JPH07322611A

JPH07322611A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH07322611A
Application number: JP6112931A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Nakamura; 俊朗中村; Haruo Nagase; 春男永瀬
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-05-26
Filing date: 1994-05-26
Publication date: 1995-12-08

Abstract

(57)【要約】【目的】負荷電圧が大きく変動する負荷を使用し、且つ
電源電圧が低い場合においても、トランスの１次電流を
抑えて効率を向上させると共に、部品点数を減らし、小
型化を可能とする。また、無負荷時に定常時よりも高い
電圧が必要となる負荷を使用している場合に、巻数比で
得られる最大電圧よりもさらに高い電圧を得られるよう
にする。【構成】必要な電圧を得るための２次巻線数を数種類決
めて、トランスに巻いておき、出力電圧に応じて、その
巻線をスイッチング素子で切り換える。また、トランス
の２次巻線から、整流・平滑回路までの間に共振回路を
設け、負荷インピーダンスが高いときには、共振点ある
いは共振点近傍による電圧上昇を利用して昇圧する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は高周波変換回路と昇圧ト
ランスを用いた出力調整範囲の広い電力変換装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】図２０は従来の電力変換装置の回路図で
ある。この装置は、直流電源１の電圧Ｖ₁をＤＣ−ＤＣ
変換回路２により別の直流電圧Ｖ₂に変換し、インバー
タ回路３により高周波の交流電力に変換することによ
り、負荷４に電圧調整範囲の広い交流出力が可能な電力
変換装置である。ここで、インバータ回路３としては、
例えば、図２１に示すように、スイッチング素子Ｓ₁〜
Ｓ₄をフルブリッジ構成としたものが挙げられるが、他
にハーフブリッジ構成としたものも挙げられる。図２１
の回路では、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₄がオン、スイ
ッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃がオフである状態と、スイッチ
ング素子Ｓ₁，Ｓ₄がオフ、スイッチング素子Ｓ₂，Ｓ
₃がオンである状態とが交互に切り替わるものであり、
これにより入力された直流電圧を負荷に交流電圧として
供給することができる。また、ハーフブリッジ構成で
は、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄をそれぞれコンデンサ
で置き換えるものである。

【０００３】次に、ＤＣ−ＤＣ変換回路２としては、図
２２に示すようなチョッパー回路や、図２３に示すよう
なフライバックコンバータなどが挙げられる。図２２の
回路では、スイッチング素子Ｓ₀がオンのときに、入力
直流電圧Ｖ₁によりインダクタＬ₀にエネルギーが蓄積
され、スイッチング素子Ｓ₀がオフのときに、インダク
タＬ₀の両端に起電力が発生し、入力直流電圧Ｖ₁に重
畳されてダイオードＤ ₀を介してコンデンサＣ₀に充電
される。これにより、コンデンサＣ₀には、入力直流電
圧Ｖ₁よりも高い直流電圧Ｖ₂が得られる。また、図２
３の回路では、スイッチング素子Ｓ₀がオンのときに、
フライバックトランスＴ₀の１次巻線に電流が流れてエ
ネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｓ₀がオフのと
きに、フライバックトランスＴ₀の２次巻線からダイオ
ードＤ₀を介してコンデンサＣ₀にエネルギーが放出さ
れる。スイッチング素子Ｓ₀のオン幅を変化させること
により、コンデンサＣ₀の電圧を昇降させることがで
き、出力電圧Ｖ₂は入力電圧Ｖ₁よりも高くすることも
できるし、低くすることもできる。

【０００４】図２２及び図２３で示したようなＤＣ−Ｄ
Ｃ変換回路２では、インダクタＬ₀やトランスＴ₀等の
磁気回路にエネルギーを蓄積する動作と放出する動作を
交互に繰り返すことにより電圧変換を行うものであるた
め、出力電圧範囲を広く取ることができるが、その半
面、コアの飽和を重点的に考慮しなければならず、コア
が肥大化しやすい他、コアへのエネルギー蓄積、放出が
別々の時間に行われるので、インダクタＬ₀やトランス
Ｔ₀等の利用率が良くないなどの欠点がある。

【０００５】そのため、図２４に示すように、直流電源
１を高周波変換回路６により高周波に変換し、磁気部品
であるトランスＴ₁は、巻数比による昇圧（降圧）作用
のみを利用し、整流・平滑回路５により直流電圧に戻す
という方法によりＤＣ−ＤＣ変換を行う方法がある。そ
の一例として、特開昭５６−５００９２号に開示された
回路を図２５に示す。この回路は、交流電源１ａを高周
波電力に変換する高周波変換回路６と、その高周波出力
を整流平滑する整流・平滑回路５と、その直流出力を高
周波に変換するインバータ回路３と、インバータ回路３
の出力により駆動される放電灯４ａとから構成されてい
る。高周波変換回路６としては、図２６に示すように、
入力端に限流リアクトルＬ₆が接続された自励プッシュ
プルインバータ回路を用いているが、フルブリッジイン
バータ回路やハーフブリッジインバータ回路の場合でも
同様に適用できる。

【０００６】この図２４〜図２６に示すような電力変換
装置において、電源電圧が低く、出力電圧として電源電
圧よりも高い電圧が必要で、しかも、出力電圧の調整範
囲が広い場合、昇圧トランスは、最大出力電圧によって
決定されるため、それより低い出力電圧で動作させる場
合には、トランスの出力の後段に何らかの降圧手段が必
要となる。例えば、リアクトルなどによって、負荷イン
ピーダンスと分圧し、電圧調整する方法があるが、力率
が悪くなり、電流値が上昇し、効率が悪くなる。

【０００７】この対策例として、特開昭５９−１８０９
９４号に開示された回路を図２７に示した。これは、必
要な電圧に対し、それに応じた電圧の電源を切換え出力
するもので、３つの２次巻線ｎ₂₁，ｎ₂₂，ｎ₂₃を持つト
ランスＴ₁において、各２次巻線ｎ₂₁，ｎ₂₂，ｎ₂₃は必
要な電圧を得るよう設定されている。これに限流要素Ｌ
₂₁，Ｌ₂₂，Ｌ₂₃を接続して、ダイオードブリッジＤ
Ｂ₁，ＤＢ₂，ＤＢ₃により整流し、コンデンサＣ₂₁，
Ｃ₂₂，Ｃ₂₃により平滑して、３種類の電圧値の直流を得
たのち、負荷４の状態に応じて切り換えるものであり、
出力電圧に対してトランスの巻数比が適当でないことが
原因となる力率の低下を防止するものである。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上述の図２４に示すよ
うな電力変換装置において、負荷電圧が大きく変動する
負荷を使用しており、且つ電源電圧が低い場合について
考える。例えば、メタルハライドランプなどの高圧放電
灯負荷では、最大電圧は不点時の３００Ｖであるのに対
して、定常時では８５Ｖとなり、最低電圧は始動時の３
０Ｖ程度となり、大きく変動する。このような負荷を使
用している場合において、電源電圧が低いとき、例えば
バッテリーなどでは、１２．８Ｖ程度である。このよう
な条件において、最大電圧を得るためには、少なくとも
（最大電圧）／（電源電圧）で示される巻数比が必要と
なり、その値は大きなものとなる。このような巻数比で
は、同一電力を取り出す場合において、最大電圧出力時
に比べ、最低電圧出力時の電流は増加し、トランスの１
次巻線の電流は、２次巻線の電流の巻数比倍となり、非
常に大きなものとなる。その場合、トランスの１次巻線
側に設けられた高周波変換用のスイッチング素子の電流
容量が増大し、損失も増加する。また、２次側に限流リ
アクトルを設けている場合、低電圧出力時に無効電力が
増加し、１次電流の増加、損失の増加につながる。

【０００９】上述の特開昭５９−１８０９９４号に開示
された従来技術では、トランスの２次側において、必要
な電圧とインピーダンスを持つ複数の直流電源を作り出
し、それらを切り換えているため、部品点数が増加して
しまう欠点がある。故に、本発明の主な目的とするとこ
ろは、負荷電圧が大きく変動する負荷を使用しており、
且つ電源電圧が低い場合においても、トランスの１次電
流を抑えて効率を向上させると共に、部品点数を減ら
し、小型化を可能とすることにある。

【００１０】また、無負荷などのように負荷インピーダ
ンスが非常に高くなった場合に、通常時の出力電圧に比
べて高い電圧が必要となる負荷（例えば、放電灯負荷な
ど）を用いるとき、ＤＣ−ＤＣ変換部のトランスの巻数
比を、必要な最高電圧に合わせて設計する必要があるた
め、通常時の出力電圧では、トランスの巻数比は過剰な
ものとなり、１次電流の増加のため損失が大きくなって
しまう。故に、本発明の他の目的とするところは、無負
荷時に定常時よりも高い電圧が必要となる負荷を使用し
ている場合に、トランスの巻数比は通常時の出力を得る
ときの最大電圧で設計し、負荷インピーダンスが高い場
合に、巻数比で得られる最大電圧よりもさらに高い電圧
を得られるようにすることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上述のように、直流電圧
を高周波に変換し、トランスにより電圧変換する電力変
換装置において、トランスの１次電流が増大する原因
は、その出力電圧に対して、トランスの巻数比が適当で
ないことに起因する。故に、出力電圧に応じて、２次側
の巻線数を切り換えればよい。その方法として、必要な
電圧を得るための２次巻線数を数種類決めて、トランス
に巻いておき、出力電圧に応じて、その巻線をスイッチ
ング素子で切り換える。例えば、必要な最大巻線数をト
ランスの２次側に巻き、その巻線途中に数箇所タップを
設け、出力電圧に応じて、そのタップをスイッチング素
子で切り換える。また、同様の手段をトランスの２次巻
線側ではなく、１次巻線側に施しても良い。

【００１２】また、負荷のインピーダンスが高いとき
に、ＤＣ−ＤＣ変換回路内のトランスの巻数比以上の電
圧を得るための手段として、高インピーダンス負荷時に
は、負荷電力をあまり必要としないことを利用する。す
なわち、トランスの２次巻線から、整流・平滑回路まで
の間に共振回路を設け、負荷インピーダンスが高いとき
には、共振点あるいは共振点近傍による電圧上昇を利用
して昇圧する。共振回路のリアクトルは２次巻線出力と
直列に、また、コンデンサは整流・平滑回路に対し並列
に接続すれば良い。

【００１３】

【作用】上述のように、トランスの巻数比を出力電圧に
応じて切り換える手段を持ったＤＣ−ＤＣ変換回路を用
いることにより、上記の課題を解決することができる。
また、負荷のインピーダンスが高いときに、共振回路を
利用してトランスの巻数比以上の電圧を得る手段を用い
る場合、通常の負荷時は共振回路におけるコンデンサの
リアクタンスに比べ負荷インピーダンスが小さくなるよ
うに設計すれば、負荷時には共振回路におけるインダク
タが限流要素として働き、コンデンサは無視できる。ま
た、共振による電圧上昇時の電流を抑制するためには、
共振回路のインダクタを大きく、コンデンサを小さくす
ればよいが、インダクタを大きくすると、通常の負荷時
に出力を取り出しにくくなる。そのため、インダクタに
可飽和リアクトルを採用し、負荷インピーダンスが高い
ときの共振回路電流を減らせば良い。通常負荷時には、
リアクトルが飽和するので、小さいインダクタンス成分
のみとなる。さらに、整流回路では、リップル分を減ら
すために、フルブリッジ整流回路で全波整流するが、高
インピーダンス負荷時には、倍電圧整流回路に切換える
ことで電圧を上げてやれば良い。

【００１４】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例の回路図であ
る。直流電源１の直流電圧は高周波変換回路６により高
周波に変換され、その高周波電圧がトランスＴ₁の１次
巻線ｎ₁に印加される。トランスＴ₁は３つの２次巻線
ｎ₂₁，ｎ₂₂，ｎ₂₃と１つの補助巻線ｎ₃を有している。
それぞれの巻数の設定は異なり、図１では２次巻線
ｎ ₂₁，ｎ₂₂，ｎ₂₃の巻数はｎ₂₁＞ｎ₂₂＞ｎ₂₃となってい
る。各２次巻線ｎ₂₁，ｎ₂₂，ｎ₂₃はそれぞれセンタータ
ップを有しており、各センタータップは、それぞれトラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₂，Ｑ₃を介して接地されている。第
１の２次巻線ｎ₂₁の両端はダイオードＤ₁，Ｄ₂を介し
てインダクタＬの一端に接続されており、第２の２次巻
線ｎ₂₂の両端はダイオードＤ₃，Ｄ₄を介してインダク
タＬの一端に接続されており、第３の２次巻線ｎ₂₃の両
端はダイオードＤ₅，Ｄ₆を介してインダクタＬの一端
に接続されている。インダクタＬの他端はコンデンサＣ
を介して接地されている。各ダイオードＤ₁〜Ｄ₆とイ
ンダクタＬ及びコンデンサＣは、整流・平滑回路５を構
成している。コンデンサＣに得られた直流電圧は、イン
バータ回路３により交流電圧に変換されて、負荷４に供
給されている。巻数選択回路７では、コンデンサＣの電
圧を検出し、その検出結果に応じて、ドライブ回路８を
経てトランジスタＱ₁，Ｑ₂，Ｑ₃のいずれか１つをオ
ンさせる。ドライブ回路８には、ダイオードＤ₇を介し
て補助巻線ｎ₃からドライブ電源を供給されている。高
周波変換回路６の構成は、例えば、図２に示すように、
スイッチング素子Ｑ₆₁，Ｑ₆₂，Ｑ₆₃，Ｑ₆₄よりなるフル
ブリッジ回路のほか、ハーフブリッジ回路、プッシュプ
ル回路など任意の回路を用いることができる。図２の回
路では、スイッチング素子Ｑ₆₁，Ｑ₆₄がオン、スイッチ
ング素子Ｑ₆₂，Ｑ₆₃がオフである状態と、スイッチング
素子Ｑ₆₁，Ｑ₆₄がオフ、スイッチング素子Ｑ₆₂，Ｑ₆₃が
オンである状態とが交互に切り替わるものであり、これ
により入力された直流電圧を必要な周波数の交流電圧と
して負荷に供給することができる。また、ハーフブリッ
ジ構成では、スイッチング素子Ｑ₆₃，Ｑ₆₄をそれぞれコ
ンデンサで置き換えるものである。なお、直流電源１は
交流を整流したものでも構わない。

【００１５】以下、本実施例の動作について説明する
と、まず、負荷電圧が高いときは巻数比の大きい２次巻
線ｎ₂₁から出力を得るためにトランジスタＱ₁をオンさ
せて、負荷電圧が低いときは巻数比の小さい２次巻線ｎ
₂₃から出力を得るためにトランジスタＱ₃をオンさせ
る。また、負荷電圧が中間レベルのときは、２次巻線ｎ
₂₂から出力を得るためにトランジスタＱ₂をオンするよ
うに制御される。なお、整流・平滑回路５における整流
用ダイオードをフルブリッジ構成とし、その整流出力の
少なくとも一方に切換用スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₃が
接続される回路構成としても良い。また、整流用ダイオ
ードをスイッチング素子に置き換えて、巻線切り換え用
のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₃を省略し、出力を取り出
す巻線に接続されたスイッチング素子のみが同期整流を
行う回路構成としてもよい。

【００１６】図１の回路では、限流リアクトルとしての
インダクタＬが共通化されているため、小型化に適して
いる。また、巻線切り換え用のスイッチング素子Ｑ₁〜
Ｑ₃は、図１ではＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴを使用して
いるが、スイッチング素子Ｑ ₁〜Ｑ₃の基準端子（ＦＥ
Ｔではソース）を全て共通にすることで、切り換え用の
ドライブ回路を簡易化できるという利点がある。

【００１７】図３は本発明の第２の実施例である。直流
電源１からトランスＴ₁の１次側までは図１の実施例と
同様である。トランスＴ₁の２次巻線は、最大出力電圧
を得るための巻数に設定されており、この２次巻線に
は、１個以上のタップを設けてある。図３では、２箇所
のタップｔｐ₁，ｔｐ₂を設けた場合について示してい
る。トランスＴ₁の２次巻線の一端は限流リアクトルし
てのインダクタＬを介してダイオードＤ₇，Ｄ₈に接続
されている。トランスＴ₁の２次巻線の他端は、スイッ
チング素子Ｓ₁を介してダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ に接続さ
れている。トランスＴ₁の２次巻線のタップｔｐ₁は、
スイッチング素子Ｓ₂を介してダイオードＤ₃，Ｄ₄に
接続されている。トランスＴ₁の２次巻線のタップｔｐ
₂は、スイッチング素子Ｓ₃を介してダイオードＤ₅，
Ｄ₆に接続されている。ダイオードＤ₁，Ｄ₃，Ｄ₅，
Ｄ₇の他端はコンデンサＣの一端へ接続されており、ダ
イオードＤ₂，Ｄ₄，Ｄ₆，Ｄ₈の他端はコンデンサＣ
の他端へ接続されて、整流・平滑回路５を構成してい
る。この回路で整流・平滑された直流電圧をインバータ
回路３に入力し、負荷４に必要な周波数の交流電圧に変
換して出力する。インバータ回路３はどのような回路で
も良い。

【００１８】以下、本実施例の動作について説明する
と、まず、負荷電圧が高いときは巻数が大きくなるよう
にスイッチング素子Ｓ₁をオンさせる。また、負荷電圧
が低いときは巻数が小さくなるようにスイッチング素子
Ｓ₃をオンさせる。そして、負荷電圧が中間レベルにあ
るときはスイッチング素子Ｓ₂をオンさせる。このよう
な制御を行うために、タップ選択回路９では、負荷４の
両端電圧を検出し、その大小に応じて、スイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃のいずれか１つをオンさせるもので
ある。なお、整流ダイオードＤ₁〜Ｄ₆をスイッチング
素子に置き換えて、タップ切り換え用のスイッチング素
子Ｓ₁〜Ｓ₃を省略し、所望の出力を得るためのタップ
に接続されたスイッチング素子のみが同期整流を行うよ
うな回路構成としてもよい。

【００１９】図４は本発明の第３の実施例の回路図であ
る。直流電源１からトランスＴ₁の２次側までは図３の
実施例と同様である。図４ではトランスＴ₁の２次巻線
のタップが１箇所の場合について示しているが、それ以
上でも構わない。トランスＴ ₁の２次巻線のＢ端は整流
ダイオードＤ₅，Ｄ₆に接続され、トランスＴ₁の２次
巻線のＡ端はインダクタＬを介して整流ダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂に接続されており、また、トランスＴ₁の２
次巻線のタップＯは整流ダイオードＤ₃，Ｄ₄に接続さ
れて、整流平滑回路５を構成している。整流・平滑回路
５以降は第３の実施例と同様である。負荷電圧が高いと
きには、Ａ端を介して電流が流れて、負荷電圧がＢ端電
圧より高ければＢ端には電流が流れない。負荷電圧が低
下し、Ｂ端電圧より低くなれば、Ｂ端を通る経路でも電
流が流れ始める。負荷電圧がより低いと、Ａ端、Ｂ端共
に電流が流れるが、インダクタＬがあるため低電圧出力
時には、Ｂ端を通る電流を多く流すように調整できる。
この回路は、負荷が定電力負荷や、放電灯負荷のよう
に、電圧が高いほど電流が少なくなるような負荷に対し
て非常に有効である。

【００２０】図５の実施例は、インダクタＬ₂₁の他に補
助インダクタＬ₂₂を設けたものである。この場合、巻数
比をｎ₂₁＞ｎ₂₂とし、インダクタをＬ₂₁＞Ｌ₂₂に設定す
れば、出力電圧が高いとき、トランスＴ₁のＡ端から、
インダクタＬ₂₁、整流平滑回路５、補助インダクタ
Ｌ₂₂、トランスＴ₁のＢ端の経路で電流が流れる。出力
電圧が低いときは、トランスＴ₁のＯタップ、整流平滑
回路５、補助インダクタＬ ₂₂、トランスＴ₁のＢ端を通
る電流が増大する。また、出力電圧が中間レベルのとき
には、トランスＴ₁のＡ端、インダクタＬ₂₁、整流平滑
回路５、トランスＴ ₁のＯタップを通る電流が増大す
る。このように、電流の多い２次巻線が自動的に切り換
わる。図６の実施例は、図５におけるインダクタＬ₂₁と
Ｌ₂₂を磁気結合し、１つの部品にまとめたものであり、
より小型化できる。

【００２１】図７は本発明の第４の実施例であり、図１
の実施例で示したように、複数の２次巻線を出力電圧に
よって切り換える方法を、１次巻線に対して適用したも
のである。すなわち、複数の１次巻線を持つトランスＴ
₁を有し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃によりい
ずれか１つの１次巻線を高周波変換回路６の出力に接続
するものである。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃は
巻線選択回路７によりいずれか１つがオンされるように
制御される。巻線選択回路７は、負荷４への出力電圧を
検出しており、この出力電圧が高いときには、スイッチ
ング素子Ｓ₁のみをオンして、巻数の少ない１次巻線を
選択し、１次側と２次側の巻数比を大きく設定する。反
対に、出力電圧が低いときには、スイッチング素子Ｓ₃
のみをオンして、巻数の多い１次巻線を選択し、１次側
と２次側の巻数比を小さく設定する。また、出力電圧が
中間レベルのときには、スイッチング素子Ｓ₂のみをオ
ンして、１次側と２次側の巻数比を中間程度に設定する
ものである。

【００２２】図８は本発明の第５の実施例であり、図３
の実施例で示したように、２次巻線に１箇所以上のタッ
プを設け、電流を流すタップを出力電圧に応じて切り換
える方法を１次巻線に対して適用したものである。すな
わち、１箇所以上のタップを設けた１次巻線を持つトラ
ンスＴ₁を有し、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ₃に
よりいずれか１つのタップを高周波変換回路６の出力に
接続するものである。スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂，Ｓ
₃はタップ選択回路９によりいずれか１つがオンされる
ように制御される。タップ選択回路９は、負荷４への出
力電圧を検出しており、この出力電圧が高いときには、
スイッチング素子Ｓ₃のみをオンして、１次側と２次側
の巻数比を大きく設定し、反対に、出力電圧が低いとき
には、スイッチング素子Ｓ₁のみをオンして、１次側と
２次側の巻数比を小さく設定するものである。また、出
力電圧が中間レベルであるときには、スイッチング素子
Ｓ ₂のみをオンして、１次側と２次側の巻数比を中間程
度に設定するものである。

【００２３】図９は本発明の第６の実施例であり、プッ
シュプルインバータよりなる高周波変換回路６のスイッ
チング素子Ｑ₁〜Ｑ₄をタップ切り換え用のスイッチン
グ素子として兼用したものである。スイッチング素子Ｑ
₁〜Ｑ₄は、図１０に示すように、高周波発振器１０の
出力と、タップ選択回路９の出力を論理演算して得られ
たドライブ信号により駆動される。負荷４の出力電圧が
高いときには、タップ選択回路９の出力はＨｉｇｈレベ
ルとなり、ＡＮＤ回路Ａ₁が信号通過状態となり、トラ
ンジスタＱ₂，Ｑ₃が高周波発振器１０の出力により交
互にオン・オフされる。これにより、トランスＴ₁の１
次側と２次側の巻数比は大きくなる。また、負荷４の出
力電圧が低いときには、タップ選択回路９の出力はＬｏ
ｗレベルとなり、ＡＮＤ回路Ａ₂が信号通過状態とな
り、トランジスタＱ₁，Ｑ₄が高周波発振器１０の出力
により交互にオン・オフされる。これにより、トランス
Ｔ₁の１次側と２次側の巻数比は小さくなる。

【００２４】図１１は本発明の第７の実施例であり、フ
ルブリッジインバータよりなる高周波変換回路６のスイ
ッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₆をタップ切り換え用のスイッチ
ング素子として兼用したものである。スイッチング素子
Ｑ₁〜Ｑ₆は、図１２に示すように、高周波発振器１０
の出力と、タップ選択回路９の出力を論理演算して得ら
れたドライブ信号により駆動される。負荷の出力電圧が
高いときには、タップ選択回路９の出力はＨｉｇｈレベ
ルとなり、ＡＮＤ回路Ａ₁が信号通過状態となり、トラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₄とＱ₂，Ｑ₃が高周波発振器１０の
出力により交互にオン・オフされる。これにより、トラ
ンスＴ₁の１次側と２次側の巻数比は大きくなる。ま
た、負荷の出力電圧が低いときには、タップ選択回路９
の出力はＬｏｗレベルとなり、ＡＮＤ回路Ａ₂が信号通
過状態となり、トランジスタＱ₁，Ｑ₆とＱ₂，Ｑ₅が
高周波発振器１０の出力により交互にオン・オフされ
る。これにより、トランスＴ₁の１次側と２次側の巻数
比は小さくなる。

【００２５】図１３は請求項６記載の発明の一実施例で
ある。直流電源１の直流電圧は高周波変換回路６により
高周波に変換されて、トランスＴ₁の１次巻線に印加さ
れ、トランスＴ₁の２次巻線には、インダクタＬ₂とコ
ンデンサＣ₂の直列共振回路が接続されている。コンデ
ンサＣ₂の両端には、整流・平滑回路５が接続されてお
り、その整流・平滑出力は、インバータ回路３により交
流電圧に変換されて、負荷４に供給される。ここで、高
周波変換回路６としては、例えば、図２に示すように、
トランジスタＱ₆₁，Ｑ₆₂，Ｑ₆₃，Ｑ₆₄よりなるフルブリ
ッジ回路のほか、ハーフブリッジ回路、プッシュプル回
路など任意の回路を用いることができる。図２の回路で
は、スイッチング素子Ｑ₆₁，Ｑ₆₄がオン、スイッチング
素子Ｑ₆₂，Ｑ₆₃がオフである状態と、スイッチング素子
Ｑ₆₁，Ｑ₆₄がオフ、スイッチング素子Ｑ₆₂，Ｑ₆₃がオン
である状態とが交互に切り替わるものであり、これによ
り入力された直流電圧を必要な周波数の交流電圧として
出力することができる。また、ハーフブリッジ構成で
は、スイッチング素子Ｑ₆₃，Ｑ₆₄をそれぞれコンデンサ
で置き換えるものである。整流・平滑回路５は図１４の
ようなダイオードＤ₅₁〜Ｄ₅₄を含む整流ブリッジ回路と
平滑コンデンサＣ₅のほか何でも良い。インバータ回路
３も従来例と同様どのような回路でもよい。通常の負荷
時、つまり、負荷インピーダンスが比較的低いときに
は、コンデンサＣ₂のリアクタンスが負荷インピーダン
スに比べて大幅に大きい値になるように、コンデンサＣ
₂の容量および高周波変換回路６の周波数を決定すれ
ば、コンデンサＣ₂に流れる電流は無視できるほど小さ
くなり、インダクタＬ₂のみが限流要素として働く。ま
た、無負荷時などのように、負荷インピーダンスが非常
に大きくなると、インダクタＬ ₂の電流は、負荷側より
コンデンサＣ₂に流れるようになり、共振回路の特性が
強くなる。このとき、高周波変換回路６の周波数や、ト
ランスＴ₁の２次電圧を調整することで、トランスＴ₁
の２次電圧よりも高い電圧を得ることができる。なお、
インダクタＬ₂はトランスＴ₁の２次巻線の漏れインピ
ーダンスを利用しても良い。

【００２６】図１５は請求項７記載の発明の一実施例で
ある。本実施例では、図１３の実施例において、インダ
クタＬ₂を可飽和リアクトルに変更したものである。共
振によって電圧を上昇させるとき、共振回路に流れる電
流は小さい方が良い。そのためには、インダクタＬ₂を
大きくして、コンデンサＣ₂を小さくすれば良い。しか
し、インダクタＬ₂を大きくすると、通常の負荷時の出
力が取り出せなくなる。あるいは、共振周波数を非常に
高い所へシフトする必要が生じる。共振周波数について
は、高周波変換回路６の能力に限界があるため、あまり
高くすることができない。そこで、電流が少ないとき、
インダクタンス値の大きくなる可飽和リアクトルをイン
ダクタＬ₂として用いる。これにより、インダクタＬ₂
を大きくできるので、コンデンサＣ₂を小さくしても共
振周波数はそのままにすることができ、同一電圧にして
も、コンデンサＣ₂が小さいので、共振回路電流を抑
え、昇圧できる。また、このときの電流で、可飽和リア
クトルが飽和しないように設計する。通常の負荷時に
は、負荷電流、すなわち、インダクタＬ₂を流れる電流
が大きくなるから、インダクタＬ₂は飽和状態となり、
リアクタンス値が小さくなるので、十分な負荷電流が取
り出せる。インダクタＬ₂の飽和時のリアクタンス値が
過度に小さくなる場合は、図１６に示すように、可飽和
リアクトルＬ₂₂と直列に通常のリアクトルＬ₂₁を接続し
ても良い。

【００２７】図１７は請求項８記載の発明の一実施例で
あり、直流電源１からトランスＴ₁までは、図１３の実
施例と同様である。インダクタＬ₂は限流要素としての
リアクトルであり、無くても良い。整流・平滑回路５は
フルブリッジダイオード整流回路を基本とし、１つのダ
イオードアームに対して、コンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が並列
に接続されている。これにより倍電圧整流回路が構成さ
れている。図１７では、ダイオードＤ₂₃，Ｄ₂₄と並列に
コンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が接続されているが、ダイオード
Ｄ₂₁，Ｄ₂₂にそれぞれ並列にコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂を接
続しても良い。その後段には、平滑用コンデンサＣが接
続されている。負荷インピーダンスが非常に大きくな
り、負荷電流が小さくなったとき、トランスＴ₁の２次
巻線Ａ端が正のときに、ダイオードＤ₂₁を介してコンデ
ンサＣ₂₁に充電され、トランスＴ₁の２次巻線のＢ端が
正になると、コンデンサＣ₂₁を通り、コンデンサＣに充
電されて、このとき、トランスＴ₁の２次電圧にコンデ
ンサＣ₂₁の電圧が加わってコンデンサＣが充電される。
同時に、ダイオードＤ₂₂を介してコンデンサＣ₂₂が充電
される。トランスＴ₁の２次巻線のＡ端が正になると、
コンデンサＣ₂₂を通り、コンデンサＣが充電されて、こ
のとき、トランスＴ₁の２次電圧に、コンデンサＣ₂₂の
電圧が加わって、コンデンサＣに充電される。以上の動
作が繰り返されて、コンデンサＣにトランスＴ₁の２次
電圧以上の電圧が充電される。コンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂の
値を小さくすれば、通常の負荷時において、コンデンサ
Ｃ₂₁，Ｃ ₂₂は無視され、ダイオードＤ₂₁〜Ｄ₂₄で構成さ
れる通常のダイオードブリッジ動作となる。

【００２８】なお、整流・平滑回路５は、図１８のよう
に、フルブリッジを構成するダイオードのうちの１つの
みに並列に接続したものでもよい。また、図１９のよう
にフルブリッジを構成するダイオードのうち、対角線上
にあるダイオードの１対に並列に接続したものでもよ
い。以上のように、負荷インピーダンスが高くなると、
整流回路が自動的に切り換わる整流手段を有することに
より、トランスＴ₁の２次電圧以上の電圧を得ることが
できる。

【００２９】

【発明の効果】請求項１乃至５に記載の発明によれば、
負荷への出力電圧に応じてトランスの１次巻線と２次巻
線の巻数比を切り換えることで、負荷への出力電圧に適
したトランスの変換比が得られ、高周波変換部の無効電
力を低減し、高周波変換のためにスイッチングされる電
流、特に、トランスの１次電流を抑制し、損失の低減を
図ることができるという効果があり、出力電圧範囲が広
い場合において、出力電圧が低いときの損失低減の効果
が特に大きい。また、限流要素の共通化により回路構成
を簡単化でき、小型化が可能となるという効果がある。
なお、巻線やタップを切り換えるためのスイッチング素
子の基準端子を共通化することにより、ドライブ回路等
の簡略化が可能となる。

【００３０】また、請求項６に記載された発明によれ
ば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の構成要素の中で、昇圧を行う
ためのトランスの巻数比を、通常の負荷時における最大
電圧で設計し、負荷インピーダンスが非常に高いとき
に、それ以上の電圧が必要である場合には、トランスの
２次側の回路において、共振電圧による昇圧、あるいは
負荷インピーダンスによる整流回路の切り換えなどによ
り、さらに高い電圧に昇圧できるため、トランス巻数比
を過剰に大きくしなくても良く、したがって、トランス
の１次電流を低減でき、損失を減らすことができるとい
う効果がある。さらに、請求項７に記載された発明によ
れば、可飽和リアクトルを用いたことにより無負荷時に
は大きなリアクタンス、通常の負荷時には小さなリアク
タンスを得ることができるので、好都合である。また、
請求項８乃至１０に記載された発明によれば、倍電圧整
流回路を利用することにより、無負荷時に容易に高電圧
を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例に用いる高周波変換回路の
回路図である。

【図３】本発明の第２実施例の回路図である。

【図４】本発明の第３実施例の回路図である。

【図５】本発明の第３実施例の一変形例の回路図であ
る。

【図６】本発明の第３実施例の他の変形例の回路図であ
る。

【図７】本発明の第４実施例の回路図である。

【図８】本発明の第５実施例の回路図である。

【図９】本発明の第６実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第６実施例に用いる制御回路の回路
図である。

【図１１】本発明の第７実施例の回路図である。

【図１２】本発明の第７実施例に用いる制御回路の回路
図である。

【図１３】請求項６の発明の一実施例の回路図である。

【図１４】請求項６の発明の一実施例に用いる整流・平
滑回路の回路図である。

【図１５】請求項７の発明の一実施例の回路図である。

【図１６】請求項７の発明の他の実施例に用いるリアク
トルの回路図である。

【図１７】請求項８の発明の一実施例の回路図である。

【図１８】請求項９の発明の一実施例の要部回路図であ
る。

【図１９】請求項１０の発明の一実施例の要部回路図で
ある。

【図２０】第１の従来例の回路図である。

【図２１】第１の従来例に用いるインバータ回路の回路
図である。

【図２２】第１の従来例に用いるＤＣ−ＤＣ変換回路の
回路図である。

【図２３】第１の従来例に用いる他のＤＣ−ＤＣ変換回
路の回路図である。

【図２４】第２の従来例の回路図である。

【図２５】第２の従来例に用いる整流・平滑回路の詳細
を示す回路図である。

【図２６】第２の従来例に用いる高周波変換回路の詳細
を示す回路図である。

【図２７】第３の従来例の回路図である。

【符号の説明】

Ｑ₁ トランジスタＱ₂ トランジスタＱ₃ トランジスタＣコンデンサＬインダクタＴ₁ トランス１直流電源３インバータ回路４負荷５整流・平滑回路６高周波変換回路７巻線選択回路８ドライブ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記トランスは、１次巻線に対する巻数比が異なる２次巻
線を複数備え、負荷への出力電圧に応じて出力を得るた
めの２次巻線を切り換える手段を備え、この２次巻線を
切り換える手段と直列に共通の限流要素を設けたことを
特徴とする電力変換装置。
【請求項２】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記トランスは、２次巻線が１箇所以上のタップを有し、
負荷への出力電圧に応じて出力を得るためのタップを切
り換える手段を備え、このタップを切り換える手段と直
列に共通の限流要素を設けたことを特徴とする電力変換
装置。
【請求項３】前記２次巻線又はタップを切り換える
手段に代えて、負荷への出力電圧に応じて負荷電流が多
く流れる主たる閉回路が切り換わるように、前記限流要
素の定数を設定したことを特徴とする請求項１又は２に
記載の電力変換装置。
【請求項４】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記トランスは、２次巻線に対する巻数比が異なる１次巻
線を複数備え、負荷への出力電圧に応じて出力を得るた
めの１次巻線を切り換える手段を備えることを特徴とす
る電力変換装置。
【請求項５】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記トランスは、１次巻線が１箇所以上のタップを有し、
負荷への出力電圧に応じて出力を得るためのタップを切
り換える手段を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記トランスの２次側と整流・平滑回路との間にＬＣ共振
回路を設けて、このＬＣ共振回路によって負荷インピー
ダンスが高いときに出力電圧を昇圧する制御手段を有す
ることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】前記ＬＣ共振回路におけるインダクタ
を可飽和リアクトルに置換したことを特徴とする請求項
６記載の電力変換装置。
【請求項８】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記整流・平滑回路は整流用のダイオードブリッジを含
み、このダイオードブリッジの１つのアームを構成する
２つのダイオードにそれぞれコンデンサを並列に接続し
たことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記整流・平滑回路は整流用のダイオードブリッジを含
み、このダイオードブリッジを構成するダイオードのい
ずれか１つにコンデンサを並列に接続したことを特徴と
する電力変換装置。
【請求項１０】直流電源と、直流電源を高周波に変換
する手段と、この高周波を昇圧するトランスと、昇圧さ
れた高周波を整流・平滑して直流電力を得る手段よりな
るＤＣ−ＤＣ変換手段と、前記ＤＣ−ＤＣ変換手段によ
って得られた直流電力を負荷に必要な周波数に変換する
ＤＣ−ＡＣ変換手段を有する電力変換装置において、前
記整流・平滑回路は整流用のダイオードブリッジを含
み、このダイオードブリッジの対角線上に配置された１
組のダイオードにそれぞれコンデンサを並列に接続した
ことを特徴とする電力変換装置。