JPH07322614A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH07322614A JPH07322614A JP6112932A JP11293294A JPH07322614A JP H07322614 A JPH07322614 A JP H07322614A JP 6112932 A JP6112932 A JP 6112932A JP 11293294 A JP11293294 A JP 11293294A JP H07322614 A JPH07322614 A JP H07322614A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】昇圧トランスを用いたスイッチング電源におい
て、動作を開始するときの突入電流を抑制して、スイッ
チング素子の容量を小さくする。 【構成】直流電源１を高周波変換回路６により高周波に
変換し、その出力をトランスＴ1 により昇圧し、整流・
平滑回路５により整流・平滑して直流電力を得るＤＣ−
ＤＣ変換回路２と、その直流電力を負荷４に必要な周波
数に変換するインバータ回路３を有する電力変換装置に
おいて、昇圧トランスＴ1 の２次側と整流・平滑回路５
までの間、あるいは、その整流回路部と平滑用コンデン
サＣとの間に、少なくとも抵抗又はインダクタＬ2 を含
んだ限流要素７を接続され、負荷インピーダンスに応じ
て高周波変換回路６の周波数を変化させて限流要素７の
リアクタンスを変える制御手段を設けた。
て、動作を開始するときの突入電流を抑制して、スイッ
チング素子の容量を小さくする。 【構成】直流電源１を高周波変換回路６により高周波に
変換し、その出力をトランスＴ1 により昇圧し、整流・
平滑回路５により整流・平滑して直流電力を得るＤＣ−
ＤＣ変換回路２と、その直流電力を負荷４に必要な周波
数に変換するインバータ回路３を有する電力変換装置に
おいて、昇圧トランスＴ1 の２次側と整流・平滑回路５
までの間、あるいは、その整流回路部と平滑用コンデン
サＣとの間に、少なくとも抵抗又はインダクタＬ2 を含
んだ限流要素７を接続され、負荷インピーダンスに応じ
て高周波変換回路６の周波数を変化させて限流要素７の
リアクタンスを変える制御手段を設けた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高周波変換回路と昇圧ト
ランスを用いた出力調整範囲の広い電力変換装置に関す
るものである。
ランスを用いた出力調整範囲の広い電力変換装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は従来の電力変換装置の回路図であ
る。この装置は、直流電源１の電圧Ｖ 1 をＤＣ−ＤＣ変
換回路２により別の直流電圧Ｖ2 に変換し、インバータ
回路３により高周波の交流電力に変換することにより、
負荷４に電圧調整範囲の広い交流出力が可能な電力変換
装置である。ここで、インバータ回路３としては、例え
ば、図１０に示すように、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
をフルブリッジ構成としたものが挙げられるが、他にハ
ーフブリッジ構成としたものも挙げられる。図１０の回
路では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 がオン、スイッチ
ング素子Ｓ2 ，Ｓ 3 がオフである状態と、スイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ4 がオフ、スイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が
オンである状態とが交互に切り替わるものであり、これ
により入力された直流電圧を負荷に交流電圧として供給
することができる。また、ハーフブリッジ構成では、ス
イッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 をそれぞれコンデンサで置き
換えるものである。
る。この装置は、直流電源１の電圧Ｖ 1 をＤＣ−ＤＣ変
換回路２により別の直流電圧Ｖ2 に変換し、インバータ
回路３により高周波の交流電力に変換することにより、
負荷４に電圧調整範囲の広い交流出力が可能な電力変換
装置である。ここで、インバータ回路３としては、例え
ば、図１０に示すように、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4
をフルブリッジ構成としたものが挙げられるが、他にハ
ーフブリッジ構成としたものも挙げられる。図１０の回
路では、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ4 がオン、スイッチ
ング素子Ｓ2 ，Ｓ 3 がオフである状態と、スイッチング
素子Ｓ1 ，Ｓ4 がオフ、スイッチング素子Ｓ2 ，Ｓ3 が
オンである状態とが交互に切り替わるものであり、これ
により入力された直流電圧を負荷に交流電圧として供給
することができる。また、ハーフブリッジ構成では、ス
イッチング素子Ｓ3 ，Ｓ4 をそれぞれコンデンサで置き
換えるものである。
【０００３】次に、ＤＣ−ＤＣ変換回路２としては、図
１１に示すようなチョッパー回路や、図１２に示すよう
なフライバックコンバータなどが挙げられる。図１１の
回路では、スイッチング素子Ｓ0 がオンのときに、入力
直流電圧Ｖ1 によりインダクタＬ0 にエネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｓ0 がオフのときに、インダク
タＬ0 の両端に起電力が発生し、入力直流電圧Ｖ1 に重
畳されてダイオードＤ 0 を介してコンデンサＣ0 に充電
される。これにより、コンデンサＣ0 には、入力直流電
圧Ｖ1 よりも高い直流電圧Ｖ2 が得られる。また、図１
２の回路では、スイッチング素子Ｓ0 がオンのときに、
フライバックトランスＴ0 の１次巻線に電流が流れてエ
ネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｓ0 がオフのと
きに、フライバックトランスＴ0 の２次巻線からダイオ
ードＤ0 を介してコンデンサＣ0にエネルギーが放出さ
れる。スイッチング素子Ｓ0 のオン幅を変化させること
により、コンデンサＣ0 の電圧を昇降させることがで
き、出力電圧Ｖ2 は入力電圧Ｖ1 よりも高くすることも
できるし、低くすることもできる。
１１に示すようなチョッパー回路や、図１２に示すよう
なフライバックコンバータなどが挙げられる。図１１の
回路では、スイッチング素子Ｓ0 がオンのときに、入力
直流電圧Ｖ1 によりインダクタＬ0 にエネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｓ0 がオフのときに、インダク
タＬ0 の両端に起電力が発生し、入力直流電圧Ｖ1 に重
畳されてダイオードＤ 0 を介してコンデンサＣ0 に充電
される。これにより、コンデンサＣ0 には、入力直流電
圧Ｖ1 よりも高い直流電圧Ｖ2 が得られる。また、図１
２の回路では、スイッチング素子Ｓ0 がオンのときに、
フライバックトランスＴ0 の１次巻線に電流が流れてエ
ネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｓ0 がオフのと
きに、フライバックトランスＴ0 の２次巻線からダイオ
ードＤ0 を介してコンデンサＣ0にエネルギーが放出さ
れる。スイッチング素子Ｓ0 のオン幅を変化させること
により、コンデンサＣ0 の電圧を昇降させることがで
き、出力電圧Ｖ2 は入力電圧Ｖ1 よりも高くすることも
できるし、低くすることもできる。
【０００４】図１１及び図１２で示したようなＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路２では、インダクタＬ0やトランスＴ0 等の
磁気回路にエネルギーを蓄積する動作と放出する動作を
交互に繰り返すことにより電圧変換を行うものであるた
め、出力電圧範囲を広く取ることができるが、その半
面、コアの飽和を重点的に考慮しなければならず、コア
が肥大化しやすい他、コアへのエネルギー蓄積、放出が
別々の時間に行われるので、インダクタＬ0 やトランス
Ｔ0 等の利用率が良くないなどの欠点がある。
Ｃ変換回路２では、インダクタＬ0やトランスＴ0 等の
磁気回路にエネルギーを蓄積する動作と放出する動作を
交互に繰り返すことにより電圧変換を行うものであるた
め、出力電圧範囲を広く取ることができるが、その半
面、コアの飽和を重点的に考慮しなければならず、コア
が肥大化しやすい他、コアへのエネルギー蓄積、放出が
別々の時間に行われるので、インダクタＬ0 やトランス
Ｔ0 等の利用率が良くないなどの欠点がある。
【０００５】そのため、図１３に示すように、直流電源
１を高周波変換回路６により高周波に変換し、磁気部品
であるトランスＴ1 は、巻数比による昇圧（降圧）作用
のみを利用し、整流・平滑回路５により直流電圧に戻す
という方法によりＤＣ−ＤＣ変換を行う方法がある。そ
の一例として、特開昭５６−５００９２号に開示された
回路を図１４に示す。この回路は、交流電源１ａを高周
波電力に変換する高周波変換回路６と、その高周波出力
を整流平滑する整流・平滑回路５と、その直流出力を高
周波に変換するインバータ回路３と、インバータ回路３
の出力により駆動される放電灯４ａとから構成されてい
る。高周波変換回路６としては、図１５に示すように、
入力端に限流リアクトルＬ6 が接続された自励プッシュ
プルインバータ回路を用いているが、フルブリッジイン
バータ回路やハーフブリッジインバータ回路の場合でも
同様に適用できる。
１を高周波変換回路６により高周波に変換し、磁気部品
であるトランスＴ1 は、巻数比による昇圧（降圧）作用
のみを利用し、整流・平滑回路５により直流電圧に戻す
という方法によりＤＣ−ＤＣ変換を行う方法がある。そ
の一例として、特開昭５６−５００９２号に開示された
回路を図１４に示す。この回路は、交流電源１ａを高周
波電力に変換する高周波変換回路６と、その高周波出力
を整流平滑する整流・平滑回路５と、その直流出力を高
周波に変換するインバータ回路３と、インバータ回路３
の出力により駆動される放電灯４ａとから構成されてい
る。高周波変換回路６としては、図１５に示すように、
入力端に限流リアクトルＬ6 が接続された自励プッシュ
プルインバータ回路を用いているが、フルブリッジイン
バータ回路やハーフブリッジインバータ回路の場合でも
同様に適用できる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の図１４に示すよ
うな電力変換装置において、動作を開始する場合に、平
滑コンデンサの充電電圧がゼロであれば、それを充電す
るために大きな突入電流が流れる。しかも、１次電流は
２次電流に対してトランスの巻数比倍となるので、特に
ＤＣ−ＤＣ変換回路２での昇圧比が大きいと、１次電流
は非常に大きくなる。そのため、高周波変換回路６にお
けるスイッチング素子の容量が大きくなってしまう。ま
た、動作開始時における突入電流を防止する必要があ
る。
うな電力変換装置において、動作を開始する場合に、平
滑コンデンサの充電電圧がゼロであれば、それを充電す
るために大きな突入電流が流れる。しかも、１次電流は
２次電流に対してトランスの巻数比倍となるので、特に
ＤＣ−ＤＣ変換回路２での昇圧比が大きいと、１次電流
は非常に大きくなる。そのため、高周波変換回路６にお
けるスイッチング素子の容量が大きくなってしまう。ま
た、動作開始時における突入電流を防止する必要があ
る。
【０００７】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、高周波変換回路
と昇圧トランス及び整流・平滑回路を用いた電力変換装
置において、動作を開始するときの突入電流を抑制し
て、スイッチング素子の容量を小さくできるようにする
ことにある。
ものであり、その目的とするところは、高周波変換回路
と昇圧トランス及び整流・平滑回路を用いた電力変換装
置において、動作を開始するときの突入電流を抑制し
て、スイッチング素子の容量を小さくできるようにする
ことにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、直流電源１
と、直流電源１を高周波に変換する高周波変換回路６
と、この高周波を昇圧するトランスＴ1 と、昇圧された
高周波を整流・平滑して直流電力を得る整流・平滑回路
５よりなるＤＣ−ＤＣ変換回路２と、前記ＤＣ−ＤＣ変
換回路２によって得られた直流電力を負荷４に必要な周
波数に変換するインバータ回路３を有する電力変換装置
において、昇圧トランスＴ1 の２次側と整流・平滑回路
５までの間、あるいは、その整流回路部と平滑用コンデ
ンサＣとの間に、少なくとも抵抗又はインダクタＬ2 を
含んだ限流要素７を接続され、負荷インピーダンスに応
じて高周波変換の周波数を変化させて限流要素７のリア
クタンスを変える制御手段を設けたものである。また、
限流要素７に代えて、図４に示すように、フィルタ回路
８を設けたり、図７に示すように、チョッパー回路９を
設けても良い。
課題を解決するために、図１に示すように、直流電源１
と、直流電源１を高周波に変換する高周波変換回路６
と、この高周波を昇圧するトランスＴ1 と、昇圧された
高周波を整流・平滑して直流電力を得る整流・平滑回路
５よりなるＤＣ−ＤＣ変換回路２と、前記ＤＣ−ＤＣ変
換回路２によって得られた直流電力を負荷４に必要な周
波数に変換するインバータ回路３を有する電力変換装置
において、昇圧トランスＴ1 の２次側と整流・平滑回路
５までの間、あるいは、その整流回路部と平滑用コンデ
ンサＣとの間に、少なくとも抵抗又はインダクタＬ2 を
含んだ限流要素７を接続され、負荷インピーダンスに応
じて高周波変換の周波数を変化させて限流要素７のリア
クタンスを変える制御手段を設けたものである。また、
限流要素７に代えて、図４に示すように、フィルタ回路
８を設けたり、図７に示すように、チョッパー回路９を
設けても良い。
【０００９】
【作用】本発明によれば、動作開始直後の平滑用コンデ
ンサＣへの突入電流を防止するために、トランスＴ1 の
２次側出力端から整流・平滑回路５までの間に、あるい
は、その整流回路部と平滑用コンデンサＣとの間に、限
流要素７を接続したことにより、突入電流を防止するこ
とができる。また、限流要素７の代わりにフィルタ回路
８を付加し、突入電流の防止とともに電流波形を正弦波
にすることでトランスＴ1 から供給される有効電力を増
加させ、力率を上げることでトランスＴ1の１次電流を
低減することができる。なお、限流要素にチョッパー機
能を持たせるために、スイッチング素子を限流要素に付
加すれば、整流回路部から平滑コンデンサへの波高値の
高いパルス状の電流を抑えることが可能となる。
ンサＣへの突入電流を防止するために、トランスＴ1 の
２次側出力端から整流・平滑回路５までの間に、あるい
は、その整流回路部と平滑用コンデンサＣとの間に、限
流要素７を接続したことにより、突入電流を防止するこ
とができる。また、限流要素７の代わりにフィルタ回路
８を付加し、突入電流の防止とともに電流波形を正弦波
にすることでトランスＴ1 から供給される有効電力を増
加させ、力率を上げることでトランスＴ1の１次電流を
低減することができる。なお、限流要素にチョッパー機
能を持たせるために、スイッチング素子を限流要素に付
加すれば、整流回路部から平滑コンデンサへの波高値の
高いパルス状の電流を抑えることが可能となる。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の第１実施例を示す。直流電源
１の直流電圧は高周波変換回路６により高周波に変換さ
れ、その高周波電圧がトランスＴ1 の１次巻線に印加さ
れる。高周波変換回路６の構成は、例えば、図２に示す
ように、トランジスタＱ61，Ｑ62，Ｑ63，Ｑ64よりなる
フルブリッジ回路のほか、ハーフブリッジ回路、プッシ
ュプル回路など任意の回路を用いることができる。トラ
ンスＴ1 の２次巻線には、限流要素７としてのインダク
タＬ2 を介して整流・平滑回路５が接続されている。整
流・平滑回路５の整流回路部は、図１のように、整流用
ダイオードＤ 1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 をフルブリッジ構成
としたもののほか、どのような回路でも良い。また、平
滑回路部はコンデンサＣのほか、ローパスフィルタ回路
などでも良く、どのような回路でも良い。この整流・平
滑回路５により整流・平滑された直流電圧を、インバー
タ回路３に入力し、負荷４に必要な周波数の交流に変換
出力する。インバータ回路３は、従来例と同様に、どの
ような回路でもよい。
１の直流電圧は高周波変換回路６により高周波に変換さ
れ、その高周波電圧がトランスＴ1 の１次巻線に印加さ
れる。高周波変換回路６の構成は、例えば、図２に示す
ように、トランジスタＱ61，Ｑ62，Ｑ63，Ｑ64よりなる
フルブリッジ回路のほか、ハーフブリッジ回路、プッシ
ュプル回路など任意の回路を用いることができる。トラ
ンスＴ1 の２次巻線には、限流要素７としてのインダク
タＬ2 を介して整流・平滑回路５が接続されている。整
流・平滑回路５の整流回路部は、図１のように、整流用
ダイオードＤ 1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 をフルブリッジ構成
としたもののほか、どのような回路でも良い。また、平
滑回路部はコンデンサＣのほか、ローパスフィルタ回路
などでも良く、どのような回路でも良い。この整流・平
滑回路５により整流・平滑された直流電圧を、インバー
タ回路３に入力し、負荷４に必要な周波数の交流に変換
出力する。インバータ回路３は、従来例と同様に、どの
ような回路でもよい。
【００１１】図１の回路において、整流・平滑回路５の
コンデンサＣの充電電圧が低下している状態で、動作を
開始する場合、整流・平滑回路５の入力端から見たイン
ピーダンスは低くなる。そのため、トランスＴ1 の２次
巻線から整流・平滑回路５に直接接続すると、動作開始
直後、コンデンサＣが十分に充電を終えるまで、大きな
２次電流が流れる。トランスＴ1 の巻数比が大きいと、
１次電流は２次電流の巻数比倍となり、１次電流の突入
電流は非常に大きいものとなり、素子耐量を大きくする
必要がある。そこで、図１のように限流要素７としてイ
ンダクタＬ2 をトランスＴ1 の２次巻線と整流・平滑回
路５との間に挿入することで動作開始時の突入電流を防
止できる。なお、図１の回路では、限流要素７として、
インダクタＬ2 を接続しているが、トランスＴ1 の漏れ
インダクタンスで代用しても良い。また、図１のインダ
クタＬ2 の代わりに、図３（ａ）〜（ｃ）に示したよう
に、抵抗Ｒ2 、抵抗Ｒ2 とインダクタＬ2 の直列回路、
インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の直列回路を用いても
良い。図３（ｃ）に示したＬＣ直列回路を限流要素とす
る場合、ＬＣ直列回路のインピーダンスが、高周波変換
回路６の周波数によって決定されるため、負荷インピー
ダンス状態に合わせて、高周波の周波数を変えることに
より、トランスＴ1 から見た力率を大きくし、１次電流
を低減するような制御を行ってもよい。
コンデンサＣの充電電圧が低下している状態で、動作を
開始する場合、整流・平滑回路５の入力端から見たイン
ピーダンスは低くなる。そのため、トランスＴ1 の２次
巻線から整流・平滑回路５に直接接続すると、動作開始
直後、コンデンサＣが十分に充電を終えるまで、大きな
２次電流が流れる。トランスＴ1 の巻数比が大きいと、
１次電流は２次電流の巻数比倍となり、１次電流の突入
電流は非常に大きいものとなり、素子耐量を大きくする
必要がある。そこで、図１のように限流要素７としてイ
ンダクタＬ2 をトランスＴ1 の２次巻線と整流・平滑回
路５との間に挿入することで動作開始時の突入電流を防
止できる。なお、図１の回路では、限流要素７として、
インダクタＬ2 を接続しているが、トランスＴ1 の漏れ
インダクタンスで代用しても良い。また、図１のインダ
クタＬ2 の代わりに、図３（ａ）〜（ｃ）に示したよう
に、抵抗Ｒ2 、抵抗Ｒ2 とインダクタＬ2 の直列回路、
インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 の直列回路を用いても
良い。図３（ｃ）に示したＬＣ直列回路を限流要素とす
る場合、ＬＣ直列回路のインピーダンスが、高周波変換
回路６の周波数によって決定されるため、負荷インピー
ダンス状態に合わせて、高周波の周波数を変えることに
より、トランスＴ1 から見た力率を大きくし、１次電流
を低減するような制御を行ってもよい。
【００１２】図４は本発明の第２実施例を示す。図４の
実施例は、図１の回路における限流要素７をフィルタ回
路８に置換したものである。図４では、フィルタ回路８
として、負荷線に対し直列にインダクタＬ2 を接続し、
コンデンサＣ2 を並列に接続したＬＣフィルタ構成とな
っているが、トランスＴ1 の２次側からフィルタ回路８
の入力部には少なくとも限流要素としての抵抗あるいは
リアクトルが最初にしかも直列に接続されているフィル
タ回路であれば何でも良い。動作開始直後、整流・平滑
回路５のコンデンサＣの充電が十分でなくても、急峻な
電流はフィルタ回路８で阻止される。負荷のインピーダ
ンスが広範囲に変化するとき、高周波変換回路６の周波
数を変化させ、フィルタ回路８のリアクタンス値を変化
させて、トランスＴ1 の２次巻線側から見た力率を良く
することによって、１次電流を減少させ、効率を良くす
ることができる。図４の回路では、コンデンサＣの端子
電圧と出力電流を検出することにより、負荷電圧と負荷
電流を検出し、負荷インピーダンス演算回路１０により
負荷４のインピーダンスを算出し、その結果に応じて周
波数指令演算回路１１により周波数指令値を算出し、Ｖ
／ｆコンバータ１２により高周波変換回路６の周波数を
変化させている。特に、放電灯負荷などにおいて、始動
時に電流が多く流れるような場合、インピーダンスが低
下するため、これによる１次電流の低減は、効率改善、
素子耐量の低減、製造コストの低減等の利点がある。
実施例は、図１の回路における限流要素７をフィルタ回
路８に置換したものである。図４では、フィルタ回路８
として、負荷線に対し直列にインダクタＬ2 を接続し、
コンデンサＣ2 を並列に接続したＬＣフィルタ構成とな
っているが、トランスＴ1 の２次側からフィルタ回路８
の入力部には少なくとも限流要素としての抵抗あるいは
リアクトルが最初にしかも直列に接続されているフィル
タ回路であれば何でも良い。動作開始直後、整流・平滑
回路５のコンデンサＣの充電が十分でなくても、急峻な
電流はフィルタ回路８で阻止される。負荷のインピーダ
ンスが広範囲に変化するとき、高周波変換回路６の周波
数を変化させ、フィルタ回路８のリアクタンス値を変化
させて、トランスＴ1 の２次巻線側から見た力率を良く
することによって、１次電流を減少させ、効率を良くす
ることができる。図４の回路では、コンデンサＣの端子
電圧と出力電流を検出することにより、負荷電圧と負荷
電流を検出し、負荷インピーダンス演算回路１０により
負荷４のインピーダンスを算出し、その結果に応じて周
波数指令演算回路１１により周波数指令値を算出し、Ｖ
／ｆコンバータ１２により高周波変換回路６の周波数を
変化させている。特に、放電灯負荷などにおいて、始動
時に電流が多く流れるような場合、インピーダンスが低
下するため、これによる１次電流の低減は、効率改善、
素子耐量の低減、製造コストの低減等の利点がある。
【００１３】図５は本発明の第３実施例を示す。本実施
例では、図１の回路において、限流要素７を整流・平滑
回路５の整流回路部と平滑回路部の間に挿入したもので
ある。整流・平滑回路５のコンデンサＣの充電電圧が低
い状態で動作を開始する場合、平滑コンデンサＣに流れ
ようとする大きな充電電流を防止するために、限流要素
７として、インダクタＬ2 を整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4
と平滑コンデンサＣとの間に挿入している。これによっ
て、２次電流の巻数比倍の電流が流れる１次側の高周波
変換回路６を構成するスイッチング素子の電流耐量を上
げることができる。なお、図１の回路では、限流要素７
として、インダクタＬ2 を用いているが、トランスＴ1
の漏れインダクタンスで代用しても良い。また、図１の
インダクタＬ2 の代わりに、図２（ａ），（ｂ）に示し
たように、抵抗Ｒ2 、抵抗Ｒ2 とインダクタＬ2 の直列
回路を用いても良い。限流要素７のインピーダンスは、
動作開始時に１次側のスイッチング素子の電流耐量を越
えないように設定するものである。
例では、図１の回路において、限流要素７を整流・平滑
回路５の整流回路部と平滑回路部の間に挿入したもので
ある。整流・平滑回路５のコンデンサＣの充電電圧が低
い状態で動作を開始する場合、平滑コンデンサＣに流れ
ようとする大きな充電電流を防止するために、限流要素
７として、インダクタＬ2 を整流ダイオードＤ1 〜Ｄ4
と平滑コンデンサＣとの間に挿入している。これによっ
て、２次電流の巻数比倍の電流が流れる１次側の高周波
変換回路６を構成するスイッチング素子の電流耐量を上
げることができる。なお、図１の回路では、限流要素７
として、インダクタＬ2 を用いているが、トランスＴ1
の漏れインダクタンスで代用しても良い。また、図１の
インダクタＬ2 の代わりに、図２（ａ），（ｂ）に示し
たように、抵抗Ｒ2 、抵抗Ｒ2 とインダクタＬ2 の直列
回路を用いても良い。限流要素７のインピーダンスは、
動作開始時に１次側のスイッチング素子の電流耐量を越
えないように設定するものである。
【００１４】図６に本発明の第４実施例を示す。この実
施例は、図５の回路における限流要素７をフィルタ回路
８に置換したものである。このフィルタ回路８では、負
荷線に対し直列にインダクタＬ21を挿入し、並列にイン
ダクタＬ22とコンデンサＣ2のＬＣ共振回路を接続して
いる。インダクタＬ21は高周波成分を阻止するが、イン
ダクタＬ21が小さい場合、あるいは平滑コンデンサＣが
十分に大きくないと、リップル成分が残ってしまう。そ
こで、インダクタＬ22とコンデンサＣ2 の共振周波数を
高周波変換回路６の周波数の２倍に合わせることでリッ
プル成分を除去できる。フィルタ回路８は、図６のよう
な回路には限定しないが、少なくともフィルタ回路８の
入力直後には、リアクトルや抵抗などの限流要素が直列
に挿入されている構成でなければならない。本実施例に
おいても、動作開始直後、コンデンサＣの充電が十分で
なくても、急峻な電流はフィルタ回路８で阻止できる。
施例は、図５の回路における限流要素７をフィルタ回路
８に置換したものである。このフィルタ回路８では、負
荷線に対し直列にインダクタＬ21を挿入し、並列にイン
ダクタＬ22とコンデンサＣ2のＬＣ共振回路を接続して
いる。インダクタＬ21は高周波成分を阻止するが、イン
ダクタＬ21が小さい場合、あるいは平滑コンデンサＣが
十分に大きくないと、リップル成分が残ってしまう。そ
こで、インダクタＬ22とコンデンサＣ2 の共振周波数を
高周波変換回路６の周波数の２倍に合わせることでリッ
プル成分を除去できる。フィルタ回路８は、図６のよう
な回路には限定しないが、少なくともフィルタ回路８の
入力直後には、リアクトルや抵抗などの限流要素が直列
に挿入されている構成でなければならない。本実施例に
おいても、動作開始直後、コンデンサＣの充電が十分で
なくても、急峻な電流はフィルタ回路８で阻止できる。
【００１５】図７は本発明の第５実施例を示す。本実施
例は、図５の回路における限流要素７をチョッパー回路
９に置き換えたものである。図７の回路では、チョッパ
ー回路９として、スイッチング素子Ｑｃ、インダクタＬ
2 、ダイオードＤｃから成る昇圧チョッパー回路を用い
ている。トランスＴ1 の２次側出力を整流し、直接的に
平滑コンデンサＣで平滑する構成である場合、トランス
Ｔ1 の２次側に流れる電流がパルス状で波高値の高い電
流となってしまうため、トランスＴ1 の１次側のピーク
電流が高くなり、使用するスイッチング素子の電流耐量
が大きくなってしまう。これは、図５のようにインダク
タＬ2 を挿入することで改善できるが、インダクタＬ2
を大きくとらねばならず、インダクタＬ2 が大型化す
る。また、制御の応答性が悪くなる。そこで、図７のよ
うな昇圧チョッパー回路を用いた場合、トランジスタＱ
ｃがオンすると、トランスＴ1 からインダクタＬ2 にエ
ネルギーが蓄えられ、トランジスタＱｃをオフすると、
インダクタＬ2 のエネルギーは、ダイオードＤｃを介し
てコンデンサＣに放出される。このとき、整流回路部の
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 もオンするため、トランスＴ1 の
エネルギーもコンデンサＣに送られる。このため、トラ
ンスＴ1 の２次巻線に流れる電流の波高値を下げること
が可能となる。また、昇圧チョッパー回路を使用してい
るため、トランスＴ1 の巻数比以上の昇圧比を得ること
が可能である。本実施例において、動作開始直後に、コ
ンデンサＣの充電が十分でない場合においても、昇圧チ
ョッパー回路のインダクタＬ2 が限流要素となって、急
峻な電流を防止できる。
例は、図５の回路における限流要素７をチョッパー回路
９に置き換えたものである。図７の回路では、チョッパ
ー回路９として、スイッチング素子Ｑｃ、インダクタＬ
2 、ダイオードＤｃから成る昇圧チョッパー回路を用い
ている。トランスＴ1 の２次側出力を整流し、直接的に
平滑コンデンサＣで平滑する構成である場合、トランス
Ｔ1 の２次側に流れる電流がパルス状で波高値の高い電
流となってしまうため、トランスＴ1 の１次側のピーク
電流が高くなり、使用するスイッチング素子の電流耐量
が大きくなってしまう。これは、図５のようにインダク
タＬ2 を挿入することで改善できるが、インダクタＬ2
を大きくとらねばならず、インダクタＬ2 が大型化す
る。また、制御の応答性が悪くなる。そこで、図７のよ
うな昇圧チョッパー回路を用いた場合、トランジスタＱ
ｃがオンすると、トランスＴ1 からインダクタＬ2 にエ
ネルギーが蓄えられ、トランジスタＱｃをオフすると、
インダクタＬ2 のエネルギーは、ダイオードＤｃを介し
てコンデンサＣに放出される。このとき、整流回路部の
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 もオンするため、トランスＴ1 の
エネルギーもコンデンサＣに送られる。このため、トラ
ンスＴ1 の２次巻線に流れる電流の波高値を下げること
が可能となる。また、昇圧チョッパー回路を使用してい
るため、トランスＴ1 の巻数比以上の昇圧比を得ること
が可能である。本実施例において、動作開始直後に、コ
ンデンサＣの充電が十分でない場合においても、昇圧チ
ョッパー回路のインダクタＬ2 が限流要素となって、急
峻な電流を防止できる。
【００１６】なお、図７のチョッパー回路９を図８に示
すような、降圧チョッパー回路としても良い。トランジ
スタＱｃをオンすると、整流回路部の出力がインダクタ
Ｌ2を介してコンデンサＣに充電され、トランジスタＱ
ｃをオフすると、インダクタＬ2 の蓄積エネルギーがコ
ンデンサＣとダイオードＤｃを介して放出される。この
場合、トランスＴ1 の２次側電圧に比べて、平滑コンデ
ンサＣの電圧を低い電圧に制御すれば、トランスＴ1 の
２次側の電流波高値を比較的低くすることができる。
すような、降圧チョッパー回路としても良い。トランジ
スタＱｃをオンすると、整流回路部の出力がインダクタ
Ｌ2を介してコンデンサＣに充電され、トランジスタＱ
ｃをオフすると、インダクタＬ2 の蓄積エネルギーがコ
ンデンサＣとダイオードＤｃを介して放出される。この
場合、トランスＴ1 の２次側電圧に比べて、平滑コンデ
ンサＣの電圧を低い電圧に制御すれば、トランスＴ1 の
２次側の電流波高値を比較的低くすることができる。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、トランスの２次側と整
流回路との間、又は整流回路部と平滑回路部の間に限流
要素を接続したので、回路動作の開始直後に、平滑用コ
ンデンサの充電電圧が十分でなくとも、限流要素により
突入電流を防止できるため、トランスの１次電流を抑制
し、素子耐量を低減できるから、小型化できると共に、
安価に製造できる。また、トランスの２次側と整流回路
との間に、又は整流回路部と平滑回路部の間に接続され
る限流要素として、ＬＣ直列回路やフィルタ回路を使用
した場合には、回路動作の開始直後の突入電流を防止で
きるほか、負荷インピーダンスにより高周波変換回路の
周波数を調整することで、トランスから見た力率を改善
し、１次電流を低減できる。さらに、限流要素をチョッ
パー回路に置き換えた場合、回路動作の開始直後の電流
ピークだけでなく、定常動作時における電流の波高値も
下げることができる。
流回路との間、又は整流回路部と平滑回路部の間に限流
要素を接続したので、回路動作の開始直後に、平滑用コ
ンデンサの充電電圧が十分でなくとも、限流要素により
突入電流を防止できるため、トランスの１次電流を抑制
し、素子耐量を低減できるから、小型化できると共に、
安価に製造できる。また、トランスの２次側と整流回路
との間に、又は整流回路部と平滑回路部の間に接続され
る限流要素として、ＬＣ直列回路やフィルタ回路を使用
した場合には、回路動作の開始直後の突入電流を防止で
きるほか、負荷インピーダンスにより高周波変換回路の
周波数を調整することで、トランスから見た力率を改善
し、１次電流を低減できる。さらに、限流要素をチョッ
パー回路に置き換えた場合、回路動作の開始直後の電流
ピークだけでなく、定常動作時における電流の波高値も
下げることができる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例に用いる高周波変換回路の
回路図である。
回路図である。
【図３】本発明の第１実施例に用いる限流要素の回路図
である。
である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】本発明の第３実施例の回路図である。
【図６】本発明の第４実施例の回路図である。
【図７】本発明の第５実施例の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例に用いる他のチョッパー回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図９】第１の従来例の回路図である。
【図１０】第１の従来例に用いるインバータ回路の回路
図である。
図である。
【図１１】第１の従来例に用いるＤＣ−ＤＣ変換回路の
回路図である。
回路図である。
【図１２】第１の従来例に用いる他のＤＣ−ＤＣ変換回
路の回路図である。
路の回路図である。
【図１３】第２の従来例の回路図である。
【図１４】第２の従来例に用いる整流・平滑回路の詳細
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図１５】第２の従来例に用いる高周波変換回路の詳細
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１ 直流電源 ２ ＤＣ−ＤＣ変換回路 ３ インバータ回路 ４ 負荷 ５ 整流・平滑回路 ６ 高周波変換回路 ７ 限流要素 Ｌ2 インダクタ
Claims (5)
- 【請求項１】 直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、昇
圧トランスの２次側と整流・平滑回路までの電力線に対
して直列に、少なくとも抵抗又はインダクタを含んだ限
流要素を接続され、負荷インピーダンスに応じて高周波
変換の周波数を変化させて限流要素のリアクタンスを変
える制御手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、前記ト
ランスの２次側出力を整流する整流回路と、この整流回
路の出力を平滑する平滑回路よりなるＤＣ−ＤＣ変換手
段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によって得られた直流電
力を負荷に必要な周波数に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段
を有する電力変換装置において、前記整流回路と平滑回
路との間の電力線に対して直列に少なくとも抵抗又はイ
ンダクタを含んだ限流要素を接続されていることを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項３】 前記限流要素を入力部に直列的に接続
されたフィルタ回路を備えることを特徴とする請求項１
又は２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記フィルタ回路はＬＣ直列共振回路
を出力部に並列的に接続されていることを特徴とする請
求項３記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、前記ト
ランスの２次側出力を整流する整流回路と、この整流回
路の出力を平滑する平滑回路よりなるＤＣ−ＤＣ変換手
段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によって得られた直流電
力を負荷に必要な周波数に変換するＤＣ−ＡＣ変換手段
を有する電力変換装置において、前記整流回路と平滑回
路との間に、インダクタとダイオード及びスイッチング
素子で構成されるチョッパー回路を設け、このチョッパ
ー回路のスイッチング素子の動作を負荷インピーダンス
に応じて制御する手段を備えることを特徴とする電力変
換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6112932A JPH07322614A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6112932A JPH07322614A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07322614A true JPH07322614A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14599105
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6112932A Pending JPH07322614A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07322614A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106611887A (zh) * | 2015-10-21 | 2017-05-03 | 保时捷股份公司 | 用于使车辆电池充电或放电的方法 |
| WO2017183393A1 (ja) * | 2016-04-20 | 2017-10-26 | 株式会社村田製作所 | 受電装置 |
| CN111295828A (zh) * | 2017-11-06 | 2020-06-16 | 大金工业株式会社 | 电力变换装置和空调装置 |
| JP2020174465A (ja) * | 2019-04-10 | 2020-10-22 | Ntn株式会社 | 三相交流用の絶縁型力率改善装置 |
-
1994
- 1994-05-26 JP JP6112932A patent/JPH07322614A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106611887A (zh) * | 2015-10-21 | 2017-05-03 | 保时捷股份公司 | 用于使车辆电池充电或放电的方法 |
| WO2017183393A1 (ja) * | 2016-04-20 | 2017-10-26 | 株式会社村田製作所 | 受電装置 |
| CN111295828A (zh) * | 2017-11-06 | 2020-06-16 | 大金工业株式会社 | 电力变换装置和空调装置 |
| CN111295828B (zh) * | 2017-11-06 | 2023-09-12 | 大金工业株式会社 | 电力变换装置和空调装置 |
| JP2020174465A (ja) * | 2019-04-10 | 2020-10-22 | Ntn株式会社 | 三相交流用の絶縁型力率改善装置 |
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