JP5130542B2

JP5130542B2 - 降圧型スイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: JP5130542B2
Application number: JP2008063615A
Authority: JP
Inventors: 禎仁吉田
Original assignee: NEC Space Technologies Ltd
Current assignee: NEC Space Technologies Ltd
Priority date: 2008-03-13
Filing date: 2008-03-13
Publication date: 2013-01-30
Anticipated expiration: 2028-03-13
Also published as: EP2101401A2; US20090230935A1; EP2101401A3; JP2009219333A; US7683590B2

Description

本発明は、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータに関する。特に、太陽電池を電力源とする電源システム・機器、バッテリを電力源とする電源システム・機器、バッテリ充放電システム・機器、低ノイズであることが必要な電源システム・機器などに好適に適用可能な低ノイズ降圧型のスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

太陽電池を電力源とする惑星探査機において、太陽−惑星探査機間の距離の変動が大きい場合、太陽電池の電圧が大きく変化する。惑星探査機の電源システムとしては、この大きく変化する太陽電池の電圧を所望の電圧に降圧して安定化させて負荷側へ供給することが必要である。このために、このような電源システムには、一般に、電力損失、発熱の少ない、例えば、特許文献１の特開平４−５８７５７号公報「ＤＣ−ＤＣコンバータ」に記載のようなスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングレギュレータ）が用いられている。

また、惑星探査機のミッションが、惑星の電場、磁場観測などである場合、スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータが発生するスイッチングノイズが小さいことが望まれる。
特開平４−５８７５７号公報（第３−４頁）

しかしながら、従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータには、以下に示すように、低ノイズ化を実現することができないという問題点がある。

図９および図１０には、従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示している。図９は、従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける一般的なＢｕｃｋコンバータの回路構成を示す回路図であり、リップル電流ΔＩに示すように、スイッチＳに流れる入力電流がパルス波であり、コイルＬに流れる出力電流が三角波である。一方、図１０は、従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける低ノイズ型のＬｏｗＮｏｉｓｅＢｕｃｋコンバータの回路構成を示す回路図であり、リップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＣにそれぞれ示すように、コイルＬ１に流れる入力電流とコンデンサＣに流れる出力電流とをともに三角波にすることができる。しかし、図９および図１０の従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、用途によっては、まだノイズが大きいという課題がある。

つまり、図９に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、スイッチＳに流れる入力電流がパルス波であるということは、スイッチング周波数の振幅が大きく、電流の時間変化率が大きい場合、スイッチング周波数のノイズが大きく、スイッチング周波数の高調波のノイズも大きいということを意味している。一方、図１０に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、コイルＬ１に流れる入力電流、コンデンサＣに流れる出力電流のいずれも三角波であることによって、図９のようなパルス波の場合よりは低ノイズにすることができるとしても、リップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＣに示すように、入力コイルＬ１、コンデンサＣにそれぞれ流れる電流には、入力コイルＬ１、中間コイルＬ２の電磁結合の有無によらず、スイッチング周波数およびその高調波のノイズ成分を含んでおり、リップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＣを除去する（ゼロリップル化する）ことはできない。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、低ノイズ化を実現可能な降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを、その目的としている。

前述の課題を解決するため、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、次のような特徴的な構成を採用している。

（１）入力正極側に配置する入力コイル、出力正極側に配置する出力コイル、前記入力コイルと前記出力コイルの接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ、出力電圧を平滑化する出力コンデンサを備える降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第１の中間コンデンサと第１の中間コイルとからなる直列回路を接続し、かつ、前記出力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第２の中間コンデンサと第２の中間コイルとからなる直列回路を接続し、かつ、前記第１の中間コンデンサと前記第１の中間コイルとの接続点から、前記スイッチと相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子を介して、前記第２の中間コンデンサと前記スイッチとの接続点を接続し、かつ、前記入力コイルと前記第１の中間コイルとを、また、前記出力コイルと前記第２の中間コイルとを、それぞれ、電磁結合することを特徴とする降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。

本発明の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータによれば、以下のような効果を得ることができる。

第１に、入力コイルと電磁結合する第１の中間コイル、出力コイルと電磁結合する第２の中間コイルをそれぞれに備えているので、入力コイルおよび出力コイルのリップル電流をゼロリップルにすることができ、ノイズを小さくすることができる。

第２に、ノイズが小さく、追加するフィルタを小さくすることができるので、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを小型化することができる。

第３に、入力コイル、出力コイル、第１の中間コイル、第２の中間コイルの４個のコイルの両端電圧をすべて相等しい値に設定することができるので、すべてのコイルを結合させて、１個のトランスによって構成することも可能であり、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータをさらに小型化することができる。

以下、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの好適な実施形態について添付図を参照して説明する。

（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴について、その概要をまず説明する。本発明は、入力コイル、スイッチ、出力コイル、出力コンデンサからなる降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、入力側と出力側とに、中間コンデンサと中間コイルとからなる直列回路をスイッチＳの両端の位置からそれぞれ並列に接続し、かつ、入力側に接続した中間コンデンサと中間コイルとの接続点からスイッチング素子を介して出力側の中間コンデンサを充電するように接続し、かつ、入力コイルと入力側の中間コイルとを、また、出力コイルと出力側の中間コイルとをそれぞれ電磁結合させた構成を採用することを特徴としている。

図１に、本発明の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの一実施形態を示している。図１に示すように、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、入力側に配置した第１の中間コイルＬｍ１、出力側に配置した第２の中間コイルＬｍ２、入力側に配置した第１の中間コンデンサＣ１、出力側に配置した第２の中間コンデンサＣ２、スイッチＳ、スイッチング素子であるダイオードＤ、および、平滑用の出力コンデンサＣを少なくとも含んで構成され、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２に流れるリップル電流波形を三角波とするまたは除去する（ゼロリップル化する）ことにより、低ノイズ化を実現することが可能な、降圧型のスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。

つまり、図１に示す降圧型のスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、直流電源Ｅの正極側に、入力コイルＬ１、スイッチＳ、出力コイルＬ２を経由して負荷Ｒが接続され、電源電圧Ｅと負荷Ｒ側との負極側は直接接続されている。また、入力側の入力コイルＬ１とスイッチＳとの接続点と電源電圧Ｅの負極側との間に、入力側に配置する第１の中間コンデンサＣ１、第１の中間コイルＬｍ１の直列回路が並列接続されている。一方、出力側の出力コイルＬ２とスイッチＳとの接続点と負荷Ｒの負極側との間に、出力側に配置する第２の中間コンデンサＣ２、第２の中間コイルＬｍ２の直列回路が並列接続されている。さらに、入力側の第１の中間コンデンサＣ１と第１の中間コイルＬｍ１との接続点は、スイッチング素子のダイオードＤを介して、出力側のスイッチＳと第２の中間コンデンサＣ２との接続点に接続されている。

図１に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電源Ｅの入力電圧Ｖｉを指定した出力電圧Ｖｏに変換して負荷Ｒへ供給するために、スイッチＳのＯＮ時間がスイッチング周波数ｆに占める比率を
伝達関数ｄ＝（出力電圧Ｖｏ）／（入力電圧Ｖｉ）
となるように、つまり、デューティ比が伝達関数ｄ（０＜ｄ＜１）と等しくなるように制御している。一方、スイッチング素子のダイオードＤは、スイッチＳがＯＦＦになっている期間の間、入力側の第１の中間コイルＬｍ１に蓄えた直流電源Ｅのエネルギーを出力側へ放電して第２の中間コンデンサＣ２を充電する機能を果たしており、スイッチＳとは相補的なスイッチング動作が行われる。この結果、所望の入力電圧Ｖｉを伝達関数ｄにより降圧した所望の出力電圧Ｖｏが得られる。

また、入力側の入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との間、出力側の出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との間は、それぞれ、電磁結合状態にあり、相互インダクタンスＭ１，Ｍ２が、それぞれに存在している。ここで、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との結合係数ｋ１１および巻数比ｎ１１について、次の式（１）が成立するように設定することにより、入力コイルＬ１に流れるリップル電流ΔＩＬ１をほぼゼロにする（ゼロリップル化する）ことができる。

同様に、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との結合係数ｋ２２および巻数比ｎ２２について、それぞれ、次の式（２）が成立するように設定することにより、出力コイルＬ２に流れるリップル電流ΔＩＬ２をほぼゼロにする（ゼルリップル化する）ことができる。

図２は、図１に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ノードの電位と電流の流れとを示す説明図であり、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの動作例を示すものである。なお、図２（Ａ）が、スイッチＳがＯＮの場合の各ノードの電位と電流の流れとを示し、図２（Ｂ）が、スイッチＳがＯＦＦの場合の各ノードの電位と電流の流れとを示し、また、図２（Ｃ）は、図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの各ノードにおける電流、電圧波形の一例を示している。

図２（Ａ）に示すように、スイッチＳがＯＮの場合、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２のすべてのコイルに励磁電流が流れ、直流電源Ｅの入力側から負荷Ｒの出力側に電流が流れる。また、第１の中間コンデンサＣ１には、放電方向の電流が流れ、第２の中間コンデンサＣ２には、前半は放電方向の電流が流れ、後半は充電方向の電流が流れる。

また、各ノードのリップル電圧、すなわち、入力コイルＬ１とスイッチＳとの接続点ａの電圧つまりリップル電圧Ｖａ、第１の中間コンデンサＣ１と第１の中間コイルＬｍ１との接続点ｂの電圧つまりリップル電圧Ｖｂ、スイッチＳと出力コイルＬ２との接続点ｃの電圧つまりリップル電圧Ｖｃ、第２の中間コンデンサＣ２と第２の中間コイルＬｍ２との接続点ｄの電圧つまりリップル電圧Ｖｄは、詳細は後述するが、例えば、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ）、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい場合（Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝Ｌｍ）、次の式（３）によって与えられる。

一方、図２（Ｂ）に示すように、スイッチＳがＯＦＦの場合、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２のすべてのコイルに開放電流が流れ、直流電源Ｅの入力側から負荷Ｒの出力側に電流が流れる。また、第１の中間コンデンサＣ１には、図２（Ａ）のスイッチＳがＯＮの場合とは逆方向の、充電方向の電流が流れ、第２の中間コンデンサＣ２についても、図２（Ａ）のスイッチＳがＯＮの場合とは逆方向であり、前半は充電方向の電流が流れ、後半は放電方向の電流が流れる。

また、各ノードのリップル電圧、すなわち、入力コイルＬ１とスイッチＳとの接続点ａの電圧つまりリップル電圧Ｖａ、第１の中間コンデンサＣ１と第１の中間コイルＬｍ１との接続点ｂの電圧つまりリップル電圧Ｖｂ、スイッチＳと出力コイルＬ２との接続点ｃの電圧つまりリップル電圧Ｖｃ、第２の中間コンデンサＣ２と第２の中間コイルＬｍ２との接続点ｄの電圧つまりリップル電圧Ｖｄは、詳細は後述するが、例えば、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ）、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい場合（Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝Ｌｍ）、次の式（４）によって与えられる。

図２（Ａ）および図２（Ｂ）に示すように、スイッチＳがＯＮの場合およびＯＦＦの場合のいずれにおいても、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルには、電流が流れている。それぞれのコイルに流れる電流波形つまりリップル電流波形は、図２（Ｃ）に示すように、スイッチＳがＯＮのときは、右上がりの三角波となり、スイッチＳがＯＦＦのときは、右下がりの三角波となり、立ち上がり、立ち下がり波形が急峻なパルス波にはならない。

つまり、図２（Ｃ）に示すように、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルに流れるリップル電流ＩＬ１，ＩＬｍ１，ＩＬ２，ＩＬｍ２について、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合の双方ともになしの場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ａ）の場合）、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合のみが存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｂ）の場合）、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合のみが存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｃ）の場合）、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合の双方とも存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｄ）の場合）のそれぞれの電流波形は、いずれも、スイッチＳのＯＮ、ＯＦＦのスイッチング周期に対応した三角波の波形となっている。

ここで、詳細は後述するが、例えば、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ）、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい場合（Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝Ｌｍ）、図２（Ｃ）に示すように、各リップル電流ＩＬ１，ＩＬｍ１，ＩＬ２，ＩＬｍ２のピーク値は、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合の双方ともになしの場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ａ）の場合）、スイッチＳのＯＮ時間をｔｏｎとすると、次の式（５）によって与えられる。

また、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合のみが存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｂ）の場合）、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合のみが存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｃ）の場合）、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合の双方とも存在している場合（図２（Ｃ）内のリップル電流欄の（ｄ）の場合）のそれぞれにおいては、図２（Ｃ）に示すように、各リップル電流ＩＬ１，ＩＬｍ１，ＩＬ２，ＩＬｍ２のピーク値は、スイッチＳのＯＮ時間をｔｏｎとすると、それぞれ、次の式（６）、式（７）、式（８）によって与えられる。なお、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との電磁結合、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との電磁結合が存在する場合、それぞれの結合係数ｋ１１，ｋ２２、巻数比ｎ１１，ｎ２２の関係は、前述した式（１）、式（２）の条件が成立しているものとする。

また、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１，ＶＬ２，ＶＬｍ２は、は、図２（Ｃ）に示すように、例えば、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ）、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい場合（Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝Ｌｍ）、詳細は後述するが、スイッチＳがＯＮの場合は、次の式（９）によって、スイッチＳがＯＦＦの場合は、次の式（１０）によって与えられる。

以下に、本発明の一実施形態として図１、図２に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの動作解析についてさらに詳細に説明する。なお、本動作解析においては、スイッチＳは理想スイッチであり、スイッチング素子のダイオードＤは理想ダイオードであるものと仮定し、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作を行うスイッチング周波数ｆのうち、スイッチＳがＯＮしている時間をｔｏｎ、スイッチＳがＯＦＦしている時間をｔｏｆｆであるものとする。また、スイッチング周波数ｆにおける第１の中間コンデンサＣ１および第２の中間コンデンサＣ２のインピーダンスはいずれも充分小さく（つまり容量が充分大きく）、第１の中間コンデンサＣ１は、入力電圧に等しい電圧Ｖｉの電圧源、第２の中間コンデンサＣ２は、出力電圧に等しい電圧Ｖｏの電圧源と見なせるものと仮定する。

（ａ）スイッチＳがＯＮのとき
まず、スイッチＳがＯＮしている状態において、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの各ノードの電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄおよび入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流の大きさΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２の関係は、次の式（１１）に示す通りである。ここに、各ノードの電位とは、前述したように、電位Ｖａは、入力コイルＬ１とスイッチＳとの接続点ａの電圧つまりリップル電圧Ｖａであり、電位Ｖｂは、第１の中間コンデンサＣ１と第１の中間コイルＬｍ１との接続点ｂの電圧つまりリップル電圧Ｖｂであり、電位Ｖｃは、スイッチＳと出力コイルＬ２との接続点ｃの電圧つまりリップル電圧Ｖｃであり、電位Ｖｄは、第２の中間コンデンサＣ２と第２の中間コイルＬｍ２との接続点ｄの電圧つまりリップル電圧Ｖｄである。

式（１１）において、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流の大きさΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２は、次の式（１２）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１２）の「⇒」のマーク以降に示している。

また、各ノードの電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄについては、次の式（１３）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１３）の「⇒」マーク以降に示している。

また、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２，ＶＬ２は、次の式（１４）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１４）の「⇒」マーク以降に示している。

（ｂ）スイッチＳがＯＦＦのとき
一方、スイッチＳがＯＦＦのときは、各ノードの電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄおよび入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流の大きさΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２の関係は、次の式（１５）に示す通りである。

ここで、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流の大きさΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２は、次の式（１６）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１６）の「⇒」マーク以降に示している。

また、各ノードの電位Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ，Ｖｄについては、次の式（１７）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１７）の「⇒」マーク以降に示している。

また、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２，ＶＬ２は、次の式（１８）の通りであり、また、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく（Ｌ１＝Ｌ２）、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい（Ｌｍ１＝Ｌｍ２）場合について、それぞれ、式（１８）の「⇒」マーク以降に示している。

ここで、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータコンバータとして正常に動作するためには、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流の大きさΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２および各コイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２，ＶＬ２が、スイッチＳがＯＮの場合とＯＦＦの場合とで相等しいことが必要であり、次の式（１９）の条件を満たすことが必要である。

なお、式（１９）において、［］は、コイルを示す記号Ｌ１，Ｌｍ１，Ｌ２，Ｌｍ２のいずれかをそれぞれ示し、（ＯＮ）、（ＯＦＦ）は、スイッチＳのＯＮ、ＯＦＦをそれぞれ示している。つまり、式（１９）の上側の式（９−１）は、
式（１２）＝式（１６）
の関係にあることを示し、式（１９）の下側の式（９−２）は、
式（１４）＝式（１８）
の関係にあることを示している。

式（１９）を解くと、次の式（２０）が得られる。

式（２０）は、図１、図２に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータが、入力電圧Ｖｉに対してスイッチＳのＯＮ時間比に応じた出力電圧Ｖｏを出力する降圧型コンバータとして動作することを示している。すなわち、本発明の一実施形態の図１に示すスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、降圧型のコンバータとして動作し、かつ、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２のリップル電流ΔＩＬ１およびΔＩＬ２は、スイッチＳがＯＦＦ状態からＯＮ状態に切り替わる時点から徐々に立ち上がり、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる時点から徐々に立ち下がる三角波であることを示している。

次に、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの入出力リップル電流の低減さらにゼロリップル化について、さらに説明する。

図３は、従来技術の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるリップル電流の低減方法とゼロリップル化の概念を説明する説明図であり、同じ両端電圧が加わる２つのコイルを電磁結合した場合の作用効果について説明している。

一般に、図３の項番１に示すように、回路中に、スイッチング周波数に同期して矩形波の同じ両端電圧が発生し、三角波のリップル電流が流れるコイルＬ１およびコイルＬ２が存在していたときに、図３の項番２に示すように、これら２個のコイルＬ１，Ｌ２を同極性で電磁結合させた場合、図３の項番３に示すような等価回路となる。つまり、２つのコイルＬ１，Ｌ２の巻数比ｎ、電磁結合の結合係数ｋとすると、次の式（２１）のような、相互インダクタンスＭを有するコイルによって、インダクタンス（Ｌ１−Ｍ）を有するコイルＬ１′の回路とインダクタンス（Ｌ２−Ｍ）を有するコイルＬ２′の回路とが結合された等価回路となる。

ここで、図３の項番(３−１)のように、結合係数ｋ、巻数比ｎの関係が、
ｋ＝ｎ＝１
の関係にある場合、コイルＬ１とコイルＬ２とのインダクタンスは相等しく（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ）、また、相互インダクタンスＭも、コイルＬ１とコイルＬ２とのインダクタンスと相等しい値（Ｍ＝Ｌ＝Ｌ１＝Ｌ２）になる。その結果、等価回路上のコイルＬ１′のインダクタンス（Ｌ１−Ｍ）、コイルＬ２′のインダクタンス（Ｌ２−Ｍ）は、いずれも、ほぼ０となり、それぞれのコイルＬ１，Ｌ２のリップル電流を電磁結合前の（１／２）に減少させることができる。

また、図３の項番(３−２)のように、結合係数、巻数比の関係が
０≦ｋ＝ｎ≦１
の関係にある場合には、次の式（２２）に示すように、相互インダクタンスＭは、コイルＬ１のインダクタンスと相等しくなる。その結果、等価回路上のコイルＬ１′のインダクタンス（Ｌ１−Ｍ）はほぼ０となり、コイルＬ２′のインダクタンス（Ｌ２−Ｍ）は、（Ｌ２−Ｌ１）として残り、コイルＬ２′の両端電圧は常に“０”Ｖとなるため、あるいは、
（コイルＬ１′側のインピーダンス）≪（コイルＬ２′側のインピーダンス）
の関係になるため、コイルＬ１のリップル電流は電磁結合前と変わらないが、コイルＬ２のリップル電流をゼロ（ゼロリップル）とすることができる。

また、図３の項番(３−３)のように、結合係数、巻数比の関係が
０≦ｋ＝（１／ｎ）≦１
の関係にある場合には、次の式（２３）に示すように、相互インダクタンスＭは、コイルＬ２のインダクタンスと相等しくなる。その結果、等価回路上のコイルＬ２′のインダクタンス（Ｌ２−Ｍ）はほぼ０となり、コイルＬ１′のインダクタンス（Ｌ１−Ｍ）は、（Ｌ１−Ｌ２）として残り、コイルＬ１′の両端電圧は常に“０”Ｖとなるため、あるいは、
（コイルＬ１′側のインピーダンス）≫（コイルＬ２′側のインピーダンス）
の関係になるため、コイルＬ２のリップル電流は電磁結合前と変わらないが、コイルＬ１のリップル電流をゼロ（ゼロリップル）とすることができる。

つまり、図３のような入出力を構成するコイルＬ１およびコイルＬ２を同極性で電磁結合するような技術では、コイルＬ１，Ｌ２の双方のリップル電流を同時にゼロ（ゼロリップル）にするあるいは低減することは困難である。

これに対して、本発明の一実施形態を示す図１のような降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、図２、式（１４）および式（１８）に示したように、常に、入力コイルＬ１および第１の中間コイルＬｍ１の両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１が、また、出力コイルＬ２および第２の中間コイルＬｍ２の両端電圧ＶＬ２，ＶＬｍ２が、スイッチＳのＯＮ，ＯＦＦの如何によらず、相等しく、
ＶＬ１＝ＶＬｍ１
ＶＬ２＝ＶＬｍ２
が成立している。

特に、入力コイルＬ１と出力コイルＬ２とのインダクタンスが相等しく、かつ、第１の中間コイルＬｍ１と第２の中間コイルＬｍ２とのインダクタンスが相等しい場合、つまり、
Ｌ１＝Ｌ２(Ｌ１のインダクタンス＝Ｌ２のインダクタンス)、
Ｌｍ１＝Ｌｍ２（Ｌｍ１のインダクタンス＝Ｌｍ２のインダクタンス）
の場合には、入力コイルＬ１、第１の中間コイルＬｍ１、出力コイルＬ２および第２の中間コイルＬｍ２の各コイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬｍ１，ＶＬ２，ＶＬｍ２をスイッチＳのＯＮ，ＯＦＦの如何によらずすべて相等しくすることができ、
ＶＬ１＝ＶＬｍ１＝Ｌｍ１＝Ｌｍ２
が成立し、各コイルの両端電圧波形を等しくすることができる。

したがって、これらの各コイルを適切に結合させることによって、入力コイルＬ１および／または出力コイルＬ２のリップル電流を減少させるまたはゼロ(ゼロリップル)にすることができる。図２（Ｃ）には、前述したように、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との２つのコイルのみを電磁結合させて、入力コイルＬ１に流れる電流のみをゼロリップル化した場合、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との２つのコイルのみを電磁結合させて、出力コイルＬ２に流れる電流のみをゼロリップル化した場合、および、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との２つのコイル、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との２つのコイルの両方をそれぞれ電磁結合させて、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２の双方に流れる電流をゼロリップル化した場合のリップル電流波形を、それぞれ、示している。

また、結合させるコイルの組み合わせを入れ換えて、例えば、入力コイルＬ１と第２の中間コイルＬｍ２、出力コイルＬ２と第１の中間コイルＬｍ１とを結合させても、同様の効果が得られる。この場合、入力コイルＬ１と第２の中間コイルＬｍ２とのコイルの巻数比ｎ１２と両者の電磁結合の結合係数ｋ１２とを相等しく、また、出力コイルＬ２と第１の中間コイルＬｍ１とのコイルの巻数比ｎ２１と両者の電磁結合の結合係数ｋ２１とを相等しく設定することにより、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２に流れる電流をゼロリップル化することができる。

（本発明の実施例）
図４に、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施例として直流電源Ｅと負荷Ｒとの間に配置する構成例を示している。図４に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ、バッテリ、太陽電池などの不安定な直流電源Ｅの電圧を、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータによって降圧安定化させて、電気・電子回路、ＤＣ／ＤＣコンバータ、バッテリなどの負荷Ｒに対して供給する。ここで、図１、図２に示すような降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの電圧変換制御により、出力電圧Ｖｏが指定した電圧になるように、出力電圧Ｖｏをフィードバックさせて、スイッチＳのＯＮ時間ｔｏｎを制御する動作を行う。

なお、図４においても、前述したように、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との２つのコイル、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との２つのコイルをそれぞれ適切に結合させて、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２のリップル電流をゼロリップル化することができる。

（実施形態の動作波形の説明）
次に、図１に示すように、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２、第１の中間コンデンサＣ１、第２の中間コンデンサＣ２、スイッチＳ、ダイオードＤ、および、出力コンデンサＣを少なくとも含んで構成され、出力電圧ＶｏをフィードバックしてスイッチＳのＯＮ時間を制御することによって、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２のリップル電流波形を三角波とするまたは除去する（ゼロリップル化する）ことを可能とする降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの動作について、図５、図６の動作波形図を用いてさらに説明する。

なお、図５および図６は、いずれも、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２のリップル電流をともにゼロリップルにすることが可能な下記のような条件で、回路シミュレーションを行った結果の動作波形を示している。
Ｖｉ＝１２０Ｖ、Ｖｏ＝５０Ｖ
Ｌ１＝Ｌ２＝１１８μＨ（＝Ｌ）、Ｌｍ１＝Ｌｍ２＝５０μＨ（＝Ｌｍ）
Ｃ１＝Ｃ２＝５μＦ、Ｃ＝１００μＦ
Ｓ＝理想スイッチ、Ｄ＝理想ダイオード
スイッチング周波数＝１００ｋＨｚ、ｔｏｎ＝４.１７μｓ

図５は、図４の実施例つまり図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前述した実施形態の説明とは異なり、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との間、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との間のコイル間の電磁結合がない場合のシミュレーション結果の動作波形を示す波形図であり、図５（Ａ）は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２の波形を示し、図５（Ｂ）は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２のリップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２の波形を示している。

図５（Ａ）のシミュレーション結果においては、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２のすべてのコイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２は相等しい。つまり、スイッチＳがＯＮのときには、式（１４）に示すように、
ＶＬ１＝ＶＬ２＝ＶＬｍ１＝ＶＬｍ２＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／２≒３５Ｖ
となり、スイッチＳがＯＦＦのときには、式（１８）に示すように、
ＶＬ１＝ＶＬ２＝ＶＬｍ１＝ＶＬｍ２＝−Ｖｏ／２≒−２５Ｖ
となっている。

また、図５（Ｂ）のシミュレーション結果においては、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルに流れるリップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２は、スイッチＳがＯＮのときには、式（１２）に示すように、
ΔＩＬ１＝ΔＩＬ２＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×ｔｏｎ／（２×Ｌ）≒１.２Ａ
ΔＩＬｍ１＝ΔＩＬｍ２＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×ｔｏｎ／（２×Ｌｍ）≒２.９Ａ
となり、スイッチＳがＯＦＦのときには、式（１６）に示すように、
ΔＩＬ１＝ΔＩＬ２＝Ｖｏ×ｔｏｆｆ／（２×Ｌ）
＝Ｖｏ×（１０−ｔｏｎ）／（２×Ｌ）≒１.２Ａ
ΔＩＬｍ１＝ΔＩＬｍ２＝Ｖｏ×ｔｏｆｆ／（２×Ｌｍ）
＝Ｖｏ×（１０−ｔｏｎ）／（２×Ｌｍ）≒２.９Ａ
となっており、スイッチＳのＯＮ、ＯＦＦによらず、相等しい値になる。

図６は、図４の実施例つまり図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前述した実施形態の説明と同様、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との間、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との間のコイル間の電磁結合がある場合のシミュレーション結果の動作波形を示す波形図であり、図６（Ａ）は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２の波形を示し、図６（Ｂ）は、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２のリップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２の波形を示している。

ここで、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との巻数比ｎ１１、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との巻数比ｎ２２は、次の式（２４）に示すように、いずれも、０．６５であるものとする。

また、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１との結合係数ｋ１１、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２との結合係数ｋ２２は、次の式（２５）に示すように、それぞれ、巻数比ｎ１１，ｎ２２と等しく、いずれも、０．６５であるものとする。

図６（Ａ）のシミュレーション結果においては、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２のすべての両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２は相等し相等しい。つまり、図５の場合と同様、スイッチＳがＯＮのときには、式（１４）に示すように、
ＶＬ１＝ＶＬ２＝ＶＬｍ１＝ＶＬｍ２＝（Ｖｉ−Ｖｏ）／２≒３５Ｖ
となり、スイッチＳがＯＦＦの場合は、式（１８）に示すように、
ＶＬ１＝ＶＬ２＝ＶＬｍ１＝ＶＬｍ２＝−Ｖｏ／２≒−２５Ｖ
となっている。

また、図６（Ｂ）のシミュレーション結果においては、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の各コイルのリップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＬ２，ΔＩＬｍ１，ΔＩＬｍ２については、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２のリップル電流ΔＩＬ１，ΔＩＬ２は、それぞれ、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２と、前述のような値の結合係数ｋ１１，ｋ２２にて電磁結合することにより、スイッチＳのＯＮ，ＯＦＦによらず、図２に示した場合と同様に、
ΔＩＬ１＝ΔＩＬ２≒０Ａ（ゼロリップル）
となる。

一方、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２のリップル電流は、図５の場合と同様、スイッチＳがＯＮのときには、式（１２）に示すように、
ΔＩＬｍ１＝ΔＩＬｍ２＝（Ｖｉ−Ｖｏ）×ｔｏｎ／（２×Ｌｍ）≒２.９Ａ
となり、スイッチＳがＯＦＦのときには、式（１６）に示すように、
ΔＩＬｍ１＝ΔＩＬｍ２＝Ｖｏ×ｔｏｆｆ／２×Ｌｍ
＝Ｖｏ×（１０−ｔｏｎ）／（２×Ｌｍ）≒２.９Ａ
となっており、スイッチＳのＯＮ、ＯＦＦによらず、相等しい値になる。

（本実施形態の効果の説明）
本実施形態による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、入力側と出力側とのそれぞれに中間コンデンサＣ１，Ｃ２と中間コイルＬｍ１，Ｌｍ２とを備え、入力コイルＬ１と第１の中間コイルＬｍ１とを、また、出力コイルＬ２と第２の中間コイルＬｍ２とを電磁結合させる構成を採用することにより、次のような効果が得られる。

第１に、入力コイルＬ１および出力コイルＬ２のリップル電流をゼロリップルにすることができ、ノイズを小さくすることができる。

第３に、入力コイルＬ１、出力コイルＬ２、第１の中間コイルＬｍ１、第２の中間コイルＬｍ２の４個のコイルの両端電圧ＶＬ１，ＶＬ２，ＶＬｍ１，ＶＬｍ２をすべて相等しい値に設定することができるので、すべてのコイルを結合させて、１個のトランスによって構成することも可能であり、降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータをさらに小型化することができる。

（本発明の他の実施形態）
図７は、本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態として図１とは異なる構成例を示す構成図であり、図４つまり図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチＳをバイポーラトランジスタによって構成した例を示している。出力電圧Ｖｏが指定した電圧になるように、出力電圧Ｖｏをフィードバックして、スイッチＳとして用いているバイポーラトランジスタのＯＮ時間を制御する。なお、スイッチング素子のダイオードＤについても、スイッチＳと同様、バイポーラトランジスタに代えて構成するようにしても良い。

また、図８は本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施例として図１とはさらに異なる構成例を示す構成図であり、図４つまり図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチＳおよびダイオードＤをそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴによって構成した例を示している。なお、図８において、パワーＭＯＳＦＥＴに並列に接続されているダイオードは、パワーＭＯＳＦＥＴ寄生ダイオードである。出力電圧Ｖｏが指定した電圧になるように、出力電圧Ｖｏをフィードバックして、スイッチＳとして用いているパワーＭＯＳＦＥＴのＯＮ時間を制御する。さらに、スイッチＳとして用いているパワーＭＯＳＦＥＴのＯＦＦ期間には、ダイオードＤの代わりのスイッチング素子として用いているパワーＭＯＳＦＥＴをＯＮ（同期整流）することによって、スイッチＳのパワーＭＯＳＦＥＴにおける電力損失を低減することができる。

以上、本発明の好適実施例の構成を説明した。しかし、斯かる実施例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であることが、当業者には容易に理解できよう。例えば、本発明の実施態様は、課題を解決するための手段における構成（１）に加えて、次のような構成として表現できる。
（２）前記入力コイルと前記第１の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しく、また、前記出力コイルと前記第２の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しい上記（１）の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
（３）入力側に配置する入力コイル、出力側に配置する出力コイル、前記入力コイルと前記出力コイルの接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ、出力電圧を平滑化する出力コンデンサからなる降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記入力コイルと前記スイッチとの接続点から第１の中間コンデンサと第１の中間コイルとからなる直列回路を並列に接続し、かつ、前記出力コイルと前記スイッチとの接続点から第２の中間コンデンサと第２の中間コイルとからなる直列回路を並列に接続し、かつ、前記第１の中間コンデンサと前記第１の中間コイルとの接続点から、前記スイッチと相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子を介して、前記第２の中間コンデンサと前記スイッチとの接続点を接続し、かつ、前記入力コイルと前記第２の中間コイルとを、また、前記出力コイルと前記第１の中間コイルとを、それぞれ、電磁結合する降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
（４）前記入力コイルと前記第２の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しく、また、前記出力コイルと前記第１の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しい上記（３）の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
（５）前記スイッチを、バイポータトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴによって構成する上記（１）ないし（４）のいずれかの降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
（６）前記スイッチング素子を、ダイオードまたはバイポータトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴによって構成する上記（１）ないし（５）のいずれかの降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。

本発明の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路図である。図１に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチＳがＯＮの場合の各ノードの電位と電流の流れとを示す説明図である。図１に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチＳがＯＦＦの場合の各ノードの電位と電流の流れとを示す説明図である。図１に示す降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ノードの電流と電圧波形を示す説明図である。従来技術の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおけるリップル電流の低減方法とゼロリップル化の概念を説明する説明図である。本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施例として直流電源と負荷との間に配置する構成例を示す構成図である。図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいてコイル間の電磁結合がない場合のシミュレーション結果の動作波形を示す波形図である。図１の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいてコイル間の電磁結合がある場合のシミュレーション結果の動作波形を示す波形図である。本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態として図１とは異なる構成例を示す構成図である。本発明による降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態として図１とはさらに異なる構成例を示す構成図である。従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける一般的なＢｕｃｋコンバータの回路構成を示す回路図である。従来の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおける低ノイズ型のＬｏｗＮｏｉｓｅＢｕｃｋコンバータの回路構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｃ出力コンデンサ
Ｃ１第１の中間コンデンサ
Ｃ２第２の中間コンデンサ
Ｄダイオード
Ｅ直流電源
Ｌ１入力コイル
Ｌ２出力コイル
Ｌｍ１第１の中間コイル
Ｌｍ２第２の中間コイル
Ｒ負荷
Ｓスイッチ

Claims

入力正極側に配置する入力コイル、出力正極側に配置する出力コイル、前記入力コイルと前記出力コイルの接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ、出力電圧を平滑化する出力コンデンサを備える降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第１の中間コンデンサと第１の中間コイルとからなる直列回路を接続し、
かつ、前記出力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第２の中間コンデンサと第２の中間コイルとからなる直列回路を接続し、
かつ、前記第１の中間コンデンサと前記第１の中間コイルとの接続点から、前記スイッチと相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子を介して、前記第２の中間コンデンサと前記スイッチとの接続点を接続し、
かつ、前記入力コイルと前記第１の中間コイルとを、また、前記出力コイルと前記第２の中間コイルとを、それぞれ、電磁結合することを特徴とする降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記入力コイルと前記第１の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しく、また、前記出力コイルと前記第２の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しいことを特徴とする請求項１に記載の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
入力正極側に配置する入力コイル、出力正極側に配置する出力コイル、前記入力コイルと前記出力コイルの接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ、出力電圧を平滑化する出力コンデンサを備える降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記入力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第１の中間コンデンサと第１の中間コイルとからなる直列回路を接続し、
かつ、前記出力コイルと前記スイッチとの接続点と入力負極側との間に、第２の中間コンデンサと第２の中間コイルとからなる直列回路を接続し、
かつ、前記第１の中間コンデンサと前記第１の中間コイルとの接続点から、前記スイッチと相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子を介して、前記第２の中間コンデンサと前記スイッチとの接続点を接続し、
かつ、前記入力コイルと前記第２の中間コイルとを、また、前記出力コイルと前記第１の中間コイルとを、それぞれ、電磁結合することを特徴とする降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記入力コイルと前記第２の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しく、また、前記出力コイルと前記第１の中間コイルとのコイルの巻数比と両者の電磁結合の結合係数とが等しいことを特徴とする請求項３に記載の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記スイッチを、バイポータトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴによって構成することを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記スイッチング素子を、ダイオードまたはバイポータトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴによって構成することを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の降圧型スイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。