JPH08205524A - 電圧変換装置 - Google Patents
電圧変換装置Info
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- JPH08205524A JPH08205524A JP1135995A JP1135995A JPH08205524A JP H08205524 A JPH08205524 A JP H08205524A JP 1135995 A JP1135995 A JP 1135995A JP 1135995 A JP1135995 A JP 1135995A JP H08205524 A JPH08205524 A JP H08205524A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ＩＣチップ上に形成可能で、ＩＣに外部から供
給される直流電源電圧を高い変換効率で降圧する、電源
電圧降圧用の電圧変換装置を実現する。 【構成】コンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 を直列又は並列に切り換えて接続するスイッチＳ
Ｗ1 ，ＳＷ2 ，ＳＷ3 と、スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 ，Ｓ
Ｗ3 の開閉を制御するスイッチ制御回路８Ａを設け、コ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 を直列接続して入力直流電圧Ｖinに
より充電した後２つのコンデンサを並列接続に切り換
え、並列接続の共通に接続された二電極間の電圧を外部
に出力する動作を繰り返すことにより、所望の降圧比の
電圧変換が可能である。コンデンサの数を増加させるこ
とにより、所望の降圧比の電圧変換が可能である。コン
デンサとトランジスタとだけで構成できるのでＩＣ可能
であり、スイッチの抵抗で一部の電力が消費されるだけ
であるので変換効率が高い。
給される直流電源電圧を高い変換効率で降圧する、電源
電圧降圧用の電圧変換装置を実現する。 【構成】コンデンサＣ1 ，Ｃ2 と、コンデンサＣ1 ，Ｃ
2 を直列又は並列に切り換えて接続するスイッチＳ
Ｗ1 ，ＳＷ2 ，ＳＷ3 と、スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 ，Ｓ
Ｗ3 の開閉を制御するスイッチ制御回路８Ａを設け、コ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 を直列接続して入力直流電圧Ｖinに
より充電した後２つのコンデンサを並列接続に切り換
え、並列接続の共通に接続された二電極間の電圧を外部
に出力する動作を繰り返すことにより、所望の降圧比の
電圧変換が可能である。コンデンサの数を増加させるこ
とにより、所望の降圧比の電圧変換が可能である。コン
デンサとトランジスタとだけで構成できるのでＩＣ可能
であり、スイッチの抵抗で一部の電力が消費されるだけ
であるので変換効率が高い。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、集積回路チップ上に組
み込まれた電圧変換装置に関し、特に外部から供給され
た電源電圧を低い電圧に変換して集積回路内部に供給す
る降圧用の電圧変換装置に関する。
み込まれた電圧変換装置に関し、特に外部から供給され
た電源電圧を低い電圧に変換して集積回路内部に供給す
る降圧用の電圧変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、外部から供給される電源電圧より
低い電源電圧で動作する集積回路を使用する場合には、
特公昭６１−２２７６１号公報、特公昭６２−２４４２
７５号公報あるいは、電子情報通信ハンドブック（２８
９７ページ）などに記載されているような、直流電圧
（ＤＣ）−ＤＣ変換器や降圧回路などの電圧変換装置を
用いて低い電源電圧を発生させていた。
低い電源電圧で動作する集積回路を使用する場合には、
特公昭６１−２２７６１号公報、特公昭６２−２４４２
７５号公報あるいは、電子情報通信ハンドブック（２８
９７ページ）などに記載されているような、直流電圧
（ＤＣ）−ＤＣ変換器や降圧回路などの電圧変換装置を
用いて低い電源電圧を発生させていた。
【０００３】図７は従来のＤＣ−ＤＣ変換器の構成を示
す。図７に示すように、従来の電圧変換装置は、外部か
ら入力端子１に供給されたＤＣ電源電圧Ｖinを直流−交
流変換器２で一旦交流電圧に変換し、その交流電圧をト
ランス３で低い交流電圧に変換し、さらにその低い電圧
の交流電圧をＡＣ−ＤＣ変換器４で低いＤＣ電圧Ｖout
に変換して、出力端子５から取り出している。
す。図７に示すように、従来の電圧変換装置は、外部か
ら入力端子１に供給されたＤＣ電源電圧Ｖinを直流−交
流変換器２で一旦交流電圧に変換し、その交流電圧をト
ランス３で低い交流電圧に変換し、さらにその低い電圧
の交流電圧をＡＣ−ＤＣ変換器４で低いＤＣ電圧Ｖout
に変換して、出力端子５から取り出している。
【０００４】また、図８に示す従来の他の電圧変換装置
は、１９９３年５月２７日発行の電子情報通信学界技術
研究報告（ＩＣＤ９３−１８，４３ページ）に記載され
ている電圧変換装置である。この電圧変換装置は、安定
な基準電圧Ｖref を基準電圧発生回路６で発生し、その
基準電圧Ｖref と出力端子５からの出力電圧Ｖout との
差を差動増幅器７で求め、差動増幅器７の出力で電圧制
御トランジスタＱのゲート電位を制御することにより、
基準電圧Ｖref に等しい出力電圧Ｖout を出力端子５に
発生させている。
は、１９９３年５月２７日発行の電子情報通信学界技術
研究報告（ＩＣＤ９３−１８，４３ページ）に記載され
ている電圧変換装置である。この電圧変換装置は、安定
な基準電圧Ｖref を基準電圧発生回路６で発生し、その
基準電圧Ｖref と出力端子５からの出力電圧Ｖout との
差を差動増幅器７で求め、差動増幅器７の出力で電圧制
御トランジスタＱのゲート電位を制御することにより、
基準電圧Ｖref に等しい出力電圧Ｖout を出力端子５に
発生させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電圧変
換装置は、トランスなどのインダクタンスを必要とする
ため、集積化が困難であり低価格化が困難である欠点を
有する。また、インダクタンスを使用しない他の電圧変
換装置は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout の差に相当す
る電力が制御トランジスタで無駄に消費されるため、変
換効率が極めて低いという欠点が有る。
換装置は、トランスなどのインダクタンスを必要とする
ため、集積化が困難であり低価格化が困難である欠点を
有する。また、インダクタンスを使用しない他の電圧変
換装置は、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖout の差に相当す
る電力が制御トランジスタで無駄に消費されるため、変
換効率が極めて低いという欠点が有る。
【０００６】そこで、本発明の目的は、上記従来技術の
問題点を解決して、インダクタンスが不要で、集積化が
容易であり、変換効率が極めて高い電圧変換装置を提供
する事にある。
問題点を解決して、インダクタンスが不要で、集積化が
容易であり、変換効率が極めて高い電圧変換装置を提供
する事にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の電圧変換装置
は、複数のコンデンサと、この複数のコンデンサを直列
及び並列のいずれかに切り換えて接続する複数のスイッ
チ手段と、前記複数のコンデンサの直列接続と並列接続
とを交互に切り換えるように前記複数のスイッチ手段を
制御するスイッチ制御手段とを少なくとも備え、直列接
続の前記複数のコンデンサを外部から供給される直流電
圧により充電した後前記複数のコンデンサの接続を並列
接続に切り換え、並列接続の前記複数のコンデンサの共
通に接続された二電極間の電圧を外部に出力する動作を
繰り返すことにより、前記外部から与えられた直流電圧
を前記複数のコンデンサの数に応じて降圧された直流電
圧に変換して出力するように構成したことを特徴とす
る。
は、複数のコンデンサと、この複数のコンデンサを直列
及び並列のいずれかに切り換えて接続する複数のスイッ
チ手段と、前記複数のコンデンサの直列接続と並列接続
とを交互に切り換えるように前記複数のスイッチ手段を
制御するスイッチ制御手段とを少なくとも備え、直列接
続の前記複数のコンデンサを外部から供給される直流電
圧により充電した後前記複数のコンデンサの接続を並列
接続に切り換え、並列接続の前記複数のコンデンサの共
通に接続された二電極間の電圧を外部に出力する動作を
繰り返すことにより、前記外部から与えられた直流電圧
を前記複数のコンデンサの数に応じて降圧された直流電
圧に変換して出力するように構成したことを特徴とす
る。
【０００８】また、本発明の電圧変換装置は、第１番目
から第Ｎ（Ｎは、２以上の正整数）番目迄のＮ個のコン
デンサと、第１番目のコンデンサの第１端子を第１電源
端子及び出力端子のいずれかに切り換えて接続する第１
のスイッチ手段と、第Ｍ（Ｍは、２以上Ｎ以下の正整
数）番目のコンデンサの第１端子を第（Ｍ−１）番目の
コンデンサの第２端子及び前記出力端子のいずれかに切
り換えて接続する（Ｎ−１）個の第２のスイッチ手段
と、第１番目から第（Ｎ−１）番目までのコンデンサそ
れぞれの第２端子と第２電源端子とを接続し又は切断す
る（Ｎ−１）個の第３のスイッチ手段と、前記第１のス
イッチ手段、前記第２のスイッチ手段及び前記第３のス
イッチ手段を、前記第１番目のコンデンサの第１端子が
前記第１電源端子に接続されるとき、前記第Ｍ番目のコ
ンデンサの第１端子と前記第（Ｍ−１）番目のコンデン
サの第２端子とが接続されると共に前記第３のスイッチ
手段がオフ状態になり、前記第１番目のコンデンサの第
１端子が前記出力端子に接続されるとき、前記第Ｍ番目
のコンデンサの第１端子が前記出力端子に接続されると
共に前記第３のスイッチ手段がオン状態になるように、
周期的に切り換えるスイッチ制御手段とを少なくとも備
え、第Ｎ番目のコンデンサの第２端子を前記第２電源端
子に接続して、前記第２電源端子と前記第１電源端子と
の間に外部から直流電圧を供給し、前記第２電源端子と
前記出力端子との間から出力の直流電圧を取り出すよう
に構成したことを特徴とする。
から第Ｎ（Ｎは、２以上の正整数）番目迄のＮ個のコン
デンサと、第１番目のコンデンサの第１端子を第１電源
端子及び出力端子のいずれかに切り換えて接続する第１
のスイッチ手段と、第Ｍ（Ｍは、２以上Ｎ以下の正整
数）番目のコンデンサの第１端子を第（Ｍ−１）番目の
コンデンサの第２端子及び前記出力端子のいずれかに切
り換えて接続する（Ｎ−１）個の第２のスイッチ手段
と、第１番目から第（Ｎ−１）番目までのコンデンサそ
れぞれの第２端子と第２電源端子とを接続し又は切断す
る（Ｎ−１）個の第３のスイッチ手段と、前記第１のス
イッチ手段、前記第２のスイッチ手段及び前記第３のス
イッチ手段を、前記第１番目のコンデンサの第１端子が
前記第１電源端子に接続されるとき、前記第Ｍ番目のコ
ンデンサの第１端子と前記第（Ｍ−１）番目のコンデン
サの第２端子とが接続されると共に前記第３のスイッチ
手段がオフ状態になり、前記第１番目のコンデンサの第
１端子が前記出力端子に接続されるとき、前記第Ｍ番目
のコンデンサの第１端子が前記出力端子に接続されると
共に前記第３のスイッチ手段がオン状態になるように、
周期的に切り換えるスイッチ制御手段とを少なくとも備
え、第Ｎ番目のコンデンサの第２端子を前記第２電源端
子に接続して、前記第２電源端子と前記第１電源端子と
の間に外部から直流電圧を供給し、前記第２電源端子と
前記出力端子との間から出力の直流電圧を取り出すよう
に構成したことを特徴とする。
【０００９】また、本発明の電圧変換装置は、前記スイ
ッチ手段をＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成したこ
とを特徴とする。
ッチ手段をＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成したこ
とを特徴とする。
【００１０】また、本発明の電圧変換装置は、上記のよ
うな電圧変換装置を複数並列に接続すると共に、それぞ
れの電圧変換装置内のスイッチ手段の動作位相を互いに
異るものにしたことを特徴とする。
うな電圧変換装置を複数並列に接続すると共に、それぞ
れの電圧変換装置内のスイッチ手段の動作位相を互いに
異るものにしたことを特徴とする。
【００１１】また、本発明の電圧変換装置は、上記のよ
うな電圧変換装置と、その電圧変換装置の出力点と外部
への出力用の降圧出力端子との間に電流経路を成すよう
に設けられた電圧制御用のＭＯＳ型電界効果トランジス
タと、基準電圧発生手段と、前記基準電圧発生手段から
の基準電圧信号と前記降圧出力端子からの出力電圧信号
とを入力信号とし、出力信号を前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタのゲート入力として与えてそのトランジスタ
の導通状態を制御する差動増幅器とを少なくとも備える
ことを特徴とする。
うな電圧変換装置と、その電圧変換装置の出力点と外部
への出力用の降圧出力端子との間に電流経路を成すよう
に設けられた電圧制御用のＭＯＳ型電界効果トランジス
タと、基準電圧発生手段と、前記基準電圧発生手段から
の基準電圧信号と前記降圧出力端子からの出力電圧信号
とを入力信号とし、出力信号を前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタのゲート入力として与えてそのトランジスタ
の導通状態を制御する差動増幅器とを少なくとも備える
ことを特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明の電圧変換装置は、複数個のコンデンサ
を直列に接続した状態で、外部から供給される電源で充
電し、次に充電された複数個のコンデンサを並列に接続
し直して出力端子に接続する動作を周期的に繰り返すこ
とにより、降圧された電源電圧を得るものであり、スイ
ッチとコンデンサで実現できるために容易に集積化で
き、効率よく電圧を変換可能である。
を直列に接続した状態で、外部から供給される電源で充
電し、次に充電された複数個のコンデンサを並列に接続
し直して出力端子に接続する動作を周期的に繰り返すこ
とにより、降圧された電源電圧を得るものであり、スイ
ッチとコンデンサで実現できるために容易に集積化で
き、効率よく電圧を変換可能である。
【００１３】
【実施例】次に、本発明の好適な実施例について図面を
参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の第１の実施
例を示す回路図である。又、図１（ｂ）は、図１（ａ）
に示した実施例の動作を説明するためのタイミング図で
ある。図１（ａ），（ｂ）を参照してこの実施例は、例
えば、５Ｖの直流電圧Ｖinを入力端子１に印加し、出力
端子５に、入力された電圧Ｖinより低い、例えば２．５
Ｖの直流電圧Ｖoutを発生する回路であって、３つのコ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 と、コンデンサＣ1 の一端を
入力端子１と出力端子５のいずれか一方に接続するスイ
ッチＳＷ1 と、コンデンサＣ2 の一端をコンデンサＣ1
の他端と出力端子５のいずれか一方に接続するスイッチ
ＳＷ2 と、コンデンサＣ1 の他端とグランド間を開閉す
るスイッチＳＷ3 と、これら３つのスイッチＳＷ1 、Ｓ
Ｗ2 、ＳＷ3 の切り換えを制御するスイッチ制御回路８
Ａとから構成されている。ここで、説明の便宜上コンデ
ンサＣ1 とコンデンサＣ2 の容量は等しい容量Ｃとして
説明する。
参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の第１の実施
例を示す回路図である。又、図１（ｂ）は、図１（ａ）
に示した実施例の動作を説明するためのタイミング図で
ある。図１（ａ），（ｂ）を参照してこの実施例は、例
えば、５Ｖの直流電圧Ｖinを入力端子１に印加し、出力
端子５に、入力された電圧Ｖinより低い、例えば２．５
Ｖの直流電圧Ｖoutを発生する回路であって、３つのコ
ンデンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 と、コンデンサＣ1 の一端を
入力端子１と出力端子５のいずれか一方に接続するスイ
ッチＳＷ1 と、コンデンサＣ2 の一端をコンデンサＣ1
の他端と出力端子５のいずれか一方に接続するスイッチ
ＳＷ2 と、コンデンサＣ1 の他端とグランド間を開閉す
るスイッチＳＷ3 と、これら３つのスイッチＳＷ1 、Ｓ
Ｗ2 、ＳＷ3 の切り換えを制御するスイッチ制御回路８
Ａとから構成されている。ここで、説明の便宜上コンデ
ンサＣ1 とコンデンサＣ2 の容量は等しい容量Ｃとして
説明する。
【００１４】高い入力電圧Ｖinから効率よく低い出力電
圧Ｖout を発生するために、まずコンデンサＣ1 とコン
デンサＣ2 とを直列に接続し、高い入力電圧Ｖinで充電
する。すなわち、スイッチＳＷ1 を入力端子１側に切り
換え、スイッチＳＷ2 をコンデンサＣ1 側に切り換え、
スイッチＳＷ3 を開放すると、コンデンサＣ1 とコンデ
ンサＣ2 とは直列で充電される。これにより、コンデン
サＣ1 のスイッチＳＷ1 側の端子電圧はＶinになり、コ
ンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 の各両端間の電圧は、各
々Ｖin／２になる。
圧Ｖout を発生するために、まずコンデンサＣ1 とコン
デンサＣ2 とを直列に接続し、高い入力電圧Ｖinで充電
する。すなわち、スイッチＳＷ1 を入力端子１側に切り
換え、スイッチＳＷ2 をコンデンサＣ1 側に切り換え、
スイッチＳＷ3 を開放すると、コンデンサＣ1 とコンデ
ンサＣ2 とは直列で充電される。これにより、コンデン
サＣ1 のスイッチＳＷ1 側の端子電圧はＶinになり、コ
ンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 の各両端間の電圧は、各
々Ｖin／２になる。
【００１５】次に、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 と
を並列に接続し、両コンデンサＣ1，Ｃ2 の両端の電圧
Ｖin／２を出力端子５に発生させ、コンデンサＣ3 を電
圧Ｖin／２に充電させる。このために、スイッチＳＷ2
を出力端子５側に切り換え、スイッチＳＷ3 をグランド
側に切り換え、スイッチＳＷ1 を出力端子５側に切り換
えると、出力端子５とグランド間およびコンデンサＣ3
の両端にＶin／２の電圧が発生する。出力端子５に負荷
（図示せず）を接続すると、コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ
3 の各両端間の電圧は、Ｖin／２に戻る。図１（ｂ）に
示すようにスイッチ制御回路８Ａが、このスイッチＳＷ
1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 を周期的に切り換えて、コンデンサ
Ｃ1 とＣ2 の充電と放電を繰り返すことにより、入力電
圧Ｖinの半分の電圧Ｖin／２を出力端子に発生できる。
を並列に接続し、両コンデンサＣ1，Ｃ2 の両端の電圧
Ｖin／２を出力端子５に発生させ、コンデンサＣ3 を電
圧Ｖin／２に充電させる。このために、スイッチＳＷ2
を出力端子５側に切り換え、スイッチＳＷ3 をグランド
側に切り換え、スイッチＳＷ1 を出力端子５側に切り換
えると、出力端子５とグランド間およびコンデンサＣ3
の両端にＶin／２の電圧が発生する。出力端子５に負荷
（図示せず）を接続すると、コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ
3 の各両端間の電圧は、Ｖin／２に戻る。図１（ｂ）に
示すようにスイッチ制御回路８Ａが、このスイッチＳＷ
1 、ＳＷ2 、ＳＷ3 を周期的に切り換えて、コンデンサ
Ｃ1 とＣ2 の充電と放電を繰り返すことにより、入力電
圧Ｖinの半分の電圧Ｖin／２を出力端子に発生できる。
【００１６】尚、出力端子５とグランド間に接続したコ
ンデンサＣ3 は、出力電圧Ｖout の電圧変動を抑制し又
ノイズを除去するのに有効な、いわば平滑用のコンデン
サであって、これまでの説明から明らかなように、この
コンデンサを特に設けなくても本発明の作用効果発現に
は何ら支障はない。
ンデンサＣ3 は、出力電圧Ｖout の電圧変動を抑制し又
ノイズを除去するのに有効な、いわば平滑用のコンデン
サであって、これまでの説明から明らかなように、この
コンデンサを特に設けなくても本発明の作用効果発現に
は何ら支障はない。
【００１７】次に、本発明の第２の実施例について、説
明する。図２は、本発明の第２の実施例の回路図であ
る。図２を参照して、本実施例では、Ｎ個のコンデンサ
Ｃ1 〜ＣN と（２Ｎ−１）個のスイッチＳＷ1 〜ＳＷ
2N-1を用いて、入力端子１に印加された入力電圧Ｖinの
Ｎ分の１の電圧Ｖin／Ｎを出力端子５に発生させてい
る。この実施例も図１と同様な原理で、図２に示すタイ
ミングで動作する。この実施例のように、多数のコンデ
ンサやスイッチを用いて、入力端子１に印加された入力
電圧Ｖinを種々の出力電圧Ｖout に変換できる。
明する。図２は、本発明の第２の実施例の回路図であ
る。図２を参照して、本実施例では、Ｎ個のコンデンサ
Ｃ1 〜ＣN と（２Ｎ−１）個のスイッチＳＷ1 〜ＳＷ
2N-1を用いて、入力端子１に印加された入力電圧Ｖinの
Ｎ分の１の電圧Ｖin／Ｎを出力端子５に発生させてい
る。この実施例も図１と同様な原理で、図２に示すタイ
ミングで動作する。この実施例のように、多数のコンデ
ンサやスイッチを用いて、入力端子１に印加された入力
電圧Ｖinを種々の出力電圧Ｖout に変換できる。
【００１８】図３は本発明の第３の実施例を示す回路図
であり、図３（ｂ）は図３（ａ）に示した実施例の動作
を説明するためのタイミング図である。図３（ａ），
（ｂ）を参照すると、この実施例は、図１に示した第１
の実施例に用いたＳＷ1 がスイッチＳＷ1AとＳＷ1Bとで
構成され、図１（ａ）のスイッチＳＷ2 がスイッチＳＷ
2AとＳＷ2Bとで構成されている点が、第１の実施例と異
なる。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 、及びスイッチＳＷ3 は、
第１の実施例と同じである。
であり、図３（ｂ）は図３（ａ）に示した実施例の動作
を説明するためのタイミング図である。図３（ａ），
（ｂ）を参照すると、この実施例は、図１に示した第１
の実施例に用いたＳＷ1 がスイッチＳＷ1AとＳＷ1Bとで
構成され、図１（ａ）のスイッチＳＷ2 がスイッチＳＷ
2AとＳＷ2Bとで構成されている点が、第１の実施例と異
なる。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 、及びスイッチＳＷ3 は、
第１の実施例と同じである。
【００１９】高い入力電圧Ｖinから効率よく低い出力電
圧Ｖout を発生するために、各スイッチを図３（ｂ）に
示すように、スイッチ制御回路８Ｃが制御する。高レベ
ルがスイッチの導通状態を表し、低レベルがスイッチの
開放状態を表す。制御パルス信号ＣＰ1 〜ＣＰ4 をスイ
ッチ制御回路８Ｃが各スイッチに供給し、開閉を制御す
る。まず、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 とを直列に
接続し、高い入力電圧Ｖinで充電する。すなわち、スイ
ッチＳＷ2Aを閉じ、スイッチＳＷ1Aを閉じる。この時、
スイッチＳＷ1B、スイッチＳＷ2B、スイッチＳＷ3 は、
開放している。これにより、コンデンサＣ1 とコンデン
サＣ2 は充電され、コンデンサＣ1 のスイッチＳＷ1A側
の端子電圧はＶinになり、コンデンサＣ1 とコンデンサ
Ｃ2 の各両端間の電圧は、Ｖin／２になる。
圧Ｖout を発生するために、各スイッチを図３（ｂ）に
示すように、スイッチ制御回路８Ｃが制御する。高レベ
ルがスイッチの導通状態を表し、低レベルがスイッチの
開放状態を表す。制御パルス信号ＣＰ1 〜ＣＰ4 をスイ
ッチ制御回路８Ｃが各スイッチに供給し、開閉を制御す
る。まず、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 とを直列に
接続し、高い入力電圧Ｖinで充電する。すなわち、スイ
ッチＳＷ2Aを閉じ、スイッチＳＷ1Aを閉じる。この時、
スイッチＳＷ1B、スイッチＳＷ2B、スイッチＳＷ3 は、
開放している。これにより、コンデンサＣ1 とコンデン
サＣ2 は充電され、コンデンサＣ1 のスイッチＳＷ1A側
の端子電圧はＶinになり、コンデンサＣ1 とコンデンサ
Ｃ2 の各両端間の電圧は、Ｖin／２になる。
【００２０】次に、コンデンサＣ1 とコンデンサＣ2 と
を並列に接続し、両コンデンサＣ1，Ｃ2 の両端間の電
圧Ｖin／２を出力端子５に発生させる。このために、図
３（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ1Aを開放し、スイ
ッチＳＷ2Aを開放する。さらに、スイッチＳＷ2Bとスイ
ッチＳＷ3 を閉じ、コンデンサＣ1 の一端をグランドに
接続し、コンデンサＣ2 の一端を出力端子５に接続す
る。さらに、スイッチＳＷ1Bを閉じ、コンデンサＣ1 の
一端を出力端子５に接続し、両コンデンサの両端間の電
圧を出力端子５に取り出す。その結果、出力端子Ｖin／
２の電圧が発生する。出力端子５に負荷（図示せず）を
接続すると、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 が徐々に放電し、出
力端子５の電圧はＶin／２から徐々に減少する。しか
し、先に説明した充電の動作を行えば、コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の各両端間の電圧は、Ｖin／２に戻る。図３
（ｂ）に示すようにスイッチ制御回路８Ｃが、これら５
つのスイッチＳＷ1A、ＳＷ1B、ＳＷ2A、ＳＷ2B、ＳＷ3
を周期的に切り換えて、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の充電と
放電を繰り返すことにより、入力電圧Ｖinの半分の電圧
Ｖin／２を安定に出力端子に発生できる。
を並列に接続し、両コンデンサＣ1，Ｃ2 の両端間の電
圧Ｖin／２を出力端子５に発生させる。このために、図
３（ｂ）に示すように、スイッチＳＷ1Aを開放し、スイ
ッチＳＷ2Aを開放する。さらに、スイッチＳＷ2Bとスイ
ッチＳＷ3 を閉じ、コンデンサＣ1 の一端をグランドに
接続し、コンデンサＣ2 の一端を出力端子５に接続す
る。さらに、スイッチＳＷ1Bを閉じ、コンデンサＣ1 の
一端を出力端子５に接続し、両コンデンサの両端間の電
圧を出力端子５に取り出す。その結果、出力端子Ｖin／
２の電圧が発生する。出力端子５に負荷（図示せず）を
接続すると、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 が徐々に放電し、出
力端子５の電圧はＶin／２から徐々に減少する。しか
し、先に説明した充電の動作を行えば、コンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 の各両端間の電圧は、Ｖin／２に戻る。図３
（ｂ）に示すようにスイッチ制御回路８Ｃが、これら５
つのスイッチＳＷ1A、ＳＷ1B、ＳＷ2A、ＳＷ2B、ＳＷ3
を周期的に切り換えて、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の充電と
放電を繰り返すことにより、入力電圧Ｖinの半分の電圧
Ｖin／２を安定に出力端子に発生できる。
【００２１】この実施例は入力電圧Ｖinの半分の電圧Ｖ
in／２を出力端子に発生するように構成したが、図２に
示したように多数のコンデンサやスイッチを用いて、種
々の分圧比の電圧を出力端子５に発生することも容易に
構成できる。
in／２を出力端子に発生するように構成したが、図２に
示したように多数のコンデンサやスイッチを用いて、種
々の分圧比の電圧を出力端子５に発生することも容易に
構成できる。
【００２２】各スイッチＳＷ1A、ＳＷ1B、ＳＷ2A、ＳＷ
2B、ＳＷ3 の動作タイミングは、充電と放電の切り換え
時に、図３（ｂ）に示すように位相差を設けることが必
要である。すなわち、充電から放電に切り換えるとき
に、スイッチＳＷ1Aを開放してから、スイッチＳＷ2B、
ＳＷ3 、ＳＷ1Bを導通させる。特に、コンデンサＣ2 の
電荷を無駄に放電させないためにスイッチＳＷ2Aを開放
してからスイッチＳＷ3を導通させ、出力端子５に異常
電圧を発生させないためにスイッチＳＷ3 を導通してか
らスイッチＳＷ1Bを導通させることが必要である。ま
た、放電から充電に切り換えるときには、コンデンサＣ
2 の電荷を無駄に放電させないためにスイッチＳＷ3 を
開放してからスイッチＳＷ2Aを導通させ、出力端子５に
異常電圧を発生させないためにスイッチＳＷ1Bを開放し
てからスイッチＳＷ3 を導通させることが必要である。
2B、ＳＷ3 の動作タイミングは、充電と放電の切り換え
時に、図３（ｂ）に示すように位相差を設けることが必
要である。すなわち、充電から放電に切り換えるとき
に、スイッチＳＷ1Aを開放してから、スイッチＳＷ2B、
ＳＷ3 、ＳＷ1Bを導通させる。特に、コンデンサＣ2 の
電荷を無駄に放電させないためにスイッチＳＷ2Aを開放
してからスイッチＳＷ3を導通させ、出力端子５に異常
電圧を発生させないためにスイッチＳＷ3 を導通してか
らスイッチＳＷ1Bを導通させることが必要である。ま
た、放電から充電に切り換えるときには、コンデンサＣ
2 の電荷を無駄に放電させないためにスイッチＳＷ3 を
開放してからスイッチＳＷ2Aを導通させ、出力端子５に
異常電圧を発生させないためにスイッチＳＷ1Bを開放し
てからスイッチＳＷ3 を導通させることが必要である。
【００２３】次に、第４の実施例について説明する。図
４は本発明の第４の実施例を示す回路図である。図４を
参照すると、本実施例は、図３（ａ）に示した実施例の
スイッチをＭＯＳトランジスタで構成している点が異な
る。すなわち、図３（ａ）の５つのスイッチＳＷ1A、Ｓ
Ｗ1B、ＳＷ2A、ＳＷ2B、ＳＷ3 はそれぞれ、図３（ａ）
に示した５つのトランジスタＴＲ1A、ＴＲ1B、ＴＲ2A、
ＴＲ2B、ＴＲ3 に対応する。これらのトランジスタの動
作タイミングは、図３（ｂ）に示したタイミングと同じ
である。但し、トランジスタＴＲ1Aはｐ型ＭＯＳトラン
ジスタで実現されているため、図３（ｂ）のスイッチ制
御信号ＣＰ1 の高レベルと低レベルを反転させることが
必要である。
４は本発明の第４の実施例を示す回路図である。図４を
参照すると、本実施例は、図３（ａ）に示した実施例の
スイッチをＭＯＳトランジスタで構成している点が異な
る。すなわち、図３（ａ）の５つのスイッチＳＷ1A、Ｓ
Ｗ1B、ＳＷ2A、ＳＷ2B、ＳＷ3 はそれぞれ、図３（ａ）
に示した５つのトランジスタＴＲ1A、ＴＲ1B、ＴＲ2A、
ＴＲ2B、ＴＲ3 に対応する。これらのトランジスタの動
作タイミングは、図３（ｂ）に示したタイミングと同じ
である。但し、トランジスタＴＲ1Aはｐ型ＭＯＳトラン
ジスタで実現されているため、図３（ｂ）のスイッチ制
御信号ＣＰ1 の高レベルと低レベルを反転させることが
必要である。
【００２４】本実施例はＭＯＳトランジスタとコンデン
サだけで構成されているため、容易に集積回路上に実現
でき、低コスト化が可能である。
サだけで構成されているため、容易に集積回路上に実現
でき、低コスト化が可能である。
【００２５】次に、本発明の第５の実施例について説明
する。図５（ａ）は、本発明の第５の実施例のブロック
図である。又、図５（ｂ）は、その動作時のタイミング
図である。この実施例は、Ｎ個の電圧変換部９1 〜９N
とこの電圧変換部９1 〜９N内のスイッチを制御するス
イッチ制御回路８Ｄとから構成されている。電圧変換部
９1 〜９N は、図１（ａ）、図２、図３（ａ）、図４で
説明した実施例の中のスイッチ制御回路８Ａ，８Ｂ，８
Ｃを除いた部分である。
する。図５（ａ）は、本発明の第５の実施例のブロック
図である。又、図５（ｂ）は、その動作時のタイミング
図である。この実施例は、Ｎ個の電圧変換部９1 〜９N
とこの電圧変換部９1 〜９N内のスイッチを制御するス
イッチ制御回路８Ｄとから構成されている。電圧変換部
９1 〜９N は、図１（ａ）、図２、図３（ａ）、図４で
説明した実施例の中のスイッチ制御回路８Ａ，８Ｂ，８
Ｃを除いた部分である。
【００２６】この実施例の電圧変換装置は、Ｎ個の電圧
変換部９1 〜９N の充電期間と放電期間の位相をずらし
て動作させることにより、出力端子１からより大きな電
力を消費可能な低電圧を発生できるように構成してい
る。大きな電力、あるいは大きな出力電流を発生するた
めに、電圧変換部の充電期間と放電期間を、図５（ｂ）
に示すタイミングで行う。この例では、４個の電圧変換
部で構成した場合のタイミング例である。ＣＰ1 、ＣＰ
2 、ＣＰ3 、ＣＰ4 が各々電圧変換部９1 、９2、
９3 、９4 の動作タイミングを示す。本実施例は放電期
間を４個の電圧変換部９1 〜９4 でずらしているため、
１個の電圧変換部で構成した場合に比べ、４倍の電流を
外部に出力できる。
変換部９1 〜９N の充電期間と放電期間の位相をずらし
て動作させることにより、出力端子１からより大きな電
力を消費可能な低電圧を発生できるように構成してい
る。大きな電力、あるいは大きな出力電流を発生するた
めに、電圧変換部の充電期間と放電期間を、図５（ｂ）
に示すタイミングで行う。この例では、４個の電圧変換
部で構成した場合のタイミング例である。ＣＰ1 、ＣＰ
2 、ＣＰ3 、ＣＰ4 が各々電圧変換部９1 、９2、
９3 、９4 の動作タイミングを示す。本実施例は放電期
間を４個の電圧変換部９1 〜９4 でずらしているため、
１個の電圧変換部で構成した場合に比べ、４倍の電流を
外部に出力できる。
【００２７】次に、本発明の第６の実施例について説明
する。図６は本発明の第６の実施例の回路図である。図
６を参照して、この実施例は、電圧変換器９と、基準電
圧発生回路６と、差動増幅器７と、電圧制御トランジス
タＱとからなる。この電圧変換器９は、図１（ａ）、
２、３（ａ）、４、５（ａ）に示した実施例に相当す
る。この実施例は、より安定な電圧を発生するために、
電圧変換器９で発生した出力を電圧制御トランジスタＱ
に印加し、基準電圧発生回路６が発生する基準電圧Ｖ
ref と出力電圧Ｖout との差を差動増幅器７で求め、差
動増幅器７の出力で電圧制御トランジスタＱを制御する
ことにより、電圧変換器９の出力に多少のノイズや変動
が含まれていても、出力端子５には、ノイズや変動を除
去した安定な出力電圧を発生できる。電圧制御トランジ
スタＱのソース電圧すなわち出力電圧Ｖout と電圧変換
器９の出力電圧とを近い値に設定することにより、電圧
制御トランジスタＱで消費する電力を小さくでき、電圧
変換効率を大幅には下げないで済む事ができる。
する。図６は本発明の第６の実施例の回路図である。図
６を参照して、この実施例は、電圧変換器９と、基準電
圧発生回路６と、差動増幅器７と、電圧制御トランジス
タＱとからなる。この電圧変換器９は、図１（ａ）、
２、３（ａ）、４、５（ａ）に示した実施例に相当す
る。この実施例は、より安定な電圧を発生するために、
電圧変換器９で発生した出力を電圧制御トランジスタＱ
に印加し、基準電圧発生回路６が発生する基準電圧Ｖ
ref と出力電圧Ｖout との差を差動増幅器７で求め、差
動増幅器７の出力で電圧制御トランジスタＱを制御する
ことにより、電圧変換器９の出力に多少のノイズや変動
が含まれていても、出力端子５には、ノイズや変動を除
去した安定な出力電圧を発生できる。電圧制御トランジ
スタＱのソース電圧すなわち出力電圧Ｖout と電圧変換
器９の出力電圧とを近い値に設定することにより、電圧
制御トランジスタＱで消費する電力を小さくでき、電圧
変換効率を大幅には下げないで済む事ができる。
【００２８】
【発明の効果】このように、本発明によれば、インダク
タンスを使用せず、コンデンサとスイッチだけで降圧用
電圧変換装置を構成できる。従って、容易に集積回路で
実現でき、低価格化が可能である。また、コンデンサへ
の初期充電が終了した後は、スイッチの抵抗で一部の電
力が消費されるのみであり、従来の電圧変換装置とは異
って、内部の整流器や電圧制御トランジスタで大きな電
力が消費されることもないので、極めて電圧変換効率が
高い電圧変換装置を実現できる。
タンスを使用せず、コンデンサとスイッチだけで降圧用
電圧変換装置を構成できる。従って、容易に集積回路で
実現でき、低価格化が可能である。また、コンデンサへ
の初期充電が終了した後は、スイッチの抵抗で一部の電
力が消費されるのみであり、従来の電圧変換装置とは異
って、内部の整流器や電圧制御トランジスタで大きな電
力が消費されることもないので、極めて電圧変換効率が
高い電圧変換装置を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例の回路図および、動作タ
イミング図である。
イミング図である。
【図２】本発明の第２の実施例の回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例の回路図および、動作タ
イミング図である。
イミング図である。
【図４】本発明の第４の実施例の回路図である。
【図５】本発明の第５の実施例のブロック図および、動
作タイミング図である。
作タイミング図である。
【図６】本発明の第６の実施例の回路図である。
【図７】従来の電圧変換装置の一例の回路図である。
【図８】従来の電圧変換装置の他の例の回路図である。
１ 入力端子 ２ ＤＣ−ＡＣ変換回路 ３ トランス ４ ＡＣ−ＤＣ変換回路 ５ 出力端子 ６ 基準電圧発生回路 ７ 差動増幅器 ８Ａ，８Ｂ，８Ｃ，８Ｄ スイッチ制御回路 ９ 電圧変換器
Claims (5)
- 【請求項１】 複数のコンデンサと、 この複数のコンデンサを直列及び並列のいずれかに切り
換えて接続する複数のスイッチ手段と、 前記複数のコンデンサの直列接続と並列接続とを交互に
切り換えるように前記複数のスイッチ手段を制御するス
イッチ制御手段とを少なくとも備え、 直列接続の前記複数のコンデンサを外部から供給される
直流電圧により充電した後前記複数のコンデンサの接続
を並列接続に切り換え、並列接続の前記複数のコンデン
サの共通に接続された二電極間の電圧を外部に出力する
動作を繰り返すことにより、前記外部から与えられた直
流電圧を前記複数のコンデンサの数に応じて降圧された
直流電圧に変換して出力するように構成したことを特徴
とする電圧変換装置。 - 【請求項２】 第１番目から第Ｎ（Ｎは、２以上の正整
数）番目迄のＮ個のコンデンサと、 第１番目のコンデンサの第１端子を第１電源端子及び出
力端子のいずれかに切り換えて接続する第１のスイッチ
手段と、 第Ｍ（Ｍは、２以上Ｎ以下の正整数）番目のコンデンサ
の第１端子を第（Ｍ−１）番目のコンデンサの第２端子
及び前記出力端子のいずれかに切り換えて接続する（Ｎ
−１）個の第２のスイッチ手段と、 第１番目から第（Ｎ−１）番目までのコンデンサそれぞ
れの第２端子と第２電源端子とを接続し又は切断する
（Ｎ−１）個の第３のスイッチ手段と、 前記第１のスイッチ手段、前記第２のスイッチ手段及び
前記第３のスイッチ手段を、前記第１番目のコンデンサ
の第１端子が前記第１電源端子に接続されるとき、前記
第Ｍ番目のコンデンサの第１端子と前記第（Ｍ−１）番
目のコンデンサの第２端子とが接続されると共に前記第
３のスイッチ手段がオフ状態になり、前記第１番目のコ
ンデンサの第１端子が前記出力端子に接続されるとき、
前記第Ｍ番目のコンデンサの第１端子が前記出力端子に
接続されると共に前記第３のスイッチ手段がオン状態に
なるように、周期的に切り換えるスイッチ制御手段とを
少なくとも備え、 第Ｎ番目のコンデンサの第２端子を前記第２電源端子に
接続して、前記第２電源端子と前記第１電源端子との間
に外部から直流電圧を供給し、前記第２電源端子と前記
出力端子との間から出力の直流電圧を取り出すように構
成したことを特徴とする電圧変換装置。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２記載の電圧変換装
置において、 前記スイッチ手段をＭＯＳ型電界効果トランジスタで構
成したことを特徴とする電圧変換装置。 - 【請求項４】 請求項１、請求項２及び請求項３のいず
れかに記載の電圧変換装置を複数並列に接続すると共
に、それぞれの電圧変換装置内のスイッチ手段の動作位
相を互いに異るものにしたことを特徴とする電圧変換装
置。 - 【請求項５】 請求項１、請求項２、請求項３及び請求
項４のいずれかに記載の電圧変換装置と、 その電圧変換装置の出力点と外部への出力用の降圧出力
端子との間に電流経路を成すように設けられた電圧制御
用のＭＯＳ型電界効果トランジスタと、 基準電圧発生手段と、 前記基準電圧発生手段からの基準電圧信号と前記降圧出
力端子からの出力電圧信号とを入力信号とし、出力信号
を前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのゲート入力とし
て与えてそのトランジスタの導通状態を制御する差動増
幅器とを少なくとも備えることを特徴とする電圧変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1135995A JPH08205524A (ja) | 1995-01-27 | 1995-01-27 | 電圧変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1135995A JPH08205524A (ja) | 1995-01-27 | 1995-01-27 | 電圧変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08205524A true JPH08205524A (ja) | 1996-08-09 |
Family
ID=11775840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1135995A Pending JPH08205524A (ja) | 1995-01-27 | 1995-01-27 | 電圧変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08205524A (ja) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6323623B1 (en) | 1999-08-23 | 2001-11-27 | Casio Computer Co., Ltd. | Charging device and charging method thereof |
| JP2003033009A (ja) * | 2001-07-13 | 2003-01-31 | Takion Co Ltd | 電源装置 |
| US6538907B2 (en) | 2000-10-26 | 2003-03-25 | Rohm Co., Ltd. | Voltage drop DC-DC converter |
| WO2005101168A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-27 | Electrovaya Inc. | Integrate power supply system |
| JP2006180600A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃ変換回路 |
| JP2008125145A (ja) * | 2006-11-08 | 2008-05-29 | Mcm Japan Kk | 昇圧回路及び降圧回路 |
| WO2009034613A1 (ja) * | 2007-09-11 | 2009-03-19 | Pioneer Corporation | 電源回路、車載機器および電源供給方法 |
| JP2009201199A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Al-Aid Corp | 降圧型レギュレータおよび半導体集積回路 |
| WO2013031389A1 (ja) * | 2011-08-31 | 2013-03-07 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | キャパシタプリチャージ回路、モータ駆動システム、電動パワーステアリングシステム、エアバッグシステム |
| KR101250914B1 (ko) * | 2012-01-04 | 2013-04-05 | 고려대학교 산학협력단 | 넓은 입력전압 범위를 갖는 직류-직류 변환장치 및 직류-직류 변환방법 |
| KR101289958B1 (ko) * | 2012-02-28 | 2013-07-26 | 고려대학교 산학협력단 | 스위치드-커패시터 직류-직류 변환기 및 이를 포함하는 시스템 |
| US9997999B2 (en) | 2013-07-11 | 2018-06-12 | Dialog Semiconductor Gmbh | Capacitive DC power transformer |
| CN109120024A (zh) * | 2017-06-22 | 2019-01-01 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
| CN114035635A (zh) * | 2021-11-12 | 2022-02-11 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 用于调制器的基准电压产生电路与方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5534824A (en) * | 1978-08-31 | 1980-03-11 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Voltage decreasing circuit |
| JPS63121467A (ja) * | 1986-11-07 | 1988-05-25 | Sony Corp | 内部降圧回路 |
| JPH0628854A (ja) * | 1992-07-10 | 1994-02-04 | Nec Corp | 半導体降圧回路 |
-
1995
- 1995-01-27 JP JP1135995A patent/JPH08205524A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5534824A (en) * | 1978-08-31 | 1980-03-11 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Voltage decreasing circuit |
| JPS63121467A (ja) * | 1986-11-07 | 1988-05-25 | Sony Corp | 内部降圧回路 |
| JPH0628854A (ja) * | 1992-07-10 | 1994-02-04 | Nec Corp | 半導体降圧回路 |
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6323623B1 (en) | 1999-08-23 | 2001-11-27 | Casio Computer Co., Ltd. | Charging device and charging method thereof |
| US6538907B2 (en) | 2000-10-26 | 2003-03-25 | Rohm Co., Ltd. | Voltage drop DC-DC converter |
| JP2003033009A (ja) * | 2001-07-13 | 2003-01-31 | Takion Co Ltd | 電源装置 |
| WO2005101168A1 (en) * | 2004-04-13 | 2005-10-27 | Electrovaya Inc. | Integrate power supply system |
| JP4653475B2 (ja) * | 2004-12-21 | 2011-03-16 | 東芝モバイルディスプレイ株式会社 | Ｄｃ−ｄｃ変換回路 |
| JP2006180600A (ja) * | 2004-12-21 | 2006-07-06 | Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃ変換回路 |
| JP2008125145A (ja) * | 2006-11-08 | 2008-05-29 | Mcm Japan Kk | 昇圧回路及び降圧回路 |
| JP4848453B2 (ja) * | 2007-09-11 | 2011-12-28 | パイオニア株式会社 | 電源回路、車載機器および電源供給方法 |
| WO2009034613A1 (ja) * | 2007-09-11 | 2009-03-19 | Pioneer Corporation | 電源回路、車載機器および電源供給方法 |
| JPWO2009034613A1 (ja) * | 2007-09-11 | 2010-12-16 | パイオニア株式会社 | 電源回路、車載機器および電源供給方法 |
| JP2009201199A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Al-Aid Corp | 降圧型レギュレータおよび半導体集積回路 |
| US20140210393A1 (en) * | 2011-08-21 | 2014-07-31 | Hitachi Automotive System, Ltd. | Capacitor precharge circuit, motor drive system, electric power steering system and airbag system |
| WO2013031389A1 (ja) * | 2011-08-31 | 2013-03-07 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | キャパシタプリチャージ回路、モータ駆動システム、電動パワーステアリングシステム、エアバッグシステム |
| JP2013051847A (ja) * | 2011-08-31 | 2013-03-14 | Hitachi Automotive Systems Ltd | キャパシタプリチャージ回路、モータ駆動システム、電動パワーステアリングシステム、エアバッグシステム |
| CN103765744A (zh) * | 2011-08-31 | 2014-04-30 | 日立汽车系统株式会社 | 电容器预充电电路、电动机驱动系统、电动助力转向系统、气囊系统 |
| KR101250914B1 (ko) * | 2012-01-04 | 2013-04-05 | 고려대학교 산학협력단 | 넓은 입력전압 범위를 갖는 직류-직류 변환장치 및 직류-직류 변환방법 |
| KR101289958B1 (ko) * | 2012-02-28 | 2013-07-26 | 고려대학교 산학협력단 | 스위치드-커패시터 직류-직류 변환기 및 이를 포함하는 시스템 |
| US9997999B2 (en) | 2013-07-11 | 2018-06-12 | Dialog Semiconductor Gmbh | Capacitive DC power transformer |
| CN109120024A (zh) * | 2017-06-22 | 2019-01-01 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
| CN109120024B (zh) * | 2017-06-22 | 2020-06-30 | 立锜科技股份有限公司 | 具有多重电源路径的充电装置 |
| CN114035635A (zh) * | 2021-11-12 | 2022-02-11 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 用于调制器的基准电压产生电路与方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19971118 |