、在所述笫2截止状态下对所述电感产生的电压进行整流平滑并输出将所述输入电压反向升降压的反向输出电压的反向用整流平滑电路。
2、权利要求1记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述主开关电路由连接在所述电感的一端和所述输入直流电源的负极之间的第1主开关以及连接在所述电感的另一端和所述输入直流电源的正极之间的第2主开关构成，
所述主开关电路的导通状态是所述第1主开关和所述第2主开关同时导通的状态，所述第1截止状态是在所述第1主开关截止的状态下所述第2主开关导通的状态，所述第2截止状态是在所述第1主开关导通的状态下所述第2主开关截止的状态。
3、权利要求2记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有控制电路，分别在规定的导通期间和截止期间驱动所述第1主开关和所述笫2主开关，同时，控制所述第1主开关的导通截止时间比，使所述升压输出电压变成所要求的值，并控制所述第2主开关的导通截止时间比，使所述反向输出电压变成所要求的值。
4、权利要求3记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述升压输出电压并输出与所述升压输出电压对应的升压输出用误差信号，和检测所述反向输出电压并输出与所述反向输出电压对应的反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出表示第1状态和第2状态的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、升压输出用误差信号和反向输出用误差信号，输出具有与所述升压输出电压对应的脉冲宽度的升压输出用脉冲信号和具有与所述反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述升压输出用脉冲信号和所述反向输出脉冲信号，输出这样的主开关驱动信号，当所述分频电路的输出是第1状态时，只在由所述升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，当所述分频电路的输出是第2状态时，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第2截止状态。
5、权利要求2记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有升压输出用辅助开关电路，该升压输出用辅助开关电路具有多个所述升压用整流平滑电路，在所述第1截止状态时，选择所述多个升压用整流平滑电路中的某一个。
6、权利要求5记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述升压输出用辅助开关电路由从第1到第n个升压输出用辅助开关构成，其中，n是自然数，
所述多个升压用整流平滑电路由第1升压用整流平滑电路和第k+1个升压用整流平滑电路构成，所述第1升压用整流平滑电路由第1升压输出用整流装置和第1升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1升压输出电压，所述第k+1个升压用整流平滑电路由所述第k个升压输出用辅助开关、第k+1个升压输出用整流装置和第k+1个升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第k+1个升压输出电压，其中，k＝1～n，即k是小于n的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通且使所述从第1到笫n的所有的升压输出用辅助开关截止的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1升压输出电压变成所要求的值，在使所述第2主开关导通且使所述第k个升压输出用辅助开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第k+1个升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述反向输出电压变成所要求的值。
7、权利要求6记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述n+1个升压输出电压并输出与所述n+1个升压输出电压对应的n+1个升压输出用误差信号，和检测所述反向输出电压并输出与所述反向输出电压对应的反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出选择所述n+1个升压输出电压和所述反向输出电压中的任何一个输出电压的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、n+1个升压输出用误差信号和反向输出用误差信号，输出具有与所述n+1个升压输出电压对应的脉冲宽度的n+1个升压输出用脉冲信号和具有与所述反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述n+1个升压输出用脉冲信号和所述反向输出脉冲信号，输出这样的主开关驱动信号和升压输出用辅助开关驱动信号，当所述分频电路的输出选择第1升压输出电压时，驱动主开关电路，在使所述升压输出用辅助开关全部截止的同时，只在由所述第1升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，当所述分频电路的输出选择第k+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述第k+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述第k+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，当所述分频电路的输出选择所述反向输出电压时，驱动主开关电路，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第2截止状态，其中，k是小于n的自然数。
8、权利要求2记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有反向输出用辅助开关电路，该反向输出用辅助开关电路具有多个所述反向用整流平滑电路，在所述第2截止状态时，选择所述多个反向用整流平滑电路中的某一个。
9、权利要求8记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：所述反向输出用辅助开关电路由从第1到第m个反向输出用辅助开关构成，其中，m是自然数，
所述多个反向用整流平滑电路由第1反向用整流平滑电路和第j+1个反向用整流平滑电路构成，所述第1反向用整流平滑电路由第1反向输出用整流装置和第1反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1反向输出电压，所述第j+1个反向用整流平滑电路由所述第j个反向输出用辅助开关、第j+1个反向输出用整流装置和第j+1个反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第j+1个反向输出电压，其中，j＝1～m，即j是小于m的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述从第1到第m的所有反向输出用辅助开关截止的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1反向输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述第j个反向输出用辅助开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第j+1个反向输出电压变成所要求的值。
10、权利要求2记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有升压输出用辅助开关电路和反向输出用辅助开关电路，
所述升压输出用开关电路具有多个所述升压用整流平滑电路，在所述第1截止状态时，选择所述多个升压用整流平滑电路中的某一个，
所述反向输出用开关电路具有多个所述反向用整流平滑电路，在所述第2截止状态时，选择所述多个反向用整流平滑电路中的某一个。
11、权利要求10记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述升压输出用辅助开关电路由从第1到笫n个升压输出用辅助开关构成，其中，n是自然数，
所述多个升压用整流平滑电路由第1升压用整流平滑电路和第k+1个升压用整流平滑电路构成，所述第1升压用整流平滑电路由第1升压输出用整流装置和第1升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1升压输出电压，所述第k+1个升压用整流平滑电路由所述第k个升压输出用辅助开关、第k+1个升压输出用整流装置和第k+1个升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第k+1个升压输出电压，其中，k＝1～n，即k是小于n的自然数，
所述反向输出用辅助开关电路由从第1到第m个反向输出用辅助开关构成，其中，m是自然数，
所述多个反向用整流平滑电路由第1反向用整流平滑电路和第j+1个反向用整流平滑电路构成，所述第1反向用整流平滑电路由第1反向输出用整流装置和第1反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1反向输出电压，所述第j+1个反向用整流平滑电路由所述第j个反向输出用辅助开关、第j+1个反向输出用整流装置和第j+1个反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第j+1个反向输出电压，其中，j＝1～m，即j是小于m的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通且使所述从第1到第n的所有的升压输出用辅助开关截止的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1升压输出电压变成所要求的值，在使所述第2主开关导通且使所述第k个升压输出用辅助开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第k+1个升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述从第1到第m的所有反向输出用辅助开关截止的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1反向输出电压变成所要求的值，在使所述第1主开关导通且使所述第j个反向输出用辅助开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第j+1个反向输出电压变成所要求的值。
12、权利要求11记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述n+1个升压输出电压并输出与所述n+1个升压输出电压对应的n+1个升压输出用误差信号，和检测所述m+1个反向输出电压并输出与所述m+1个反向输出电压对应的m+1个反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出选择所述n+1个升压输出电压和所述m+1个反向输出电压中的任何一个输出电压的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、所述n+1个升压输出用误差信号和所述m+1个反向输出用误差信号，输出具有与所述n+1个升压输出电压对应的脉冲宽度的n+1个升压输出用脉冲信号和具有与所述m+1个反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述n+1个升压输出用脉冲信号和所述m+1个反向输出用脉冲信号，输出这样的主开关驱动信号、升压输出用辅助开关驱动信号和反向输出用辅助开关驱动信号，当所述分频电路的输出选择第1升压输出电压时，驱动主开关电路，在使所述升压输出用辅助开关全部截止的同时，只在由所述第1升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，当所述分频电路的输出选择第k+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述笫k+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述第k+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，当所述分频电路的输出选择所述反向输出电压时，驱动主开关电路，使所述反向输出用辅助开关电路全部截止，同时，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第2截止状态，当所述分频电路的输出选择第j+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述第j+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述第j+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述主开关电路处于导通状态，然后，使其变成所述第1截止状态，其中，k是小于n的自然数，j是小于m的自然数。
13、一种多路输出DC-DC变换器，其特征在于，包括：
主开关电路，按规定的开关周期动作，只在所述开关周期内的规定的导通期间内才将从输入直流电源来的输入电压加到一个电感上；
单一或多个升压输出电压形成装置，在所述开关周期内的所述规定的导通期间之后，对所述电感产生的回扫电压进行整流平滑，以便将其加到所述输入直流电源上，以获得升压输出电压；
单一或多个反向输出电压形成装置，在所述开关周期内的所述规定的导通期间之后，对所述电感产生的回扫电压进行整流平滑，以便使其变成相对所述输入直流电源的负电位，以获得反向输出电压，
在控制某一个所述输出电压的期间内分配所述开关周期，选择获得该输出电压的装置，同时，调整所述规定的导通期间来控制已选出的该输出电压。
14、一种多路输出DC-DC变换器，其特征在于，包括：
输入直流电源；
升压用整流平滑电路，具有一端与所述输入直流电源的负极连接的第1主开关和整流装置及平滑装置的串联电路；
反向用整流平滑电路，具有一端与所述输入直流电源的正极连接的第2主开关和整流装置及平滑装置的串联电路；
连接在所述第1主开关的另一端和所述第2主开关的另一端之间的至少一个电感。
15、权利要求14记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有控制电路，分别在规定的导通期间和截止期间驱动所述第1主开关和所述第2主开关，同时，控制所述第1主开关的导通截止时间比，使从所述升压用整流平滑电路输出的升压输出电压变成所要求的值，并控制所述笫2主开关的导通截止时间比，使从所述反向用整流平滑电路输出的反向输出电压变成所要求的值。
16、权利要求15记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述升压输出电压并输出与所述升压输出电压对应的升压输出用误差信号，和检测所述反向输出电压并输出与所述反向输出电压对应的反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出表示第1状态和第2状态的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、升压输出用误差信号和反向输出用误差信号，输出具有与所述升压输出电压对应的脉冲宽度的升压输出用脉冲信号和具有与所述反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述升压输出用脉冲信号和所述反向输出脉冲信号，输出主开关驱动信号，当所述分频电路的输出是第1状态时，只在由所述升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关电路和所述第2主开关电路同时导通，然后，只使所述第2主开关变成截止状态，当所述分频电路的输出是第2状态时，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关和所述第2主开关同时导通，然后，只使所述第1主开关变成截止状态。
17、权利要求14记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有升压输出用辅助开关电路，该升压输出用辅助开关电路具有多个所述升压用整流平滑电路，在所述第1主开关截止时，选择所述多个升压用整流平滑电路中的某一个。
18、权利要求17记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述升压输出用辅助开关电路由从第1到第n个升压输出用辅助开关构成，其中，n是自然数，
所述多个升压用整流平滑电路由第1升压用整流平滑电路和第k+1个升压用整流平滑电路构成，所述第1升压用整流平滑电路由笫1升压输出用整流装置和第1升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1升压输出电压，所述第k+1个升压用整流平滑电路由所述第k个升压输出用辅助开关、第k+1个升压输出用整流装置和第k+1个升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第k+1个升压输出电压，其中，k＝1～n，即k是小于n的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通且使所述从第1到第n的所有的升压输出用辅助开关截止的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1升压输出电压变成所要求的值，在使所述第2主开关导通且使所述第k个升压输出用辅助开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第k+1个升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述反向输出电压变成所要求的值。
19、权利要求18记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述n+1个升压输出电压并输出与所述n+1个升压输出电压对应的n+1个升压输出用误差信号，和检测所述反向输出电压并输出与所述反向输出电压对应的反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出选择所述n+1个升压输出电压和所述反向输出电压中的任何一个输出电压的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、n+1个升压输出用误差信号和反向输出用误差信号，输出具有与所述n+1个升压输出电压对应的脉冲宽度的n+1个升压输出用脉冲信号和具有与所述反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述n+1个升压输出用脉冲信号和所述反向输出脉冲信号，输出这样的主开关驱动信号和升压输出用辅助开关驱动信号，当所述分频电路的输出选择第1升压输出电压时，驱动主开关电路，在使所述升压输出用辅助开关全部截止的同时，只在由所述第1升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关和第2主开关同时导通，然后，使所述第1主开关截止，当所述分频电路的输出选择第k+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述第k+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述笫k+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述第1主开关和第2主开关同时导通，然后，使所述第1主开关截止，当所述分频电路的输出选择所述反向输出电压时，驱动主开关电路，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关和第2主开关同时导通，然后，使所述第2主开关截止，其中，k是小于n的自然数。
20、权利要求14记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有反向输出用辅助开关电路，该反向输出用辅助开关电路具有多个所述反向用整流平滑电路，在所述第2主开关截止时，选择所述多个反向用整流平滑电路中的某一个。
21、权利要求20记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述反向输出用辅助开关电路由从第1到第m个反向输出用辅助开关构成，其中，m是自然数，
所述多个反向用整流平滑电路由第1反向用整流平滑电路和第j+1个反向用整流平滑电路构成，所述第1反向用整流平滑电路由第1反向输出用整流装置和第1反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1反向输出电压，所述第j+1个反向用整流平滑电路由所述第j个反向输出用辅助开关、笫j+1个反向输出用整流装置和第j+1个反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第j+1个反向输出电压，其中，j＝1～m，即j是小于m的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述从第1到第m的所有反向输出用辅助开关截止的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1反向输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述第j个反向输出用辅助开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第j+1个反向输出电压变成所要求的值。
22、权利要求14记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
具有升压输出用辅助开关电路和反向输出用辅助开关电路，
所述升压输出用辅助开关电路具有多个所述升压用整流平滑电路，在所述第1主开关截止时，选择所述多个升压用整流平滑电路中的某一个，
所述反向输出用辅助开关电路具有多个所述反向用整流平滑电路，在所述第2主开关截止时，选择所述多个反向用整流平滑电路中的某一个。
23、权利要求22记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于：
所述升压输出用辅助开关电路由从第1到第n个升压输出用辅助开关构成，其中，n是自然数，
所述多个升压用整流平滑电路由第1升压用整流平滑电路和第k+1个升压用整流平滑电路构成，所述第1升压用整流平滑电路由第1升压输出用整流装置和第1升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第1升压输出电压，所述第k+1个升压用整流平滑电路由所述第k个升压输出用辅助开关、第k+1个升压输出用整流装置和第k+1个升压输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第k+1个升压输出电压，其中，k＝1～n，即k是小于n的自然数，
所述反向输出用辅助开关电路由从第1到第m个反向输出用辅助开关构成，其中，m是自然数，
所述多个反向用整流平滑电路由第1反向用整流平滑电路和第j+1个反向用整流平滑电路构成，所述第1反向用整流平滑电路由第1反向输出用整流装置和第1反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出笫1反向输出电压，所述笫j+1个反向用整流平滑电路由所述第j个反向输出用辅助开关、第j+1个反向输出用整流装置和第j+1个反向输出用平滑装置的串联电路形成，并输出第j+1个反向输出电压，其中，j＝1～m，即j是小于m的自然数，
具有控制电路，在设置成使所述第2主开关导通且使所述从第1到第n的所有的升压输出用辅助开关截止的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1升压输出电压变成所要求的值，在使所述第2主开关导通且使所述第k个升压输出用辅助开关导通的期间内，使所述第1主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第k+1个升压输出电压变成所要求的值，在设置成使所述第1主开关导通且使所述从第1到第m的所有反向输出用辅助开关截止的期间内，使所述笫2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第1反向输出电压变成所要求的值，在使所述第1主开关导通且使所述第j个反向输出用辅助开关导通的期间内，使所述第2主开关至少执行1次通断动作，控制其通断时间比，使所述第j+1个反向输出电压变成所要求的值。
24、权利要求23记载的多路输出DC-DC变换器，其特征在于，所述控制电路包括：
检测电路，检测所述n+1个升压输出电压并输出与所述n+1个升压输出电压对应的n+1个升压输出用误差信号，和检测所述m+1个反向输出电压并输出与所述m+1个反向输出电压对应的m+1个反向输出用误差信号；
震荡电路，输出具有规定的开关频率的三角波电压；
分频电路，对所述开关频率进行分频并输出选择所述n+1个升压输出电压和所述m+1个反向输出电压中的任何一个输出电压的信号；
PWM电路，输入所述三角波电压、所述n+1个升压输出用误差信号和所述m+1个反向输出用误差信号，输出具有与所述n+1个升压输出电压对应的脉冲宽度的n+1个升压输出用脉冲信号和具有与所述m+1个反向输出电压对应的脉冲宽度的反向输出用脉冲信号；
逻辑电路，输入所述分频电路的输出、所述n+1个升压输出用脉冲信号和所述m+1个反向输出用脉冲信号，输出这样的主开关驱动信号、升压输出用辅助开关驱动信号和反向输出用辅助开关驱动信号，当所述分频电路的输出选择第1升压输出电压时，驱动主开关电路，在使所述升压输出用辅助开关全部截止的同时，只在由所述第1升压输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关和所述第2主开关导通，然后，使所述第1主开关截止，当所述分频电路的输出选择第k+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述第k+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述第k+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述第1主开关和所述第2主开关同时导通，然后，使其所述第1主开关截止，当所述分频电路的输出选择所述第1反向输出电压时，驱动主开关电路，使所述反向输出用辅助开关电路全部截止，同时，只在由所述反向输出用脉冲信号设定的期间，使所述第1主开关和所述第2主开关同时导通，然后，使所述笫2主开关截止，当所述分频电路的输出选择笫j+1个升压输出电压时，驱动主开关电路，在只使所述第j+1个升压输出用辅助开关电路导通的同时，只在由所述第j+1个升压输出用脉冲信号设定的期间使所述第1主开关和所述第2主开关导通，然后，使所述第1主开关截止，其中，k是小于n的自然数，j是小于m的自然数。
CNB028031687A 2001-09-12 2002-09-05 多路输出直流－直流变换器 Expired - Fee Related CN1307777C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001276279 2001-09-12
JP276279/2001 2001-09-12

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1486529A CN1486529A (zh) 2004-03-31
CN1307777C true CN1307777C (zh) 2007-03-28

Family

ID=19101004

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB028031687A Expired - Fee Related CN1307777C (zh) 2001-09-12 2002-09-05 多路输出直流－直流变换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6946820B2 (zh)
EP (1) EP1427093A4 (zh)
CN (1) CN1307777C (zh)
WO (1) WO2003026116A1 (zh)

Families Citing this family (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003052909A1 (fr) * 2001-12-17 2003-06-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Convertisseur c.c./cc
JP4397617B2 (ja) 2003-04-01 2010-01-13 パナソニック株式会社 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3889011B2 (ja) * 2004-03-26 2007-03-07 ローム株式会社 昇圧電源装置、及びそれを用いた携帯機器
US7081741B2 (en) * 2004-06-15 2006-07-25 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Multi-output power supply and electronic device using them
TWI242928B (en) * 2004-09-10 2005-11-01 Richtek Techohnology Corp Electronic circuit using normally-on junction field effect transistor
US7457137B2 (en) * 2004-10-12 2008-11-25 Texas Instruments Incorporated Output sensor circuit for power supply regulation with main and switched outputs
TWI273763B (en) * 2005-03-28 2007-02-11 Richtek Technology Corp Control apparatus and method for boost inverting converter
US20070194765A1 (en) * 2006-02-20 2007-08-23 Yung-Chih Chen Oscillating signal generation circuit for a multi-channel switching voltage converter
US7355371B2 (en) * 2006-05-31 2008-04-08 Ali Corporation Voltage regulator and method thereof
US7595623B2 (en) * 2006-11-20 2009-09-29 Freescale Semiconductor, Inc. Methods and apparatus for a spread spectrum switching regulator
KR100833764B1 (ko) * 2007-01-22 2008-05-29 삼성에스디아이 주식회사 직류-직류 컨버터를 갖는 유기 전계 발광 표시 장치
US7633276B2 (en) * 2007-04-20 2009-12-15 Infineon Technologies Ag Switching control in DC-DC-converters
JP4241852B2 (ja) 2007-05-11 2009-03-18 株式会社デンソー 電力変換回路及びその駆動方法並びに駆動装置
JP4655119B2 (ja) 2008-07-28 2011-03-23 株式会社デンソー 電力変換回路、及び多相回転機の制御装置
US8674669B2 (en) * 2008-10-16 2014-03-18 Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd Switching regulator with a single inductor in a multiple output power supply configuration
GB2466953B (en) 2009-01-14 2013-11-27 Nujira Ltd Control of multi-level supply stage
EP2278696A1 (fr) * 2009-07-23 2011-01-26 STMicroelectronics (Tours) SAS Convertisseur élévateur-inverseur et son procédé de commande
US20110187189A1 (en) * 2010-02-02 2011-08-04 Intersil Americas Inc. System and method for controlling single inductor dual output dc/dc converters
KR101156446B1 (ko) * 2010-06-04 2012-06-18 삼성모바일디스플레이주식회사 유기 전계 발광 표시 장치 및 그 구동 방법
US20120086426A1 (en) * 2010-10-12 2012-04-12 Apple Inc. Single-inductor multiple-output power supply with default path
FR2983006B1 (fr) * 2011-11-22 2014-01-10 Thales Sa Systeme d'alimentation continue securisee et regulee a entrees multiples
US8773088B2 (en) * 2011-12-21 2014-07-08 Eta Semiconductor Inc. Single inductor multiple output power converter
US20130321374A1 (en) * 2012-05-31 2013-12-05 Qualcomm Mems Technologies, Inc. Voltage converter
US9621021B2 (en) 2013-06-21 2017-04-11 Microchip Technology Inc. Auxiliary power supplies in parallel with a switch of a switching regulator
CN104158399B (zh) * 2014-08-27 2017-01-18 圣邦微电子（北京）股份有限公司 单电感正负电压输出装置
DE102014225195A1 (de) 2014-12-09 2016-06-09 Robert Bosch Gmbh Gleichspannungswandlersystem, Gleichspannungsversorgungssystem, und Leiterplatte für ein Gleichspannungswandlersystem
KR102466145B1 (ko) 2016-03-15 2022-11-14 삼성전자주식회사 전압 레귤레이터 및 이를 포함하는 집적 회로
WO2020205511A1 (en) 2019-03-29 2020-10-08 Tae Technologies, Inc. Module-based energy systems having converter-source modules and methods related thereto
US10778080B1 (en) 2019-06-06 2020-09-15 Microchip Technology Incorporated Self-biased non-isolated low-power switching regulator
WO2020256858A1 (en) * 2019-06-20 2020-12-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power transitioning circuit for dc-dc converter

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10262366A (ja) * 1997-03-18 1998-09-29 Seiko Epson Corp 電源回路、表示装置及び電子機器
US5896284A (en) * 1995-08-11 1999-04-20 Nippon Steel Corporation Switching power supply apparatus with a return circuit that provides a return energy to a load

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59169360A (ja) 1983-03-14 1984-09-25 Iwatsu Electric Co Ltd スイツチングレギユレ−タ回路
DE3316251A1 (de) * 1983-05-04 1984-11-08 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Schaltungsanordnung zur gleichspannungswandlung
US5336985A (en) * 1992-11-09 1994-08-09 Compaq Computer Corp. Tapped inductor slave regulating circuit
US5303970A (en) 1992-12-03 1994-04-19 Prince Corporation Overhead console for a vehicle with a sunroof
US5400239A (en) * 1992-12-11 1995-03-21 Northern Telecom Limited Power converter with plural regulated outputs
US5617015A (en) * 1995-06-07 1997-04-01 Linear Technology Corporation Multiple output regulator with time sequencing
US5907482A (en) * 1995-11-30 1999-05-25 Toko, Inc. Power supply control device
US5751139A (en) * 1997-03-11 1998-05-12 Unitrode Corporation Multiplexing power converter
US6075295A (en) * 1997-04-14 2000-06-13 Micro Linear Corporation Single inductor multiple output boost regulator
US5886508A (en) * 1997-08-29 1999-03-23 Computer Products, Inc. Multiple output voltages from a cascaded buck converter topology
DE59805643D1 (de) * 1997-11-03 2002-10-24 Siemens Ag Drosselwandler
US6157177A (en) * 1999-01-19 2000-12-05 Infineon Technologies Ag Switched mode power supply for supplying a main and an auxiliary electrical circuit
US6222352B1 (en) * 1999-05-06 2001-04-24 Fairchild Semiconductor Corporation Multiple voltage output buck converter with a single inductor
KR20020029941A (ko) * 2000-07-06 2002-04-20 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 Ｄｃ/ｄｃ 변환기 및 이를 포함하는 전원 및 전자 장치
JP2004518394A (ja) * 2001-01-17 2004-06-17 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 制御された多出力ｄｃ／ｄｃコンバータ
ATE484096T1 (de) * 2001-01-18 2010-10-15 Nxp Bv Gleichstrom-aufwärts-/abwärts-wandler
JP2004518396A (ja) * 2001-01-23 2004-06-17 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ デジタル制御されたｄｃ／ｄｃコンバータ
US6522110B1 (en) * 2001-10-23 2003-02-18 Texas Instruments Incorporated Multiple output switching regulator
US6798177B1 (en) * 2002-10-15 2004-09-28 Arques Technology, Inc. Boost-buck cascade converter for pulsating loads

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5896284A (en) * 1995-08-11 1999-04-20 Nippon Steel Corporation Switching power supply apparatus with a return circuit that provides a return energy to a load
JPH10262366A (ja) * 1997-03-18 1998-09-29 Seiko Epson Corp 電源回路、表示装置及び電子機器

Also Published As

Publication number Publication date
US6946820B2 (en) 2005-09-20
EP1427093A4 (en) 2008-09-24
US20040027104A1 (en) 2004-02-12
EP1427093A1 (en) 2004-06-09
CN1486529A (zh) 2004-03-31
WO2003026116A1 (fr) 2003-03-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1307777C (zh) 多路输出直流－直流变换器
KR101331721B1 (ko) 스위칭 전압 조절기 및 제어 신호 생성 방법
US7872457B2 (en) Syncronous switching regulator control circuit
US7372239B2 (en) Multi-output type DC/DC converter
US20160352219A1 (en) Multilevel Multistate Voltage Regulator
EP0513920A2 (en) Apparatus for operating discharge lamps
US5146395A (en) Power supply including two tank circuits
JP2006246598A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータ制御装置、電源装置、電子装置及びｄｃ−ｄｃコンバータ制御方法
CN108512538B (zh) 功率变换器及其控制电路和控制方法
EP1465329A2 (en) Multi-output DC-DC converter
JPH0748942B2 (ja) 同期スイッチングシステムを備えた高効率パワーコンバータ
TW200947842A (en) Method for regulating an output voltage
CN109067178B (zh) 一种同相升降压变换器模式平滑切换的控制系统及方法
US20220239215A1 (en) Power Supply Control Device
CN101325372A (zh) 同步整流器电路及使用该电路的多输出电源装置
CN108199424A (zh) 多相充电电路及其控制电路和控制方法
CA2227747A1 (en) Buck regulator with plural outputs
JP4252269B2 (ja) 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH08205524A (ja) 電圧変換装置
JPH0382364A (ja) 昇降圧チョッパ装置
EP0662747B1 (en) A DC/DC converter for outputting multiple signals
US7868744B2 (en) Driving apparatus of mover
JP3560597B2 (ja) 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ
JPH11318082A (ja) 高調波抑制スイッチング電源
JP2718068B2 (ja) 振幅制御台形波発生装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20070328

Termination date: 20140905

EXPY Termination of patent right or utility model