JPH11275860A

JPH11275860A - Ｄｃーｄｃコンバータ

Info

Publication number: JPH11275860A
Application number: JP7297098A
Authority: JP
Inventors: Katsuaki Tanaka; 克明田中
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1998-03-23
Filing date: 1998-03-23
Publication date: 1999-10-08
Anticipated expiration: 2018-03-23
Also published as: JP4144715B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げ得
る低損失、高効率のＤＣーＤＣコンバータを提供する。【解決手段】第１のコンデンサ４１は、一端が第２の
巻線Ｎ２の一端に接続されている。第１のダイオード４
２及びインダクタ１１の直列回路はコンデンサ４１の他
端と、第２の巻線Ｎ２の他端との間に接続されている。
第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉動作時
に、第２の巻線Ｎ２からコンデンサ４１に充電電流を流
す方向性を持つ。第２のダイオード４３は、スイッチ手
段３の開状態時に、第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデ
ンサ４１を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流を
流し、第１のダイオード４２と共に、インダクタ１１に
蓄積されたエネルギーを、第２のコンデンサ４４に伝送
する回路を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータに関する。

【０００２】

【従来技術】ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、主スイッ
チ手段に加わる電圧をクランプし、主スイッチ手段に加
わる電圧ストレスを軽減する技術は、例えば、U.S.Pat.
No.4,441,146号に開示されている。この先行技術文献に
開示されたアクティブ出力回路は、直流入力端子の両端
の間に、トランスと主スイッチ手段とを挿入し、トラン
スの２次側にはクランプ用コンデンサと補助スイッチ手
段との直列回路を、並列に接続してある。主スイッチ手
段が開状態にあるときに、補助スイッチ手段を閉状態と
することによって、主スイッチ手段に加わる電圧を、コ
ンデンサによってクランプでき、主スイッチの電圧スト
レスを軽減できる。

【０００３】上述した文献で代表される従来技術の問題
点は、主スイッチ手段と補助スイッチ手段の２つのスイ
ッチ手段を必要とするため、回路構成が複雑になるこ
と、主スイッチ手段と補助スイッチ手段とを交互に閉動
作させる時に、同時に閉状態とならないようにする必要
があるため、制御及びドライブ回路が複雑となることで
ある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、簡単
な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げる
ことができるＤＣーＤＣコンバータを提供することであ
る。

【０００５】本発明のもう一つの課題は、損失が小さ
く、効率の高いＤＣーＤＣコンバータを提供することで
ある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ため、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータはトランス
と、スイッチ手段と、出力回路とを含む。前記主トラン
スは、第１の巻線と、第２の巻線とを有する。前記スイ
ッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第
１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングす
る。

【０００７】前記出力回路は、第１のコンデンサと、第
１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオード
と、第２のコンデンサとを含む。前記第１のコンデンサ
は、一端が前記第２の巻線の一端に接続される。前記第
１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続さ
れ、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、
前記第２の巻線の他端との間に接続されている。

【０００８】前記第１のダイオードは、前記スイッチ手
段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを
通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように
方向付けられている。

【０００９】前記第２のダイオードは、前記スイッチ手
段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記第１のコンデ
ンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、
かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段
の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギー
を、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成する。
前記第２のコンデンサは出力平滑コンデンサを構成す
る。

【００１０】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータにおい
て、スイッチ手段は、主トランスに備えられた第１の巻
線に直列に接続され、第１の巻線を通して供給される直
流電圧をスイッチングする。スイッチング出力は、主ト
ランスの第１の巻線から第２の巻線に伝送される。

【００１１】主トランスの第２の巻線には、出力回路が
備えられている。出力回路は、第１のコンデンサと、第
１のダイオードと、インダクタとを含んでいる。第１の
コンデンサは、一端が第２の巻線の一端に接続されてい
る。第１のダイオード及びインダクタは、直列に接続さ
れ、直列回路の一端が第１のコンデンサの他端に接続さ
れ、他端が第２の巻線の他端に接続されている。第１の
ダイオードは、スイッチ手段の閉動作時に、第２の巻線
及びインダクタを通って、第１のコンデンサに充電電流
を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手
段が閉動作をした時、直流電源から、主トランスの第１
の巻線及び第２の巻線を通して、第１のコンデンサに充
電電流が流れる。第１のコンデンサの容量値を十分に大
きくすることにより、第１のコンデンサの端子電圧を、
２次側換算した直流電源の電圧値とほぼ同じ一定の値に
設定することができる。

【００１２】スイッチ手段の閉動作時において、第１の
コンデンサに流れる充電電流が、インダクタを通る。こ
のため、インダクタと第１のコンデンサとの間に直列共
振が生じ、流れる充電電流の波形は滑らかになる。この
ように、主トランスに流れる電流の波形が滑らかになる
ので、主トランスのコアで生じる表皮効果による銅損を
低減することができる。

【００１３】出力回路は、更に、第２のダイオードと、
第２のコンデンサとを含んでいる。第２のダイオード
は、スイッチ手段の開状態時に、第２の巻線から、第１
のコンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流を
流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段
の開状態時に、主トランスの第２の巻線から、第１のコ
ンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流が流れ
る。また、スイッチ手段の閉期間中に主ランスに蓄えら
れた磁気エネルギーと第１のコンデンサに蓄えられた静
電エネルギーが、第２のコンデンサに伝送される。

【００１４】第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサ
を構成するから、その端子電圧を、直流出力電圧とし
て、直流出力端子間に接続された負荷に供給することが
できる。

【００１５】スイッチ手段が開状態となった時、主トラ
ンスの第２の巻線に発生する電圧は、直流出力電圧か
ら、第１のコンデンサの端子電圧を引いた値にクランプ
される。スイッチ手段の両端には、直流電源の電圧値
に、第２の巻線に生じるクランプ電圧（２次側クランプ
電圧）を主トランスの１次側に換算した電圧（１次側換
算クランプ電圧）を加えた値が発生する。一次側換算ク
ランプ電圧は、主トランスの第２の巻線と第１の巻線と
の巻き数比によって定まる。従って、巻き数比を適切に
選定することにより、スイッチ手段に加わる電圧を低下
させ、電圧ストレスを軽減することができる。

【００１６】しかも、スイッチ手段に加わる電圧は、入
力の直流電源が変動しても、ほぼ一定となる。これによ
り、耐圧の小さなスイッチ手段を使用でき、閉状態にお
ける抵抗値の小さいスイッチ手段を使用できる。

【００１７】第１のコンデンサに充電電流が流れている
期間は、インダクタは励磁されていて、インダクタに磁
気エネルギーが蓄積される。本発明において、出力回路
に含まれる第２のダイオードは、スイッチ手段の開動作
時に、第１のダイオードと共に、スイッチ手段の閉動作
時にインダクタに蓄積されたエネルギーを、第２のコン
デンサに伝送する回路を構成する。従って、第１のコン
デンサに充電電流が流れている期間に、スイッチ手段が
開状態になった時、インダクタに蓄積されたエネルギー
が、第１のダイオードを通して放出され、第２のコンデ
ンサに充電電流が流れる。それによって、インダクタに
蓄積されていた磁気エネルギーは第２のコンデンサに伝
送されるから、インダクタに蓄積された磁気エネルギー
が損失になることがない。

【００１８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、一
般的な構成要素として、制御回路を含んでおり、制御回
路はスイッチ手段を制御する。

【００１９】更に、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
は、１つの態様として、第２のトランスと、補助電源回
路とを含んでいてもよい。前記第２のトランスは、２つ
の巻線を有しており、第１の巻線は、前記インダクタを
構成する。前記補助電源回路は、前記第２のトランスの
第２の巻線に生じる電圧を利用して、制御回路のための
動作電源を生成する。

【００２０】上記した態様のＤＣーＤＣコンバータにお
いて、第２のトランスの巻線の一方が、上述したインダ
クタを構成するので、スイッチ手段が閉動作したとき、
トランスの第２の巻線、第１のダイオード、第２のトラ
ンスの第１の巻線及び第１のコンデンサを巡る回路ルー
プが構成され、第１のコンデンサに対して上述した充電
動作が加わる。

【００２１】また、スイッチ手段が開状態になったとき
は、第２のトランスの第１の巻線に蓄積されたエネルギ
ーが、第１のダイオード及び第２のダイオードを通して
放出され、出力平滑コンデンサに充電電流が流れる。そ
れによって、インダクタに蓄積されていた磁気エネルギ
ーが第２のコンデンサに伝送される。従って、インダク
タに蓄積された磁気エネルギーが損失になることはな
い。

【００２２】また、直流出力端子間に接続された負荷が
短絡された場合、第２のコンデンサの端子電圧はゼロに
なり、第１のコンデンサの端子電圧もゼロになる。した
がって、スイッチ手段の閉動作時に、主トランスの第２
の巻線に発生する電圧は、上述の回路ループにおいて、
直接に、第２のトランスの第１の巻線に加わるようにな
る。このため、第２のトランスの第２の巻線に充分な電
圧が発生するようになる。従って、負荷短絡時にも、制
御回路に対して充分な動作電圧を供給し得る。この回路
動作により、ＤＣーＤＣコンバータに対して、制御回路
による定電流制御動作を行なわせ、負荷に安定した定電
流を供給することができる。

【００２３】本発明の他の目的、構成及び利点について
は、添付図面を参照して更に詳しく説明する。添付図面
は、単なる例を示すものに過ぎない。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係るＤＣーＤＣコ
ンバータの電気回路図である。図を参照すると、本発明
に係るＤＣーＤＣコンバータは、主トランス２と、スイ
ッチ手段３と、出力回路４とを含む。参照符号１は直流
電源であり、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータに対し
直流電圧Ｖｉｎを供給する。直流電源１は交流電源から
整流平滑された電源またはバッテリ等である。直流電圧
Ｖｉｎは入力端子Ｔ１１、Ｔ１２に供給される。

【００２５】主トランス２は、第１の巻線Ｎ１と、第２
の巻線Ｎ２とを含んでいる。スイッチ手段３は、第１の
巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して供
給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチ
手段３は、一般には、ＦＥＴ等の３端子スイッチ素子に
よって構成される。スイッチ手段３は、制御回路６から
供給される制御信号によってスイッチング動作が制御さ
れる。スイッチ手段３の制御は、一般には、パルス幅変
調制御（ＰＷＭ制御）方式によって行なわれる。制御回
路６は、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２に現れる直流出力
電圧Ｖｏを監視し、直流出力電圧Ｖｏが一定となるよう
な電圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。そのほ
か、過電流制御等も与える。

【００２６】出力回路４は、第１のコンデンサ４１と、
第１のダイオード４２と、インダクタ１１とを含む。第
１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に
接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ
１１は直列に接続され、その直列回路の一端が第１のコ
ンデンサ４１の他端に接続され、他端が第２の巻線Ｎ２
の他端に接続されている。第１のダイオード４２は、ス
イッチ手段３の閉動作時に、第２の巻線Ｎ２から第１の
コンデンサ４１に充電電流を流すように方向付けられて
いる。

【００２７】出力回路４は、更に、第２のダイオード４
３と、第２のコンデンサ４４とを含んでいる。第２のダ
イオード４３は、スイッチ手段３の開状態時に、第２の
巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ４１を通して、第２の
コンデンサ４４に充電電流を流すように方向付けられて
いる。更に、第２のダイオード４３は、スイッチ手段３
の開動作時に、第１のダイオード４２と共に、スイッチ
手段３の閉動作時にインダクタ１１に蓄積されたエネル
ギーを、第２のコンデンサ４４に伝送する回路を構成す
る。第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデンサとし
て用いられる。

【００２８】次に図２〜図４を参照して、図１に示した
ＤＣーＤＣコンバータの動作を説明する。図２はスイッ
チ手段３が閉動作をしたときの回路動作を説明する図、
図３はスイッチ手段３が開状態にあるときの回路動作を
説明する図、図４は図１に示したＤＣーＤＣコンバータ
の各部における電圧波形を示している。図４（ａ）はス
イッチ手段３の両端に現れる電圧Ｖｓｗの波形、図４
（ｂ）は第１のダイオード４２の両端に加わる電圧ＶＤ
１の波形、図４（ｃ）は第２のダイオード４３の両端に
加わる電圧ＶＤ２の波形、図４（ｄ）は第１のコンデン
サ４１の端子電圧Ｖｃの波形である。

【００２９】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおい
て、スイッチ手段３は、主トランス２に備えられた第１
の巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して
供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッ
チング出力は、主トランス２の第１の巻線Ｎ１から第２
の巻線Ｎ２に伝送される。

【００３０】主トランス２の第２の巻線Ｎ２には、出力
回路４が備えられている。出力回路４は、第１のコンデ
ンサ４１と、第１のダイオード４２とを含んでいる。第
１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に
接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ
１１は、直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路
の一端が第１のコンデンサ４１の他端に接続され、直列
回路の他端が第２の巻線Ｎ２の他端に接続されている。

【００３１】従って、スイッチ手段３が閉動作をしたと
き（図２参照）、主トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１
のコンデンサ４１、第１のダイオード４２及びインダク
タ１１を巡る回路ループが構成される。

【００３２】しかも、第１のダイオード４２は、スイッ
チ手段３の閉動作をしている時に、第２の巻線Ｎ２から
第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃを流すように方向
付けられている。従って、スイッチ手段３が閉動作をし
ているｔ０〜ｔ１時（図４参照）の期間に、直流電源１
から、主トランス２の第１の巻線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ
２を通し、更に、インダクタ１１及び第１のダイオード
４２を通して、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃ
（図２参照）が流れる。第１のコンデンサ４１の容量値
を十分に大きくすることにより、第１のコンデンサ４１
の端子電圧Ｖｃは、ほぼ一定（図４（ｄ）参照）とな
り、２次側換算した直流電源１の電圧値となる。

【００３３】スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜
ｔ１時には、直流電源１から、主トランス２の第１の巻
線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ２を通して、第１のコンデンサ
４１に充電電流Ｉｃ（図２参照）が流れ、それによっ
て、第１のコンデンサ４１に静電エネルギーが蓄積され
ると共に、主トランス２のコアに磁気エネルギーが蓄積
される。

【００３４】出力回路４の第２のダイオード４３は、ス
イッチ手段３が開状態となる時に、主トランス２の第２
の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１を通して、第２の
コンデンサ４４に充電電流ＩＦを流すように方向付けら
れている。従って、スイッチ手段３が開状態（図３参
照）となっているｔ１〜ｔ２時（図４参照）の期間に、
主トランス２の第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ
４１を通し、更に、第２のダイオード４３を通して、第
２のコンデンサ４４に充電電流ＩＦが流れる。これによ
り、スイッチ手段３の閉期間中に主トランス２に蓄えら
れた磁気エネルギー、及び、第１のコンデンサ４１に蓄
えられた静電エネルギーが、第２のコンデンサ４４に伝
送される。スイッチ手段３の開期間はｔ１時からｔ３時
までであるが、ｔ２時からｔ３時までは、エネルギー伝
送は行なわれない。

【００３５】第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデ
ンサを構成し、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間に接続さ
れているから、第２のコンデンサ４４の端子電圧が、直
流出力電圧Ｖｏとして、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間
に接続された負荷５に供給される。

【００３６】スイッチ手段３が開状態となった時、主ト
ランス２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧ＶＦ（図３参
照）は、直流出力電圧Ｖｏから、第１のコンデンサ４１
の端子電圧Ｖｃを引いた値にクランプされる。スイッチ
手段３の両端には、直流電源１から供給される直流電圧
Ｖｉｎと、第２の巻線Ｎ２に生じるクランプ電圧（２次
側クランプ電圧）を１次側換算した電圧（１次側換算ク
ランプ電圧）Ｖｎｐとを加えた電圧Ｖｓｗが発生する。
一次側換算クランプ電圧Ｖｎｐは、主トランス２の第２
の巻線Ｎ２と第１の巻線Ｎ１との巻き数比によってほぼ
定まる。この関係を、式によって示すと、Ｖｃ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎ（１）Ｖｎｐ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）（Ｖｏ−Ｖｃ）（２）Ｖｓｗ＝Ｖｉｎ＋Ｖｎｐ（３）式（１）、（２）及び（３）よりＶｓｗ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏ但し、Ｖｏ：直流出力電圧Ｎｐ：主トランス２の第１の巻線Ｎ１の巻数Ｎｓ：主トランス２の第２の巻線Ｎ２の巻数となる。

【００３７】上記式から明らかなように、巻数比（Ｎｐ
／Ｎｓ）を適切に選定することにより、スイッチ手段３
に加わる電圧Ｖｓｗを低下させ、電圧ストレスを軽減す
ることができる。また、スイッチ手段３に加わる電圧ス
トレスを軽減することによって、従来と比べて、導通時
の抵抗値の小さいスイッチ手段３を使用でき、スイッチ
手段３の導通期間に発生する損失を従来と比べて減らす
ことができる。

【００３８】また、スイッチ手段３の閉動作時におい
て、第１のコンデンサ４１に流れる充電電流Ｉｃが、イ
ンダクタ１１を通るので、インダクタ１１と第１のコン
デンサ４１との間に直列共振が生じ、流れる充電電流Ｉ
ｃはサイン波形になる。よって、スイッチ手段３に流れ
る電流波形は、主トランス２に流れる鋸波状励磁電流
と、第１のコンデンサ４１に流れ込む共振電流とを重畳
した波形になる。このため、主トランス２に流れる電流
波形の高周波成分が減るので、高周波成分の表皮効果に
起因する銅損が低減できる。また、ノイズの発生を少な
くすることができる。

【００３９】上述のように、第１のコンデンサ４１に流
れる充電電流Ｉｃ（図２参照）が、インダクタ１１を通
る。このため、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが
流れている期間は、インダクタ１１は励磁されていて、
インダクタ１１に磁気エネルギーが蓄積される。

【００４０】第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが流
れている期間に、スイッチ手段３が開状態になった時、
インダクタ１１から第２のコンデンサ４４に充電電流Ｉ
Ｌ（図３参照）が流れ、それによって、インダクタ１１
に蓄積された磁気エネルギーが、第２のコンデンサ４４
に伝送される。従って、インダクタ１１に蓄えられた磁
気エネルギーが損失になる恐れはない。

【００４１】図５は、本発明に係るＤＣーＤＣコンバー
タの更に別の実施例を示す電気回路図である。図５にお
いて、図１、２、３と同一の構成部分については、同一
の参照符号を付し、説明を省略する。図５に示したＤＣ
ーＤＣコンバータは、第２のトランス７と、補助電源回
路８とを含んでいる。

【００４２】主トランス２は第３の巻線Ｎ３を有してお
り、主トランス２の第３の巻線Ｎ３は、補助電源回路８
に接続されている。また、負荷５に直列に出力電流検出
回路９が接続されている。

【００４３】制御回路６は、補助電源回路８から動作電
圧を供給され、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電
圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。制御回路６
は、更に、出力電流検出回路９から供給される電流検出
信号により、直流出力電流Ｉｏを監視し、定電流制御を
スイッチ手段３に与える。

【００４４】次に、第２のトランス７は、第１の巻線１
１と、第２の巻線１２とを有する。第１の巻線１１は、
インダクタ１１（図１〜図４参照）を構成する。第１の
巻線１１による作用効果は、図１〜図４のインダクタ１
１と全く同じであるので、説明は省略する。第２のトラ
ンス７に備えられた第２の巻線１２は、補助電源回路８
に接続されている。従って、補助電源回路８は、主トラ
ンス２の第３の巻線Ｎ３、及び、第２のトランス７の第
２の巻線１２の両者から、エネルギーの供給を受ける。

【００４５】通常の負荷５で動作している場合、ＤＣー
ＤＣコンバータは定電圧動作をし、主トランス２の第３
の巻線Ｎ３には充分な電圧が発生する。第３の巻線Ｎ３
に生じる電圧は補助電源回路８に利用される。制御回路
６は、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８から供給され
る動作電圧により、安定に動作する。

【００４６】次に、負荷短絡を生じた場合、ＤＣーＤＣ
コンバータは定電流源として動作する。この場合、制御
回路６により、スイッチ手段３の導通期間は非常に短く
制御される。このため、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回
路８によって構成される回路が、フォワード方式となっ
ている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧が、第１
の巻線Ｎ１と第３の巻線Ｎ３との間の巻き数比によって
定まる値にはならずに、低下する。第３の巻線Ｎ３及び
補助電源回路８によって構成される回路が、フライバッ
ク方式となっている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する
電圧はゼロになる。

【００４７】一方、第２のトランス７は、第１の巻線１
１に結合された第２の巻線１２を有しており、第２の巻
線１２から補助電源回路８に対して、エネルギーが供給
される。負荷短絡を生じた場合、第２のコンデンサ４４
及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零になる。そし
て、スイッチ手段３が閉状態になったとき、主トランス
２の第２の巻線Ｎ２に発生した電圧が、トランス７の第
１の巻線１１に加わり、第２の巻線１２に電圧が発生す
る。この電圧が補助電源回路８に供給される。このた
め、負荷短絡を生じた場合も、補助電源回路８に対して
充分なエネルギーを供給し、ＤＣーＤＣコンバータに対
して、制御回路６による定電流制御動作を行なわせ、負
荷５に安定した定電流を供給することができる。

【００４８】従来、出力電流検出回路９の電圧降下か
ら、制御回路６の動作電源を得る回路が知られていた。
しかし、この場合は、出力電流検出回路９のインピーダ
ンスを高くする必要があり、必然的に、出力電流検出回
路９に大きな損失を生じる。これに対して、図５に示す
実施例の場合、第２のトランス７に生じる電圧を利用し
て、制御回路６の動作電源を得ているので、出力電流検
出回路９のインピーダンスを低下させることができ、損
失を低減することができる。

【００４９】図６は、図５に示したＤＣーＤＣコンバー
タにおける補助電源回路８の具体的な電気回路図であ
る。図６において、図５と同一の構成部分については、
同一の参照符号を付し、説明を省略する。

【００５０】補助電源回路８は、第３のダイオード８１
と、第４のダイオード８２と、第３のコンデンサ８３と
を含んでいる。第３のダイオード８１は、主トランス２
の第３の巻線Ｎ３と直列に接続され、直列回路を構成
し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に接
続されている。第３のコンデンサ８３は、補助電源回路
８における平滑コンデンサを構成する。

【００５１】第３のダイオード８１は、スイッチ手段３
の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３
のコンデンサ８３に充電電流を流す（フライバック方
式）ように方向付けられている。但し、第３のダイオー
ド８１は、スイッチ手段３の閉動作時に、主トランス２
の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流
を流すように方向付けられていてもよい。

【００５２】第４のダイオード８２は、第２のトランス
７の第２の巻線１２に、直列に接続され、直列回路を構
成し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に
接続されている。第４のダイオード８２は、スイッチ手
段３の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２
から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向
付けられている。

【００５３】上述したように、図示された補助電源回路
８において、第３のダイオード８１と、主トランス２の
第３の巻線Ｎ３とを直列に接続して構成された直列回路
の両端が、第３のコンデンサ８３の両端に接続されてい
る。従って、主トランス２の第３の巻線Ｎ３、第３のダ
イオード８１及び第３のコンデンサ８３を巡る充電ルー
プが構成される。実施例において、第３のダイオード８
１は、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第
３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流
すように方向付けられているので、スイッチ手段３の開
状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のダ
イオード８１を通って、第３のコンデンサ８３に充電電
流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２まで
充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供給さ
れる。

【００５４】第４のダイオード８２は、第２のトランス
７に備えられた第２の巻線１２に直列に接続され、直列
回路を構成する。この直列回路の両端は第３のコンデン
サ８３の両端に接続されている。従って、第２のトラン
ス７の第２の巻線１２、第４のダイオード８２及び第３
のコンデンサ８３を巡る充電回路ループが構成される。

【００５５】第４のダイオード８２は、スイッチ手段３
の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２から
第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付け
られている。従って、スイッチ手段３の閉動作時に、第
２のトランス７に備えられた第２の巻線１２から、第４
のダイオード８２を通って、第３のコンデンサ８３に充
電電流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２
まで充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供
給される。

【００５６】次に、図６に示したＤＣーＤＣコンバータ
の動作を説明する。まず、定常動作領域では、主トラン
ス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈにより、第３の
ダイオード８１を通して、第３のコンデンサ８３が充電
される。

【００５７】負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ
３に発生する電圧Ｖｈはゼロであるが、第２のトランス
７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。
第３のコンデンサ８３は、第２の巻線１２に電圧Ｖｇに
より、第４のダイオード８２を通して、充電される。

【００５８】また、負荷５が短絡された場合、第２のコ
ンデンサ４４及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零
になり、スイッチ手段３の閉期間において、主トランス
２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧が、第２のトランス
７に備えられた第１の巻線１１に加わる。同時に、第２
のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが
発生し、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ込む。
これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３
の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路
６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤ
Ｃコンバータに定電流動作を確実に行なわせることがで
きる。

【００５９】負荷短絡時に、第２のトランス７の第２の
巻線１２に発生する電圧Ｖｇと、第１の主トランス２の
第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｇについて、Ｖｈ＞Ｖｇ
を満たすように、第２のトランス７の第１の巻線１１
と、第２の巻線１２との巻き数比を定めておくものとす
る。

【００６０】図７は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の更に別の実施例を示す電気回路図である。図７におい
て、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号
を付し、説明を省略する。この実施例では、主トランス
２の第３の巻線Ｎ３と第２のトランス７の第２の巻線１
２とを、極性を合わせて直列に接続してある。第３の巻
線Ｎ３及び第２の巻線１２の直列回路と直列に、第３の
ダイオード８１が接続されている。第３のダイオード８
１の極性は、スイッチ手段３が閉動作をしたときに、第
３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈ、及び、第２の巻線１２
に生じる電圧Ｖｇに対して順方向（フォワード方式）と
なるように選定されている。

【００６１】定常動作領域では、主トランス２の第３の
巻線Ｎ３に生じる電圧により、第３のダイオード８１を
通して、コンデンサ８３が充電される。

【００６２】負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ
３に発生する電圧Ｖｈが前述した理由によって低下する
が、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電
圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、低下した
電圧Ｖｈと第２の巻線１２に発生した電圧Ｖｇとの和
（Ｖｈ＋Ｖｇ）によって、第３のダイオード８１を通し
て、充電される。これによって、負荷短絡時にも、第３
のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがな
くなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短
絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行
なわせることができる。

【００６３】図８は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータ
の更に別の実施例を示す電気回路図である。図８におい
て、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号
を付し、説明を省略する。この実施例では、補助電源回
路８のうち、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電
圧Ｖｈを利用する回路部分は、第４のコンデンサ８４
と、第５のダイオード８５とを含む。第４のコンデンサ
８４は、一端が主トランス２の第３の巻線Ｎ３の一端に
接続されている。第５のダイオード８５は、スイッチ手
段３の閉動作時に、第３の巻線Ｎ３から第４のコンデン
サ８４に充電電流を流すように方向付けられている。

【００６４】補助電源回路４は、更に、第６のダイオー
ド８６を含んでいる。第６のダイオード８６は、スイッ
チ手段３の開状態時に、第３の巻線Ｎ３から、第４のコ
ンデンサ８４を通して、第３のコンデンサ８３に充電電
流を流すように方向付けられている。

【００６５】上述した補助電源回路８の回路構成は、主
トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１のコンデンサ４１、
第１のダイオード４２、第２のダイオード４２及び第２
のコンデンサ４４による回路構成と、基本的に同じであ
り、同様の作用効果を奏する。従って、定常動作時に、
入力電圧が変動した場合も、制御回路６に供給される第
３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２を一定化すること
ができる。このため、補助電源回路８において発生する
損失を一定化し、電圧Ｖ０２の値を、従来よりも低く設
定できるようになるので、補助電源回路８で発生する損
失を小さくすることができる。

【００６６】負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ
３に発生する電圧Ｖｈは低下するが、第２のトランス７
に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第
３のコンデンサ８３は、電圧Ｖｇにより、第３のダイオ
ード８２を通して充電される。これによって、負荷短絡
時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下
することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従
って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動
作を確実に行なわせることができる。

【００６７】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば次の
ような効果を得ることができる。（ａ）簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレ
スを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提供す
ることができる。（ｂ）損失が小さく、効率の高いＤＣーＤＣコンバータ
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路
図である。

【図２】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいてス
イッチ手段が閉動作をしたときの回路動作を説明する図
である。

【図３】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいて、
スイッチ手段が開状態にあるときの回路動作を説明する
図である。

【図４】図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部にお
ける電圧波形を示している。

【図５】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施
例を示す電気回路図である。

【図６】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの更に別の
実施例を示す電気回路図である。

【図７】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の
実施例を示す電気回路図である。

【図８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の
実施例を示す電気回路図である。

【符号の説明】

１直流電源２主トランス３スイッチ手段４出力回路４１第１のコンデンサ４２第１のダイオード１１インダクタ４３第２のダイオード４４第２のコンデンサ５負荷

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】主トランスと、スイッチ手段と、出力回
路とを含むＤＣーＤＣコンバータであって、前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを有し
ており、前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続さ
れ、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイ
ッチングし、前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオー
ドと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコン
デンサとを含んでおり、前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端
に接続されており、前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接
続され、直列回路の両端が前記コンデンサの他端と、前
記第２の巻線の他端との間に接続されており、前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時
に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記
コンデンサに充電電流を流すように方向付けられてお
り、前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時
に、前記第２の巻線及び前記コンデンサを通って前記第
２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダ
イオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記イ
ンダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデ
ンサに伝送する回路を構成し、前記第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサであるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】請求項１に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、更に、制御回路を含んでおり、前記制御回路は、前記ス
イッチ手段を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】請求項２に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、更に、第２のトランスと、補助電源回路
とを含んでおり前記第２のトランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを
含んでおり、前記第２のトランスの前記第１の巻線は前記インダクタ
を構成しており、前記補助電源回路は、前記第２のトランスの前記第２の
巻線に生じる電圧を利用し、前記制御回路のための動作
電源を生成するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】請求項３に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、前記主トランスは、更に、第３の巻線を有しており、前記補助電源回路は、前記第３の巻線に生じる電圧を利
用するＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】請求項４に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、前記第２のトランスは、負荷が短絡された場合におい
て、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧より
も大きい電圧が、前記２つの巻線の他方に生じるよう
に、前記２つの巻線の巻き数比が選定されているＤＣ−
ＤＣコンバータ。
【請求項６】請求項４に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、更に第３のダイオードを含んでおり、前記主トランスの前記第３の巻線と、前記第２のトラン
スの第２の巻線とは、極性を合わせて直列に接続されて
おり、前記第３のダイオードは、前記主トランスの前記第３の
巻線及び前記第２のトランスの第２の巻線の直列回路と
直列に接続され、前記スイッチ手段が閉動作をしたとき
に、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧及び
前記第２のトランスの第２の巻線に生じる電圧に対して
順方向となるように選定されているＤＣーＤＣコンバー
タ。
【請求項７】請求項４に記載されたＤＣーＤＣコンバ
ータであって、前記補助電源回路は、第４のコンデンサと、第５のダイ
オードと、第６のダイオードとを含んでおり、前記第４のコンデンサは、一端が前記主トランスの前記
第３の巻線の一端に接続されており、前記第５のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時
に、前記第３の巻線から前記第４のコンデンサに充電電
流を流すように方向付けられており、前記第６のダイオードは、前記スイッチ手段の開状態時
に、前記第４のコンデンサに蓄積された電荷を放電する
ように方向付けられているＤＣーＤＣコンバータ。
【請求項８】請求項２、３、４、５、６または７の何
れかに記載されたＤＣーＤＣコンバータであって、更に、出力電流検出回路を含んでおり、前記制御回路は、前記出力電流検出回路から供給される
出力電流検出信号に基づいて、前記スイッチ手段を制御
するＤＣ−ＤＣコンバータ。