JP2002159176A - 電源装置及び放電灯点灯装置 - Google Patents
電源装置及び放電灯点灯装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】電圧変動が大きい負荷であっても出力調整が可
能であり、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が
可能な電源装置及び放電灯点灯装置を提供する。 【解決手段】ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素
子２２、スイッチング素子２２を介して直流電源１の電
源電圧が１次巻線ｎ１に印加されるトランス２１と、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２にダイオード２３を介して接
続される平滑コンデンサ２４とを具備する。而して、ス
イッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路
５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオ
ン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流
電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積
するエネルギを低減することができる。その結果、放電
灯のように電圧変動が大きい負荷であっても制御回路６
による出力調整が可能であり、トランス２１の磁束密度
φを下げてコアの小型化が可能となる。
能であり、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が
可能な電源装置及び放電灯点灯装置を提供する。 【解決手段】ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、スイッチング素
子２２、スイッチング素子２２を介して直流電源１の電
源電圧が１次巻線ｎ１に印加されるトランス２１と、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２にダイオード２３を介して接
続される平滑コンデンサ２４とを具備する。而して、ス
イッチング素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路
５に直流電圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオ
ン時にトランス２１の昇圧作用によって昇圧された直流
電圧を負荷回路５へ供給することでトランス２１に蓄積
するエネルギを低減することができる。その結果、放電
灯のように電圧変動が大きい負荷であっても制御回路６
による出力調整が可能であり、トランス２１の磁束密度
φを下げてコアの小型化が可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源を電圧変
換して所望の直流出力を得る電源装置、並びにこのよう
な電源装置を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に
関するものである。
換して所望の直流出力を得る電源装置、並びにこのよう
な電源装置を用いて放電灯を点灯する放電灯点灯装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の電源装置の一例（以下、「従来例
１」と呼ぶ）を図１３に示す。この従来例１は、バッテ
リのような直流電源１の出力を電圧変換するＤＣ／ＤＣ
変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する
出力制御回路６１と、負荷５０を含む負荷回路５とを備
えている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２は従来周知の昇圧コン
バータ（ブーストコンバータ）で構成され、バッテリの
ように低電圧の電源（直流電源１）から放電灯のような
負荷５０が必要とする電圧まで昇圧するものである。
１」と呼ぶ）を図１３に示す。この従来例１は、バッテ
リのような直流電源１の出力を電圧変換するＤＣ／ＤＣ
変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する
出力制御回路６１と、負荷５０を含む負荷回路５とを備
えている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２は従来周知の昇圧コン
バータ（ブーストコンバータ）で構成され、バッテリの
ように低電圧の電源（直流電源１）から放電灯のような
負荷５０が必要とする電圧まで昇圧するものである。
【０００３】上記従来例１の出力は主にＤＣ／ＤＣ変換
回路２で調整され、出力電流及び出力電圧をＤＣ／ＤＣ
変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０
１から出力される電力指令値に基づいて、負荷電圧（ラ
ンプ電圧）の検出値に応じた負荷電流（ランプ電流）の
制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィー
ドバック制御を行っている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２が具
備するスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤
差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコ
ンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得て
おり、スイッチング信号は周波数一定でオンデューティ
比を可変することで出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
回路２で調整され、出力電流及び出力電圧をＤＣ／ＤＣ
変換回路２の出力端で検出し、電力指令値発生回路６０
１から出力される電力指令値に基づいて、負荷電圧（ラ
ンプ電圧）の検出値に応じた負荷電流（ランプ電流）の
制御目標値を電流指令値演算部６０２で演算し、フィー
ドバック制御を行っている。ＤＣ／ＤＣ変換回路２が具
備するスイッチング素子２２のオン・オフ制御信号は誤
差増幅器６０３の出力と三角波発振器６０４の出力をコ
ンパレータ６０５で比較する三角波比較方式により得て
おり、スイッチング信号は周波数一定でオンデューティ
比を可変することで出力調整を行うＰＷＭ信号となる。
【０００４】一方、図１４に示すように負荷５１を放電
灯とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバー
タとして構成した従来例（以下、「従来例２」と呼ぶ）
もある。この従来例２は、直流電源１、フライバックコ
ンバータから構成されるＤＣ／ＤＣ変換回路２並びに負
荷回路５を備え、この負荷回路５はＤＣ／ＤＣ変換回路
２によって得られた直流電圧より放電灯５１に交番電圧
を供給するためのインバータ回路３、及び消灯状態の放
電灯５１を始動させるために高電圧を印可する始動回路
４を具備する。ここで、放電灯５１はランプ電圧が直流
電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変
化するものであるから、このような負荷に対応するには
ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータで構成
することが望ましい。すなわち、このフライバックコン
バータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、スイッチン
グ素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の
１次巻線に電流Ｉ１が流れて、トランス２１にエネルギ
が蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトラ
ンス２１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオー
ド２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電
流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。ス
イッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御するこ
とにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電
源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させるこ
とができる。なお、同様の機能を実現する昇降圧コンバ
ータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チ
ョッパ回路）がある。
灯とし、ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバー
タとして構成した従来例（以下、「従来例２」と呼ぶ）
もある。この従来例２は、直流電源１、フライバックコ
ンバータから構成されるＤＣ／ＤＣ変換回路２並びに負
荷回路５を備え、この負荷回路５はＤＣ／ＤＣ変換回路
２によって得られた直流電圧より放電灯５１に交番電圧
を供給するためのインバータ回路３、及び消灯状態の放
電灯５１を始動させるために高電圧を印可する始動回路
４を具備する。ここで、放電灯５１はランプ電圧が直流
電源１の電源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変
化するものであるから、このような負荷に対応するには
ＤＣ／ＤＣ変換回路２をフライバックコンバータで構成
することが望ましい。すなわち、このフライバックコン
バータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２では、スイッチン
グ素子２２がオンすると直流電源１からトランス２１の
１次巻線に電流Ｉ１が流れて、トランス２１にエネルギ
が蓄積される。スイッチング素子２２がオフするとトラ
ンス２１の蓄積エネルギによる逆起電力によりダイオー
ド２３がオンとなり、２次巻線からコンデンサ２４に電
流Ｉ２が流れて、出力コンデンサ２４が充電される。ス
イッチング素子２２のオン期間とオフ期間を制御するこ
とにより、出力コンデンサ２４の電圧は直流電源１の電
源電圧に比べて低い条件から高い条件まで変化させるこ
とができる。なお、同様の機能を実現する昇降圧コンバ
ータとして、バックブーストコンバータ（極性反転型チ
ョッパ回路）がある。
【０００５】ところで、従来例２の出力制御回路６２は
従来例１と同様に一定周波数のＰＷＭ制御でもよいが、
電圧変動の大きいバッテリなどを直流電源１に使用して
放電灯５１のように出力電圧変動の大きい負荷を駆動す
るために、出力制御回路６が以下のような制御を行って
いる。
従来例１と同様に一定周波数のＰＷＭ制御でもよいが、
電圧変動の大きいバッテリなどを直流電源１に使用して
放電灯５１のように出力電圧変動の大きい負荷を駆動す
るために、出力制御回路６が以下のような制御を行って
いる。
【０００６】まず、電力指令値発生回路６０１は、ＤＣ
／ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令
値を発生し、電流指令値演算部６０２が電力指令値発生
回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４
の両端電圧とからＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流の制
御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ
／ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の両端電圧は出力電
圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電
流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部
６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の
一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力に
は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の
入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出され
た出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤
差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与え
られた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出
力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、
コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
／ＤＣ変換回路２の出力電力を決定するための電力指令
値を発生し、電流指令値演算部６０２が電力指令値発生
回路６０１から与えられた電力指令値とコンデンサ２４
の両端電圧とからＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流の制
御目標となる電流指令値を演算する。そのために、ＤＣ
／ＤＣ変換回路２のコンデンサ２４の両端電圧は出力電
圧検出手段により検出されて、アンプ６０７を介して電
流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部
６０２で演算された電流指令値は、誤差増幅器６０３の
一方の入力となる。誤差増幅器６０３の他方の入力に
は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とインバータ回路３の
入力の間に設けられた出力電流検出手段により検出され
た出力電流がアンプ６０６を介して入力されている。誤
差増幅器６０３では、電流指令値演算部６０２から与え
られた電流指令値とアンプ６０６を介して入力された出
力電流の検出値とから１次側ピーク電流指令を作成し、
コンパレータ６１０の反転入力端子に入力する。
【０００７】ＤＣ／ＤＣ変換回路２のトランス２１の１
次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出
力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出
値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力され
ており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大き
くなると、発振回路６０８のリセット端子にリセット信
号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレ
ータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレ
ータ６０９の非反転入力端子は回路のグランドに接続さ
れている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値が略ゼ
ロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８の
セット端子にセット信号が送られる。発振回路６０８は
セット・リセットフリップフロップを含んで構成されて
おり、そのＱ出力によりＤＣ／ＤＣ変換回路２のスイッ
チング素子２２をオン・オフ制御する。
次側電流Ｉ１の検出値と２次側電流Ｉ２の検出値は、出
力制御回路６に入力されている。１次側電流Ｉ１の検出
値は、コンパレータ６１０の非反転入力端子に入力され
ており、その検出値が１次側ピーク電流指令よりも大き
くなると、発振回路６０８のリセット端子にリセット信
号を送る。また、２次側電流Ｉ２の検出値は、コンパレ
ータ６０９の反転入力端子に入力されている。コンパレ
ータ６０９の非反転入力端子は回路のグランドに接続さ
れている。したがって、２次側電流Ｉ２の検出値が略ゼ
ロになると、コンパレータ６０９から発振回路６０８の
セット端子にセット信号が送られる。発振回路６０８は
セット・リセットフリップフロップを含んで構成されて
おり、そのＱ出力によりＤＣ／ＤＣ変換回路２のスイッ
チング素子２２をオン・オフ制御する。
【０００８】すなわち、従来例２の出力制御回路６で
は、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をト
ランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値と
し、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレー
タ６１０で比較し、検出値が指令値を越えると、発振回
路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子
２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした
後、トランス２１のエネルギが全て２次側に吐き出さ
れ、２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことをコンパレー
タ６０９で検出し、発振回路６０８の出力をＨレベルに
してスイッチング素子２２をオンさせる。つまり、図１
５に示すようにトランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロ
となったときにトランス２１の１次側電流Ｉ１を制御す
るスイッチング素子２２をオンさせる動作モードを電流
境界モードと呼び、この電流境界モードで動作させるこ
とによってトランス２１の利用率を上げることができ
る。また、発振回路６０８においては、図１６に示すよ
うにスイッチング素子２２の最大オフ期間に制限値を設
けて２次側電流Ｉ２がゼロになる前にスイッチング素子
２２をオフさせる場合があり、例えば放電灯５１が冷え
ている状態のようにランプ電圧が低く、２次側電流Ｉ２
の波形の傾きが小さい場合にスイッチング素子２２のス
イッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止す
るため、最大オフ期間の上記制限値を状態に応じて調整
する機能を有している。なお、出力制御回路６では、ス
イッチング素子２２をオフする１次側ピーク電流値を、
従来例１と同様のフィードバック制御によって調整する
ことで出力制御を行っている。
は、出力調整値として働く誤差増幅器６０３の出力をト
ランス２１の１次側に流れる電流Ｉ１のピーク指令値と
し、この指令値と１次側電流Ｉ１の検出値をコンパレー
タ６１０で比較し、検出値が指令値を越えると、発振回
路６０８のＱ出力はＬレベルになり、スイッチング素子
２２をオフさせる。スイッチング素子２２がオフした
後、トランス２１のエネルギが全て２次側に吐き出さ
れ、２次側電流Ｉ２が略ゼロになったことをコンパレー
タ６０９で検出し、発振回路６０８の出力をＨレベルに
してスイッチング素子２２をオンさせる。つまり、図１
５に示すようにトランス２１の２次側電流Ｉ２が略ゼロ
となったときにトランス２１の１次側電流Ｉ１を制御す
るスイッチング素子２２をオンさせる動作モードを電流
境界モードと呼び、この電流境界モードで動作させるこ
とによってトランス２１の利用率を上げることができ
る。また、発振回路６０８においては、図１６に示すよ
うにスイッチング素子２２の最大オフ期間に制限値を設
けて２次側電流Ｉ２がゼロになる前にスイッチング素子
２２をオフさせる場合があり、例えば放電灯５１が冷え
ている状態のようにランプ電圧が低く、２次側電流Ｉ２
の波形の傾きが小さい場合にスイッチング素子２２のス
イッチング周波数低下に伴うピーク電流の上昇を防止す
るため、最大オフ期間の上記制限値を状態に応じて調整
する機能を有している。なお、出力制御回路６では、ス
イッチング素子２２をオフする１次側ピーク電流値を、
従来例１と同様のフィードバック制御によって調整する
ことで出力制御を行っている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、従来例２の
フライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２
では、出力する電力を一度トランス２１に蓄積するため
にトランス２１のコアの磁束密度が高くなりやすく、飽
和防止のためにコアの小型化が困難であった。また、従
来例１のようなブーストコンバータからなるＤＣ／ＤＣ
変換回路２の場合、負荷５１への電力供給はインダクタ
２１１及び直流電源１より行われるため、通常、従来例
２のフライバックコンバータやバックブーストコンバー
タに比較してインダクタの磁束密度を低くすることは可
能であるが、負荷５１が放電灯の場合には短絡に近い負
荷条件から存在するために出力調整が困難になってしま
う。
フライバックコンバータからなるＤＣ／ＤＣ変換回路２
では、出力する電力を一度トランス２１に蓄積するため
にトランス２１のコアの磁束密度が高くなりやすく、飽
和防止のためにコアの小型化が困難であった。また、従
来例１のようなブーストコンバータからなるＤＣ／ＤＣ
変換回路２の場合、負荷５１への電力供給はインダクタ
２１１及び直流電源１より行われるため、通常、従来例
２のフライバックコンバータやバックブーストコンバー
タに比較してインダクタの磁束密度を低くすることは可
能であるが、負荷５１が放電灯の場合には短絡に近い負
荷条件から存在するために出力調整が困難になってしま
う。
【００１０】さらに、フォワードコンバータのようにト
ランスの昇圧作用を利用したＤＣ／ＤＣ変換回路では、
トランスの磁束は低減可能であるが、トランスの巻数比
が最大出力電圧で規定されるために放電灯のように電圧
変動範囲が広い負荷の場合に巻線量が大きくなってトラ
ンスの小型化が困難になってしまう。
ランスの昇圧作用を利用したＤＣ／ＤＣ変換回路では、
トランスの磁束は低減可能であるが、トランスの巻数比
が最大出力電圧で規定されるために放電灯のように電圧
変動範囲が広い負荷の場合に巻線量が大きくなってトラ
ンスの小型化が困難になってしまう。
【００１１】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、電圧変動が大きい負荷
であっても出力調整が可能であり、トランスの磁束密度
を下げてコアの小型化が可能な電源装置及び放電灯点灯
装置を提供することにある。
あり、その目的とするところは、電圧変動が大きい負荷
であっても出力調整が可能であり、トランスの磁束密度
を下げてコアの小型化が可能な電源装置及び放電灯点灯
装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源の電源電圧を所望の直
流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変
換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路と
を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、
スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻
線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線に整流
素子を介して接続されるコンデンサとを具備し、コンデ
ンサの両端間に少なくともインダクタを介して負荷回路
及びトランスの３次巻線を直列接続してなることを特徴
とし、スイッチング素子のオン時には、１次巻線に直流
電源から電流が流れてトランスにエネルギが蓄積される
とともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサの両端電圧
が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回路に供給さ
れ、スイッチング素子のオフ時には、トランスに蓄積さ
れたエネルギが２次巻線より放出されてコンデンサが充
電されるとともにコンデンサから３次巻線を介して負荷
回路に直流電圧が供給される。このように、スイッチン
グ素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に直流電圧を
供給し、特にスイッチング素子のオン時にトランスの昇
圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路へ供給す
ることでトランスに蓄積するエネルギを低減することが
できる。その結果、電圧変動が大きい負荷であっても出
力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下
げてコアの小型化が可能となる。
目的を達成するために、直流電源の電源電圧を所望の直
流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変
換回路の直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路と
を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、
スイッチング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻
線に印加されるトランスと、トランスの２次巻線に整流
素子を介して接続されるコンデンサとを具備し、コンデ
ンサの両端間に少なくともインダクタを介して負荷回路
及びトランスの３次巻線を直列接続してなることを特徴
とし、スイッチング素子のオン時には、１次巻線に直流
電源から電流が流れてトランスにエネルギが蓄積される
とともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサの両端電圧
が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回路に供給さ
れ、スイッチング素子のオフ時には、トランスに蓄積さ
れたエネルギが２次巻線より放出されてコンデンサが充
電されるとともにコンデンサから３次巻線を介して負荷
回路に直流電圧が供給される。このように、スイッチン
グ素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に直流電圧を
供給し、特にスイッチング素子のオン時にトランスの昇
圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路へ供給す
ることでトランスに蓄積するエネルギを低減することが
できる。その結果、電圧変動が大きい負荷であっても出
力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を下
げてコアの小型化が可能となる。
【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次巻線のインダク
タンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路
によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分
に大きくしてなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線
と兼用することでトランスの小型化が図れる。
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次巻線のインダク
タンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路
によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分
に大きくしてなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線
と兼用することでトランスの小型化が図れる。
【００１４】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続し、１次巻線及び２次巻線と前
記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタ
を介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求
項２の発明と同様の作用を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続し、１次巻線及び２次巻線と前
記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタ
を介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求
項２の発明と同様の作用を奏する。
【００１５】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に
１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくと
も２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前
記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイ
ッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくし
てなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線と兼用する
ことでトランスの小型化が図れる。
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に
１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくと
も２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前
記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイ
ッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくし
てなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線と兼用する
ことでトランスの小型化が図れる。
【００１６】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と
２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次
側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線
と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダ
クタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の作用を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と
２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次
側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線
と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダ
クタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流
電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデン
サを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を
形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電
源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接
続して成ることを特徴とし、請求項４の発明と同様の作
用を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流
電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデン
サを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を
形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電
源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接
続して成ることを特徴とし、請求項４の発明と同様の作
用を奏する。
【００１８】請求項７の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッ
チング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続するこ
とで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前
記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端に
インダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴
とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
て、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッ
チング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続するこ
とで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前
記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端に
インダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴
とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００１９】請求項８の発明は、上記目的を達成するた
めに、請求項１〜請求項７に記載された負荷を放電灯と
したことを特徴とし、電圧変動が大きい負荷であっても
出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を
下げてコアの小型化が可能となる放電灯点灯装置が提供
できる。
めに、請求項１〜請求項７に記載された負荷を放電灯と
したことを特徴とし、電圧変動が大きい負荷であっても
出力調整が可能であるとともに、トランスの磁束密度を
下げてコアの小型化が可能となる放電灯点灯装置が提供
できる。
【００２０】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を
交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備するこ
とを特徴とし、請求項８の発明と同様の作用を奏する。
て、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を
交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備するこ
とを特徴とし、請求項８の発明と同様の作用を奏する。
【００２１】請求項１０の発明は、請求項８又は９の発
明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧
を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項
８又は９の発明と同様の作用を奏する。
明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧
を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項
８又は９の発明と同様の作用を奏する。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を詳細に説明する。但し、下記の各実施形態では
負荷５１を放電灯とした従来例２の負荷回路５と同一構
成の負荷回路５を備えているが、負荷回路５並びに負荷
５１を実施形態のものに限定する趣旨ではなく、他の構
成を有する負荷回路５や放電灯以外の負荷５１を具備す
る負荷回路５を備える場合であっても本発明の技術的思
想が適用可能である。
施形態を詳細に説明する。但し、下記の各実施形態では
負荷５１を放電灯とした従来例２の負荷回路５と同一構
成の負荷回路５を備えているが、負荷回路５並びに負荷
５１を実施形態のものに限定する趣旨ではなく、他の構
成を有する負荷回路５や放電灯以外の負荷５１を具備す
る負荷回路５を備える場合であっても本発明の技術的思
想が適用可能である。
【００２３】（実施形態１）図１に本実施形態の電源装
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、バッテリのような直流電源１の電源電圧を所望
の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／
ＤＣ変換回路２の直流出力を調整して負荷（図示せず）
に供給する負荷回路５とを備える。但し、本実施形態の
基本構成は従来例２と共通であるから、共通する構成に
ついては同一の符号を付して説明を省略する。
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、バッテリのような直流電源１の電源電圧を所望
の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／
ＤＣ変換回路２の直流出力を調整して負荷（図示せず）
に供給する負荷回路５とを備える。但し、本実施形態の
基本構成は従来例２と共通であるから、共通する構成に
ついては同一の符号を付して説明を省略する。
【００２４】ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、トランジスタな
どからなるスイッチング素子２２と、スイッチング素子
２２を介して直流電源１の電源電圧が１次巻線ｎ１に印
加されるトランス２１と、トランス２１の２次巻線ｎ２
にダイオード２３を介して接続される平滑コンデンサ２
４とを具備し、平滑コンデンサ２４の両端間に少なくと
もインダクタ２７を介して負荷回路５及びトランス２１
の３次巻線ｎ３を直列接続してなる。なお、平滑コンデ
ンサ２４と３次巻線ｎ３とインダクタ２７にはリプル低
減用のコンデンサ２６が並列に接続してある。
どからなるスイッチング素子２２と、スイッチング素子
２２を介して直流電源１の電源電圧が１次巻線ｎ１に印
加されるトランス２１と、トランス２１の２次巻線ｎ２
にダイオード２３を介して接続される平滑コンデンサ２
４とを具備し、平滑コンデンサ２４の両端間に少なくと
もインダクタ２７を介して負荷回路５及びトランス２１
の３次巻線ｎ３を直列接続してなる。なお、平滑コンデ
ンサ２４と３次巻線ｎ３とインダクタ２７にはリプル低
減用のコンデンサ２６が並列に接続してある。
【００２５】また、制御回路６は例えば従来例１又は従
来例２の制御回路と共通の回路構成を有するものであっ
て、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流及び出力電圧を検
出し、それらの検出値が所望の値となるようにスイッチ
ング素子２２のオンデューティ比を可変するＰＷＭ制御
（従来例１参照）や、あるいは定常時に電流境界モード
で動作させる制御（従来例２参照）を行う。但し、制御
回路６の構成はこれに限定されるものではなく、他の制
御を行うものであっても良い。
来例２の制御回路と共通の回路構成を有するものであっ
て、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流及び出力電圧を検
出し、それらの検出値が所望の値となるようにスイッチ
ング素子２２のオンデューティ比を可変するＰＷＭ制御
（従来例１参照）や、あるいは定常時に電流境界モード
で動作させる制御（従来例２参照）を行う。但し、制御
回路６の構成はこれに限定されるものではなく、他の制
御を行うものであっても良い。
【００２６】次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回
路２の回路動作を説明する。
路２の回路動作を説明する。
【００２７】まず、スイッチング素子２２のオン時には
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には逆向きの誘起電圧が発生す
るがダイオード２３が接続されているために電流は流れ
ない。一方、３次巻線ｎ３にはトランス２１の昇圧作用
によって１次側の入力電圧を昇圧した誘起電圧が発生
し、この３次巻線ｎ３の誘起電圧に平滑コンデンサ２４
の両端電圧が重畳した電圧（重畳電圧）がインダクタ２
７を介して負荷回路５に供給される。
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には逆向きの誘起電圧が発生す
るがダイオード２３が接続されているために電流は流れ
ない。一方、３次巻線ｎ３にはトランス２１の昇圧作用
によって１次側の入力電圧を昇圧した誘起電圧が発生
し、この３次巻線ｎ３の誘起電圧に平滑コンデンサ２４
の両端電圧が重畳した電圧（重畳電圧）がインダクタ２
７を介して負荷回路５に供給される。
【００２８】一方、スイッチング素子２２のオフ時には
トランス２１に蓄積されたエネルギ（特に励磁エネル
ギ）が２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出さ
れて平滑コンデンサ２４を充電する。このとき、トラン
ス２１の３次巻線ｎ３を流れる出力電流Ｉ３は限流要素
であるインダクタ２７によって安定化される。すなわ
ち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・
オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて
直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換
することができる。ここで、スイッチング素子２２のオ
フ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電
流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング
素子２２をオンする電流境界モード、並びにトランス２
１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流
れている電流連続モードでの動作波形図を図２及び図３
に各々示す。
トランス２１に蓄積されたエネルギ（特に励磁エネル
ギ）が２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出さ
れて平滑コンデンサ２４を充電する。このとき、トラン
ス２１の３次巻線ｎ３を流れる出力電流Ｉ３は限流要素
であるインダクタ２７によって安定化される。すなわ
ち、制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・
オフを繰り返すことにより、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にて
直流電源１の電源電圧を所望のレベルの直流電圧に変換
することができる。ここで、スイッチング素子２２のオ
フ時にトランス２１から平滑コンデンサ２４への充電電
流Ｉ２がゼロになったときに制御回路６がスイッチング
素子２２をオンする電流境界モード、並びにトランス２
１の１次巻線ｎ１あるいは２次巻線ｎ２に常時電流が流
れている電流連続モードでの動作波形図を図２及び図３
に各々示す。
【００２９】而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変
換回路２においては、上述のようにスイッチング素子２
２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供
給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２
１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５
へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低
減することができる（図３（ｅ）参照）。その結果、放
電灯のように電圧変動が大きい負荷であっても制御回路
６による出力調整が可能であり、トランス２１の磁束密
度φを下げてコアの小型化が可能となる。
換回路２においては、上述のようにスイッチング素子２
２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電圧を供
給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトランス２
１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回路５
へ供給することでトランス２１に蓄積するエネルギを低
減することができる（図３（ｅ）参照）。その結果、放
電灯のように電圧変動が大きい負荷であっても制御回路
６による出力調整が可能であり、トランス２１の磁束密
度φを下げてコアの小型化が可能となる。
【００３０】（実施形態２）図４に本実施形態の電源装
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態１におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の３
次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２で兼用する点に特徴があり、
その他の構成は実施形態１と共通である。よって、実施
形態１と共通する構成には同一の符号を付して説明を省
略する。
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態１におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２の３
次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２で兼用する点に特徴があり、
その他の構成は実施形態１と共通である。よって、実施
形態１と共通する構成には同一の符号を付して説明を省
略する。
【００３１】本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２
では、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端とインダクタ
２７との接続点にダイオード２３のアノードを接続し、
ダイオード２３のカソードと２次巻線ｎ２の他端の間に
平滑コンデンサ２４が接続してあり、実施形態１におけ
る３次巻線ｎ３の機能を２次巻線ｎ２に持たせている。
では、トランス２１の２次巻線ｎ２の一端とインダクタ
２７との接続点にダイオード２３のアノードを接続し、
ダイオード２３のカソードと２次巻線ｎ２の他端の間に
平滑コンデンサ２４が接続してあり、実施形態１におけ
る３次巻線ｎ３の機能を２次巻線ｎ２に持たせている。
【００３２】次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回
路２の回路動作を説明する。
路２の回路動作を説明する。
【００３３】まず、スイッチング素子２２のオン時には
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００３４】一方、スイッチング素子２２のオフ時には
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３を介して放出されて平滑コンデンサ２４
を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチン
グ素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダ
クタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／
ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができ
る。ここで、制御回路６による制御動作が電流境界モー
ドの場合、並びに電流連続モードの場合における動作波
形図を図５及び図６に各々示す。
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３を介して放出されて平滑コンデンサ２４
を充電する。すなわち、制御回路６によってスイッチン
グ素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、インダ
クタ２７によって安定化された所望の直流電圧をＤＣ／
ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することができ
る。ここで、制御回路６による制御動作が電流境界モー
ドの場合、並びに電流連続モードの場合における動作波
形図を図５及び図６に各々示す。
【００３５】ところで、スイッチング素子２２のオン時
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度φを低減す
ることが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の
容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振
周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のス
イッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定し
てある。
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度φを低減す
ることが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の
容量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振
周波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のス
イッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定し
てある。
【００３６】而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができる（図６（ｅ）参照）。しか
も、３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラ
ンス２１の小型化が図れるという利点がある。また、本
実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２ではフォワード
コンバータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧す
ることが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放
電開始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要である
が、このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数
を増やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れると
いう利点がある。
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができる（図６（ｅ）参照）。しか
も、３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラ
ンス２１の小型化が図れるという利点がある。また、本
実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回路２ではフォワード
コンバータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧す
ることが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放
電開始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要である
が、このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数
を増やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れると
いう利点がある。
【００３７】（実施形態３）図７に本実施形態の電源装
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介して１次巻線ｎ１の一端に接続するとともに１次巻
線ｎ１の他端と２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３を
介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トラン
ス２１の１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２と平滑コンデン
サ２４の直列回路の両端に少なくともインダクタ２７を
介して負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の
構成は実施形態２と共通である。よって、実施形態２と
共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介して１次巻線ｎ１の一端に接続するとともに１次巻
線ｎ１の他端と２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３を
介して接続することで２次側の閉回路を形成し、トラン
ス２１の１次巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２と平滑コンデン
サ２４の直列回路の両端に少なくともインダクタ２７を
介して負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の
構成は実施形態２と共通である。よって、実施形態２と
共通する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００３８】本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、
直流電源１の正極にスイッチング素子２２の一端を接続
し、スイッチング素子２２の他端と直流電源１の負極の
間にトランス２１の１次巻線ｎ１を接続している。そし
て、１次巻線ｎ１のスイッチング素子２１に接続してい
る側の一端と２次巻線ｎ２の一端に平滑コンデンサ２４
を接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のカソ
ードとインダクタ２７の一端とに接続し、ダイオード２
３のアノードを直流電源１の負極に接続している。
直流電源１の正極にスイッチング素子２２の一端を接続
し、スイッチング素子２２の他端と直流電源１の負極の
間にトランス２１の１次巻線ｎ１を接続している。そし
て、１次巻線ｎ１のスイッチング素子２１に接続してい
る側の一端と２次巻線ｎ２の一端に平滑コンデンサ２４
を接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のカソ
ードとインダクタ２７の一端とに接続し、ダイオード２
３のアノードを直流電源１の負極に接続している。
【００３９】次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回
路２の回路動作を説明する。
路２の回路動作を説明する。
【００４０】まず、スイッチング素子２２のオン時には
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がインダクタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００４１】一方、スイッチング素子２２のオフ時には
トランス２１に蓄積されたエネルギが１次巻線ｎ１及び
２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて平
滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６に
よってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すこ
とにより、インダクタ２７によって安定化された所望の
直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給
することができる。
トランス２１に蓄積されたエネルギが１次巻線ｎ１及び
２次巻線ｎ２からダイオード２３を介して放出されて平
滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、制御回路６に
よってスイッチング素子２２のオン・オフを繰り返すこ
とにより、インダクタ２７によって安定化された所望の
直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給
することができる。
【００４２】ところで、スイッチング素子２２のオン時
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
【００４３】而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２
２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギを１次
巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４
に放出するため、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を
減らすことができ、さらにトランス２１の小型化が図れ
るという利点がある。また、本実施形態におけるＤＣ／
ＤＣ変換回路２では実施形態２と同様にフォワードコン
バータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧するこ
とが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放電開
始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要であるが、
このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数を増
やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れるという
利点がある。
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２
２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギを１次
巻線ｎ１及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４
に放出するため、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を
減らすことができ、さらにトランス２１の小型化が図れ
るという利点がある。また、本実施形態におけるＤＣ／
ＤＣ変換回路２では実施形態２と同様にフォワードコン
バータに比べてトランス２１の昇圧比以上に昇圧するこ
とが可能であり、特に負荷５１が放電灯の場合に放電開
始する直前に定常点灯時の数倍の電圧が必要であるが、
このような高電圧を得るためにトランス２１の巻数を増
やす必要が無く、トランス２１の小型化が図れるという
利点がある。
【００４４】（実施形態４）図８に本実施形態の電源装
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を整流素子を介して直
流電源１に接続するとともに２次巻線ｎ２の他端を平滑
コンデンサ２４を介して直流電源１に接続することで２
次側の閉回路を形成し、トランス２１の２次巻線ｎ２と
平滑コンデンサ２４と直流電源１の直列回路の両端にイ
ンダクタ２７を介して負荷回路５を接続した点に特徴が
あり、その他の構成は実施形態２と共通である。よっ
て、実施形態２と共通する構成には同一の符号を付して
説明を省略する。
置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実施
形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２においてト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を整流素子を介して直
流電源１に接続するとともに２次巻線ｎ２の他端を平滑
コンデンサ２４を介して直流電源１に接続することで２
次側の閉回路を形成し、トランス２１の２次巻線ｎ２と
平滑コンデンサ２４と直流電源１の直列回路の両端にイ
ンダクタ２７を介して負荷回路５を接続した点に特徴が
あり、その他の構成は実施形態２と共通である。よっ
て、実施形態２と共通する構成には同一の符号を付して
説明を省略する。
【００４５】本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、
直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端
を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２
を介して直流電源１の負極を接続している。そして、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介して直流電源１の正極に接続し、２次巻線ｎ２の他
端をダイオード２３のアノードとインダクタ２７の一端
とに接続し、ダイオード２３のカソードを直流電源１の
負極に接続している。
直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端
を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２
を介して直流電源１の負極を接続している。そして、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介して直流電源１の正極に接続し、２次巻線ｎ２の他
端をダイオード２３のアノードとインダクタ２７の一端
とに接続し、ダイオード２３のカソードを直流電源１の
負極に接続している。
【００４６】次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回
路２の回路動作を説明する。
路２の回路動作を説明する。
【００４７】まず、スイッチング素子２２のオン時には
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧から直流電源１の電源電圧を差し引いた電圧がインダ
クタ２７を介して負荷回路５に供給される。
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧から直流電源１の電源電圧を差し引いた電圧がインダ
クタ２７を介して負荷回路５に供給される。
【００４８】一方、スイッチング素子２２のオフ時には
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３を介して放出されるとともに直流電源１
によっても平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、
制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフ
を繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化
された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷
回路５に供給することができる。ここで、制御回路６に
よる制御動作が電流境界モードの場合、並びに電流連続
モードの場合における動作波形図を図９及び図１０に各
々示す。
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３を介して放出されるとともに直流電源１
によっても平滑コンデンサ２４を充電する。すなわち、
制御回路６によってスイッチング素子２２のオン・オフ
を繰り返すことにより、インダクタ２７によって安定化
された所望の直流電圧をＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷
回路５に供給することができる。ここで、制御回路６に
よる制御動作が電流境界モードの場合、並びに電流連続
モードの場合における動作波形図を図９及び図１０に各
々示す。
【００４９】ところで、スイッチング素子２２のオン時
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
【００５０】而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２
２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギだけで
なく、直流電源１からも２次巻線ｎ２を介して平滑コン
デンサ２４を充電するため、入力電流のリプルを低減す
ることができるという利点がある。また、本実施形態に
おけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では実施形態２及び実施形
態３と同様にフォワードコンバータに比べてトランス２
１の昇圧比以上に昇圧することが可能であり、特に負荷
５１が放電灯の場合に放電開始する直前に定常点灯時の
数倍の電圧が必要であるが、このような高電圧を得るた
めにトランス２１の巻数を増やす必要が無く、トランス
２１の小型化が図れるという利点がある。
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。しかも、スイッチング素子２
２のオフ時にトランス２１に蓄積されたエネルギだけで
なく、直流電源１からも２次巻線ｎ２を介して平滑コン
デンサ２４を充電するため、入力電流のリプルを低減す
ることができるという利点がある。また、本実施形態に
おけるＤＣ／ＤＣ変換回路２では実施形態２及び実施形
態３と同様にフォワードコンバータに比べてトランス２
１の昇圧比以上に昇圧することが可能であり、特に負荷
５１が放電灯の場合に放電開始する直前に定常点灯時の
数倍の電圧が必要であるが、このような高電圧を得るた
めにトランス２１の巻数を増やす必要が無く、トランス
２１の小型化が図れるという利点がある。
【００５１】なお、図１１に示すようにトランス２１の
２次巻線ｎ２の極性を反転し、ダイオード２３のアノー
ドを直流電源１の負極に接続するとともにカソードを２
次巻線ｎ２の一端及びインダクタ２７に接続する回路構
成としても同様の作用効果を奏する。
２次巻線ｎ２の極性を反転し、ダイオード２３のアノー
ドを直流電源１の負極に接続するとともにカソードを２
次巻線ｎ２の一端及びインダクタ２７に接続する回路構
成としても同様の作用効果を奏する。
【００５２】（実施形態５）図１２に本実施形態の電源
装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実
施形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２において
トランス２１の２次巻線ｎ２の両端にダイオード２３、
スイッチング素子２２及び平滑コンデンサ２４の直列回
路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランス
２１の２次巻線ｎ２と平滑コンデンサ２４及びスイッチ
ング素子２２の直列回路の両端にインダクタ２７を介し
て負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の構成
は実施形態２と共通である。よって、実施形態２と共通
する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
装置（放電灯点灯装置）の概略回路構成図を示す。本実
施形態は、実施形態２のＤＣ／ＤＣ変換回路２において
トランス２１の２次巻線ｎ２の両端にダイオード２３、
スイッチング素子２２及び平滑コンデンサ２４の直列回
路を接続することで２次側の閉回路を形成し、トランス
２１の２次巻線ｎ２と平滑コンデンサ２４及びスイッチ
ング素子２２の直列回路の両端にインダクタ２７を介し
て負荷回路５を接続した点に特徴があり、その他の構成
は実施形態２と共通である。よって、実施形態２と共通
する構成には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５３】本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２では、
直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端
を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２
を介して直流電源１の負極を接続している。そして、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介してスイッチング素子２２と１次巻線ｎ１の接続点
に接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のアノ
ードとインダクタ２７の一端とに接続し、さらにダイオ
ード２３のカソードを直流電源１の負極に接続してい
る。
直流電源１の正極にトランス２１の１次巻線ｎ１の一端
を接続し、１次巻線ｎ１の他端にスイッチング素子２２
を介して直流電源１の負極を接続している。そして、ト
ランス２１の２次巻線ｎ２の一端を平滑コンデンサ２４
を介してスイッチング素子２２と１次巻線ｎ１の接続点
に接続し、２次巻線ｎ２の他端をダイオード２３のアノ
ードとインダクタ２７の一端とに接続し、さらにダイオ
ード２３のカソードを直流電源１の負極に接続してい
る。
【００５４】次に本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変換回
路２の回路動作を説明する。
路２の回路動作を説明する。
【００５５】まず、スイッチング素子２２のオン時には
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がスイッチング素子２２及びインダクタ２７を介して
負荷回路５に供給される。
直流電源１からトランス２１の１次巻線ｎ１に直流電流
Ｉ１が流れてトランス２１にエネルギが蓄積され、トラ
ンス２１の２次巻線ｎ２には１次巻線ｎ１に対する２次
巻線ｎ２の巻数比倍に昇圧された誘起電圧が発生し、そ
の誘起電圧と平滑コンデンサ２４の両端電圧との重畳電
圧がスイッチング素子２２及びインダクタ２７を介して
負荷回路５に供給される。
【００５６】一方、スイッチング素子２２のオフ時には
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３、直流電源１及び１次巻線ｎ１を介して
放出されるとともに直流電源１によっても平滑コンデン
サ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイ
ッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、
インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧を
ＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することが
できる。
トランス２１に蓄積されたエネルギが２次巻線ｎ２から
ダイオード２３、直流電源１及び１次巻線ｎ１を介して
放出されるとともに直流電源１によっても平滑コンデン
サ２４を充電する。すなわち、制御回路６によってスイ
ッチング素子２２のオン・オフを繰り返すことにより、
インダクタ２７によって安定化された所望の直流電圧を
ＤＣ／ＤＣ変換回路２から負荷回路５に供給することが
できる。
【００５７】ところで、スイッチング素子２２のオン時
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
に負荷回路５に供給される電力供給量がオフ時の電力供
給量よりも多い方がトランス２１の磁束密度を低減する
ことが可能である。このため、平滑コンデンサ２４の容
量とトランス２１の２次側のインダクタンスとの共振周
波数が、制御回路６によるスイッチング素子２２のスイ
ッチング周波数に比べて十分に低くなるように設定して
ある。
【００５８】而して、本実施形態におけるＤＣ／ＤＣ変
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。また、実施形態４と同じくス
イッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積され
たエネルギだけでなく、直流電源１からも１次巻線ｎ１
及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４を充電す
るため、入力電流のリプルを低減することができる。し
かも、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１の
エネルギを放出する際に２次巻線ｎ２だけでなく１次巻
線ｎ１も介して平滑コンデンサ２４を充電しているた
め、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を減らすことが
でき、さらにトランス２１の小型化が図れるという利点
がある。
換回路２においても実施形態１と同様に、スイッチング
素子２２のオン時とオフ時の両方で負荷回路５に直流電
圧を供給し、特にスイッチング素子２２のオン時にトラ
ンス２１の昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷
回路５へ供給することでトランス２１に蓄積するエネル
ギを低減することができるとともに、実施形態２と同様
に３次巻線ｎ３を２次巻線ｎ２と兼用することでトラン
ス２１の小型化も図れる。また、実施形態４と同じくス
イッチング素子２２のオフ時にトランス２１に蓄積され
たエネルギだけでなく、直流電源１からも１次巻線ｎ１
及び２次巻線ｎ２を介して平滑コンデンサ２４を充電す
るため、入力電流のリプルを低減することができる。し
かも、スイッチング素子２２のオフ時にトランス２１の
エネルギを放出する際に２次巻線ｎ２だけでなく１次巻
線ｎ１も介して平滑コンデンサ２４を充電しているた
め、トランス２１の２次巻線ｎ２の巻数を減らすことが
でき、さらにトランス２１の小型化が図れるという利点
がある。
【００５９】
【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源の電源電圧
を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する
負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチン
グ素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電
圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次
巻線に整流素子を介して接続されるコンデンサとを具備
し、コンデンサの両端間に少なくともインダクタを介し
て負荷回路及びトランスの３次巻線を直列接続してなる
ことを特徴とし、スイッチング素子のオン時には、１次
巻線に直流電源から電流が流れてトランスにエネルギが
蓄積されるとともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサ
の両端電圧が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回
路に供給され、スイッチング素子のオフ時には、トラン
スに蓄積されたエネルギが２次巻線より放出されてコン
デンサが充電されるとともにコンデンサから３次巻線を
介して負荷回路に直流電圧が供給される。このように、
スイッチング素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に
直流電圧を供給し、特にスイッチング素子のオン時にト
ランスの昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回
路へ供給することでトランスに蓄積するエネルギを低減
することができる。その結果、電圧変動が大きい負荷で
あっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁
束密度を下げてコアの小型化が可能となるという効果が
ある。
を所望の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路の直流出力を調整して負荷に供給する
負荷回路とを備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチン
グ素子と、スイッチング素子を介して直流電源の電源電
圧が１次巻線に印加されるトランスと、トランスの２次
巻線に整流素子を介して接続されるコンデンサとを具備
し、コンデンサの両端間に少なくともインダクタを介し
て負荷回路及びトランスの３次巻線を直列接続してなる
ことを特徴とし、スイッチング素子のオン時には、１次
巻線に直流電源から電流が流れてトランスにエネルギが
蓄積されるとともに３次巻線に生じる電圧にコンデンサ
の両端電圧が重畳した電圧がインダクタを介して負荷回
路に供給され、スイッチング素子のオフ時には、トラン
スに蓄積されたエネルギが２次巻線より放出されてコン
デンサが充電されるとともにコンデンサから３次巻線を
介して負荷回路に直流電圧が供給される。このように、
スイッチング素子のオン時とオフ時の両方で負荷回路に
直流電圧を供給し、特にスイッチング素子のオン時にト
ランスの昇圧作用によって昇圧された直流電圧を負荷回
路へ供給することでトランスに蓄積するエネルギを低減
することができる。その結果、電圧変動が大きい負荷で
あっても出力調整が可能であるとともに、トランスの磁
束密度を下げてコアの小型化が可能となるという効果が
ある。
【００６０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次巻線のインダク
タンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路
によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分
に大きくしてなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線
と兼用することでトランスの小型化が図れるという効果
がある。
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次巻線のインダク
タンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回路
によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十分
に大きくしてなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線
と兼用することでトランスの小型化が図れるという効果
がある。
【００６１】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続し、１次巻線及び２次巻線と前
記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタ
を介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求
項２の発明と同様の効果を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続し、１次巻線及び２次巻線と前
記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダクタ
を介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、請求
項２の発明と同様の効果を奏する。
【００６２】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に
１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくと
も２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前
記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイ
ッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくし
てなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線と兼用する
ことでトランスの小型化が図れるという効果がある。
て、前記スイッチング素子をオン・オフ制御してＤＣ／
ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路を備え、Ｄ
Ｃ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次巻線を２次
巻線と兼用するとともにトランスの２次側の閉回路内に
１次側の閉回路の構成要素の一部が接続され、少なくと
も２次巻線を含む２次側の閉回路のインダクタンスと前
記コンデンサにより決まる時定数を制御回路によるスイ
ッチング素子のスイッチング周期よりも十分に大きくし
てなることを特徴とし、３次巻線を２次巻線と兼用する
ことでトランスの小型化が図れるという効果がある。
【００６３】請求項５の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と
２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次
側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線
と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダ
クタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の効果を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を前記コンデンサを介し
て１次巻線の一端に接続するとともに１次巻線の他端と
２次巻線の他端を整流素子を介して接続することで２次
側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及び２次巻線
と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくともインダ
クタを介して負荷回路を接続してなることを特徴とし、
請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【００６４】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流
電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデン
サを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を
形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電
源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接
続して成ることを特徴とし、請求項４の発明と同様の効
果を奏する。
て、トランスの２次巻線の一端を整流素子を介して直流
電源に接続するとともに２次巻線の他端を前記コンデン
サを介して直流電源に接続することで２次側の閉回路を
形成し、トランスの２次巻線と前記コンデンサと直流電
源の直列回路の両端にインダクタを介して負荷回路を接
続して成ることを特徴とし、請求項４の発明と同様の効
果を奏する。
【００６５】請求項７の発明は、請求項４の発明におい
て、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッ
チング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続するこ
とで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前
記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端に
インダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴
とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
て、トランスの２次巻線の両端に整流素子、前記スイッ
チング素子及び前記コンデンサの直列回路を接続するこ
とで２次側の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前
記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回路の両端に
インダクタを介して負荷回路を接続して成ることを特徴
とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【００６６】請求項８の発明は、請求項１〜請求項７に
記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、電圧変
動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるととも
に、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能と
なる放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
記載された負荷を放電灯としたことを特徴とし、電圧変
動が大きい負荷であっても出力調整が可能であるととも
に、トランスの磁束密度を下げてコアの小型化が可能と
なる放電灯点灯装置が提供できるという効果がある。
【００６７】請求項９の発明は、請求項８の発明におい
て、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を
交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備するこ
とを特徴とし、請求項８の発明と同様の効果を奏する。
て、前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を
交番して放電灯に供給するインバータ回路を具備するこ
とを特徴とし、請求項８の発明と同様の効果を奏する。
【００６８】請求項１０の発明は、請求項８又は９の発
明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧
を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項
８又は９の発明と同様の効果を奏する。
明において、前記負荷回路は、放電灯に始動用の高電圧
を印可する始動回路を具備することを特徴とし、請求項
８又は９の発明と同様の効果を奏する。
【図１】実施形態１を示す概略回路構成図である。
【図２】同上の電流境界モードの場合における動作波形
図である。
図である。
【図３】同上の電流連続モードの場合における動作波形
図である。
図である。
【図４】実施形態２を示す概略回路構成図である。
【図５】同上の電流境界モードの場合における動作波形
図である。
図である。
【図６】同上の電流連続モードの場合における動作波形
図である。
図である。
【図７】実施形態３を示す概略回路構成図である。
【図８】実施形態４を示す概略回路構成図である。
【図９】同上の電流境界モードの場合における動作波形
図である。
図である。
【図１０】同上の電流連続モードの場合における動作波
形図である。
形図である。
【図１１】同上の他の構成を示す概略回路構成図であ
る。
る。
【図１２】実施形態５を示す概略回路構成図である。
【図１３】従来例１を示す概略回路構成図である。
【図１４】従来例２を示す概略回路構成図である。
【図１５】同上の電流境界モードの場合における動作波
形図である。
形図である。
【図１６】同上の電流連続モードの場合における動作波
形図である。
形図である。
１ 直流電源 ２ ＤＣ／ＤＣ変換回路 ５ 負荷回路 ６ 制御回路 ２１ トランス ｎ１ １次巻線 ｎ２ ２次巻線 ｎ３ ３次巻線 ２２ スイッチング素子 ２３ ダイオード ２４ 平滑コンデンサ ２７ インダクタ
Claims (10)
- 【請求項１】 直流電源の電源電圧を所望の直流電圧に
変換するＤＣ／ＤＣ変換回路と、ＤＣ／ＤＣ変換回路の
直流出力を調整して負荷に供給する負荷回路とを備え、
ＤＣ／ＤＣ変換回路は、スイッチング素子と、スイッチ
ング素子を介して直流電源の電源電圧が１次巻線に印加
されるトランスと、トランスの２次巻線に整流素子を介
して接続されるコンデンサとを具備し、コンデンサの両
端間に少なくともインダクタを介して負荷回路及びトラ
ンスの３次巻線を直列接続してなることを特徴とする電
源装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子をオン・オフ制御
してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路
を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次
巻線を２次巻線と兼用するとともにトランスの２次巻線
のインダクタンスと前記コンデンサにより決まる時定数
を制御回路によるスイッチング素子のスイッチング周期
よりも十分に大きくしてなることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。 - 【請求項３】 トランスの２次巻線の一端を前記コンデ
ンサを介して１次巻線の一端に接続し、１次巻線及び２
次巻線と前記コンデンサの直列回路の両端に少なくとも
インダクタを介して負荷回路を接続してなることを特徴
とする請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記スイッチング素子をオン・オフ制御
してＤＣ／ＤＣ変換回路の直流出力を可変する制御回路
を備え、ＤＣ／ＤＣ変換回路が具備するトランスの３次
巻線を２次巻線と兼用するとともにトランスの２次側の
閉回路内に１次側の閉回路の構成要素の一部が接続さ
れ、少なくとも２次巻線を含む２次側の閉回路のインダ
クタンスと前記コンデンサにより決まる時定数を制御回
路によるスイッチング素子のスイッチング周期よりも十
分に大きくしてなることを特徴とする請求項１記載の電
源装置。 - 【請求項５】 トランスの２次巻線の一端を前記コンデ
ンサを介して１次巻線の一端に接続するとともに１次巻
線の他端と２次巻線の他端を整流素子を介して接続する
ことで２次側の閉回路を形成し、トランスの１次巻線及
び２次巻線と前記コンデンサの直列回路の両端に少なく
ともインダクタを介して負荷回路を接続してなることを
特徴とする請求項４記載の電源装置。 - 【請求項６】 トランスの２次巻線の一端を整流素子を
介して直流電源に接続するとともに２次巻線の他端を前
記コンデンサを介して直流電源に接続することで２次側
の閉回路を形成し、トランスの２次巻線と前記コンデン
サと直流電源の直列回路の両端にインダクタを介して負
荷回路を接続して成ることを特徴とする請求項４記載の
電源装置。 - 【請求項７】 トランスの２次巻線の両端に整流素子、
前記スイッチング素子及び前記コンデンサの直列回路を
接続することで２次側の閉回路を形成し、トランスの２
次巻線と前記コンデンサ及びスイッチング素子の直列回
路の両端にインダクタを介して負荷回路を接続して成る
ことを特徴とする請求項４記載の電源装置。 - 【請求項８】 請求項１〜請求項７に記載された負荷を
放電灯としたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 【請求項９】 前記負荷回路は、ＤＣ／ＤＣ変換回路の
直流出力を交番して放電灯に供給するインバータ回路を
具備することを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装
置。 - 【請求項１０】 前記負荷回路は、放電灯に始動用の高
電圧を印可する始動回路を具備することを特徴とする請
求項８又は９記載の放電灯点灯装置。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2000348757A JP4649729B2 (ja) | 2000-11-15 | 2000-11-15 | 電源装置及び放電灯点灯装置 |
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| JP2002159176A true JP2002159176A (ja) | 2002-05-31 |
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