JP3232593B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP3232593B2 JP3232593B2 JP21118991A JP21118991A JP3232593B2 JP 3232593 B2 JP3232593 B2 JP 3232593B2 JP 21118991 A JP21118991 A JP 21118991A JP 21118991 A JP21118991 A JP 21118991A JP 3232593 B2 JP3232593 B2 JP 3232593B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- capacitor
- diode
- inductor
- current
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源からの交流入
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
などの負荷回路に供給する電源装置に関するものであ
る。
力電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ
などの負荷回路に供給する電源装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、蛍光灯の高周波点灯装置を駆動す
るために、交流電源からの交流入力電圧を整流平滑して
直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータなどの負
荷回路に供給する電源装置が広く用いられている。この
種の電源装置の従来例（特開昭５９−１４０２１号参
照）を図５に例示する。この装置では、交流電源Ｖｓに
フィルター回路ＦＴを介して全波整流器ＤＢの交流入力
端子を接続し、全波整流器ＤＢの直流出力端子に逆流阻
止用のダイオードＤ1 を介して電源平滑用のコンデンサ
Ｃ0 を接続し、このコンデンサＣ0 からインバータなど
の負荷回路ＩＶに直流電力を供給している。全波整流器
ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ1 とトランジス
タＱ1 の直列回路が接続されている。トランジスタＱ1
の両端には、ダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ0 が
接続されている。
るために、交流電源からの交流入力電圧を整流平滑して
直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータなどの負
荷回路に供給する電源装置が広く用いられている。この
種の電源装置の従来例（特開昭５９−１４０２１号参
照）を図５に例示する。この装置では、交流電源Ｖｓに
フィルター回路ＦＴを介して全波整流器ＤＢの交流入力
端子を接続し、全波整流器ＤＢの直流出力端子に逆流阻
止用のダイオードＤ1 を介して電源平滑用のコンデンサ
Ｃ0 を接続し、このコンデンサＣ0 からインバータなど
の負荷回路ＩＶに直流電力を供給している。全波整流器
ＤＢの直流出力端子には、インダクタＬ1 とトランジス
タＱ1 の直列回路が接続されている。トランジスタＱ1
の両端には、ダイオードＤ2 を介してコンデンサＣ0 が
接続されている。
【０００３】図５の従来例では、トランジスタＱ1 は制
御回路Ｋ1 により高周波的にオン・オフされ、チョッパ
ー回路ＣＨを構成している。トランジスタＱ1 がオンさ
れると、全波整流器ＤＢの整流出力電圧によりインダク
タＬ1 に電流が流れて、インダクタＬ1 にエネルギーが
蓄積される。そして、トランジスタＱ1 がオフすると、
インダクタＬ1 に電圧が発生し、この電圧が全波整流器
ＤＢの整流出力電圧に加算され、ダイオードＤ2 を介し
てコンデンサＣ0 に充電される。したがって、コンデン
サＣ0 には全波整流器ＤＢの整流出力電圧のピーク値よ
りも高い直流電圧が得られて、この直流電圧により、負
荷回路ＩＶが駆動されるものである。
御回路Ｋ1 により高周波的にオン・オフされ、チョッパ
ー回路ＣＨを構成している。トランジスタＱ1 がオンさ
れると、全波整流器ＤＢの整流出力電圧によりインダク
タＬ1 に電流が流れて、インダクタＬ1 にエネルギーが
蓄積される。そして、トランジスタＱ1 がオフすると、
インダクタＬ1 に電圧が発生し、この電圧が全波整流器
ＤＢの整流出力電圧に加算され、ダイオードＤ2 を介し
てコンデンサＣ0 に充電される。したがって、コンデン
サＣ0 には全波整流器ＤＢの整流出力電圧のピーク値よ
りも高い直流電圧が得られて、この直流電圧により、負
荷回路ＩＶが駆動されるものである。
【０００４】図５の回路では、全波整流器ＤＢと電源平
滑用のコンデンサＣ0 の間に、チョッパー回路ＣＨを備
えているので、全波整流器ＤＢの整流出力電圧が低い期
間においても入力電流が流れて、これにより、入力力率
が改善される。しかしながら、この回路構成では、交流
電源Ｖｓを投入した直後に、交流電源Ｖｓ、フィルター
回路ＦＴ、全波整流器ＤＢ、ダイオードＤ1 、コンデン
サＣ0 、全波整流器ＤＢ、フィルター回路ＦＴ、交流電
源Ｖｓを通る経路で過渡的に突入電流が流れるという問
題がある。このため、電源オン／オフ用のスイッチが有
る場合には、スイッチの接点にアークが発生し、溶着・
接点損傷等の不都合が生じる。これを防ぐためには、接
点容量の大きいスイッチを用いたり、高性能の切替機構
を用いる等の対策が必要となる。また、突入電流を流す
ために、フィルター回路ＦＴや全波整流器ＤＢ等の部品
についても電流容量の大きい回路素子が必要となり、コ
ストの上昇を招いたり、寸法・形状の大型化という問題
を生じる。
滑用のコンデンサＣ0 の間に、チョッパー回路ＣＨを備
えているので、全波整流器ＤＢの整流出力電圧が低い期
間においても入力電流が流れて、これにより、入力力率
が改善される。しかしながら、この回路構成では、交流
電源Ｖｓを投入した直後に、交流電源Ｖｓ、フィルター
回路ＦＴ、全波整流器ＤＢ、ダイオードＤ1 、コンデン
サＣ0 、全波整流器ＤＢ、フィルター回路ＦＴ、交流電
源Ｖｓを通る経路で過渡的に突入電流が流れるという問
題がある。このため、電源オン／オフ用のスイッチが有
る場合には、スイッチの接点にアークが発生し、溶着・
接点損傷等の不都合が生じる。これを防ぐためには、接
点容量の大きいスイッチを用いたり、高性能の切替機構
を用いる等の対策が必要となる。また、突入電流を流す
ために、フィルター回路ＦＴや全波整流器ＤＢ等の部品
についても電流容量の大きい回路素子が必要となり、コ
ストの上昇を招いたり、寸法・形状の大型化という問題
を生じる。
【０００５】他の従来例として、特開昭６１−４６１８
１号公報には、降圧型チョッパーとインバータとでスイ
ッチング素子を兼用した電源装置が開示されている。こ
の従来例では、電源投入時の突入電流は発生しにくい
が、インバータの電源は部分平滑電源となり、出力に大
きなリップルが生じるという問題がある。また、チョッ
パー回路が降圧型に限定され、昇圧型は使用できないと
いう問題がある。
１号公報には、降圧型チョッパーとインバータとでスイ
ッチング素子を兼用した電源装置が開示されている。こ
の従来例では、電源投入時の突入電流は発生しにくい
が、インバータの電源は部分平滑電源となり、出力に大
きなリップルが生じるという問題がある。また、チョッ
パー回路が降圧型に限定され、昇圧型は使用できないと
いう問題がある。
【０００６】別の従来例として、特開昭６１−９４５６
９号公報には、電源平滑用の電解コンデンサへの突入電
流を防止するべく、高周波インバータのチョークを介し
て電解コンデンサに電流を流す回路構成が開示されてい
るが、フェライトなどを用いた高周波用のチョークであ
るため、磁気飽和を来たし、突入電流の抑制効果が充分
でないという問題がある。また、ケイ素鋼板などを用い
た低周波用のチョークを使用すれば、磁気飽和は生じな
くなるが、重量が重くなるという不都合が生じる。
９号公報には、電源平滑用の電解コンデンサへの突入電
流を防止するべく、高周波インバータのチョークを介し
て電解コンデンサに電流を流す回路構成が開示されてい
るが、フェライトなどを用いた高周波用のチョークであ
るため、磁気飽和を来たし、突入電流の抑制効果が充分
でないという問題がある。また、ケイ素鋼板などを用い
た低周波用のチョークを使用すれば、磁気飽和は生じな
くなるが、重量が重くなるという不都合が生じる。
【０００７】さらに他の従来例として、特開昭５８−１
７０３７８号公報には、インバータの高周波トランスの
出力をフィードバックして、電解コンデンサを充電する
回路構成が開示されているが、部分平滑方式であるた
め、インバータの出力に大きなリップルが生じるという
問題があり、また、定常時の入力電流波形に高次の高調
波成分を含むものであり、入力電流歪みに関して改良の
余地がある。
７０３７８号公報には、インバータの高周波トランスの
出力をフィードバックして、電解コンデンサを充電する
回路構成が開示されているが、部分平滑方式であるた
め、インバータの出力に大きなリップルが生じるという
問題があり、また、定常時の入力電流波形に高次の高調
波成分を含むものであり、入力電流歪みに関して改良の
余地がある。
【０００８】さらに別の従来例として、実開昭６３−１
３４５００号公報には、インバータの高周波電力をトラ
ンスを介して整流し、電源用の電解コンデンサに供給す
る回路構成が開示されているが、インバータの出力に大
きなリップルが生じると共に、入力電流歪みが大きいと
いう問題がある。そのほか、特開平３−２１１０６５号
公報にも類似の回路構成が開示されているが、これも突
入電流が発生するという問題がある。
３４５００号公報には、インバータの高周波電力をトラ
ンスを介して整流し、電源用の電解コンデンサに供給す
る回路構成が開示されているが、インバータの出力に大
きなリップルが生じると共に、入力電流歪みが大きいと
いう問題がある。そのほか、特開平３−２１１０６５号
公報にも類似の回路構成が開示されているが、これも突
入電流が発生するという問題がある。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、入力電流の高調波成分が少なく、高入力力率で、電
解コンデンサの平滑度が高く、しかも電源投入時の突入
電流が小さい電源装置を提供することにある。
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、入力電流の高調波成分が少なく、高入力力率で、電
解コンデンサの平滑度が高く、しかも電源投入時の突入
電流が小さい電源装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置によれ
ば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電力で駆動される負荷回路Ｒと、前記負荷回路Ｒに
直流電力を供給するためのコンデンサＣ 0 と、前記コン
デンサＣ 0 から前記負荷回路Ｒへの直流電力の供給経路
を構成するダイオードＤ 0 と、高周波でオン・オフ駆動
されるスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と、前記スイッチン
グ素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 を介して交流電源Ｖｓから流れる電流
によりエネルギーを蓄積されるチョッパー用のインダク
タＴ 0 と、前記インダクタＴ 0 の２次巻線出力を整流し
て前記コンデンサＣ 0 を充電する整流手段ＤＢ 0 と、前
記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と順方向が一致するよう
に直列に接続され、該スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 がオ
フされたときに前記チョッパー用のインダクタＴ 0 の１
次巻線ｎ 1 から負荷回路Ｚに放出される電流を阻止する
極性に接続された第１のダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 と、前記
スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と第１のダイオードＤ 5 ，
Ｄ 6 の直列回路に逆並列に接続され、負荷回路Ｚにフラ
イホイール電流を流す極性に接続された第２のダイオー
ドＤ 3 ，Ｄ 4 とを備え、負荷回路Ｒは誘導性素子を含む
ことを特徴とするものである。
ば、上記の課題を解決するために、図１に示すように、
直流電力で駆動される負荷回路Ｒと、前記負荷回路Ｒに
直流電力を供給するためのコンデンサＣ 0 と、前記コン
デンサＣ 0 から前記負荷回路Ｒへの直流電力の供給経路
を構成するダイオードＤ 0 と、高周波でオン・オフ駆動
されるスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と、前記スイッチン
グ素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 を介して交流電源Ｖｓから流れる電流
によりエネルギーを蓄積されるチョッパー用のインダク
タＴ 0 と、前記インダクタＴ 0 の２次巻線出力を整流し
て前記コンデンサＣ 0 を充電する整流手段ＤＢ 0 と、前
記スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と順方向が一致するよう
に直列に接続され、該スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 がオ
フされたときに前記チョッパー用のインダクタＴ 0 の１
次巻線ｎ 1 から負荷回路Ｚに放出される電流を阻止する
極性に接続された第１のダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 と、前記
スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 と第１のダイオードＤ 5 ，
Ｄ 6 の直列回路に逆並列に接続され、負荷回路Ｚにフラ
イホイール電流を流す極性に接続された第２のダイオー
ドＤ 3 ，Ｄ 4 とを備え、負荷回路Ｒは誘導性素子を含む
ことを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】図１の回路では、交流電源Ｖｓからスイッチン
グ素子Ｑ 1 またはＱ 2 を介してインダクタＴ 0 に電流を
流して、このインダクタＴ 0 に蓄積されたエネルギーを
インダクタＴ 0 の２次巻線ｎ 2 から整流手段ＤＢ 0 を介
してコンデンサＣ 0 に充電し、このコンデンサＣ 0 から
ダイオードＤ 0 を介して負荷回路Ｒに直流電力を供給す
るように構成したから、スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の
オン・オフを制御することにより、電源投入時の交流電
源Ｖｓからの突入電流を防止することができ、したがっ
て、回路素子の電流耐量を低減して、装置のコストを安
価にすることができる。また、交流電源Ｖｓからインダ
クタＴ 0 に高周波的に電流を流すことにより、入力電流
の休止を無くして、入力電流の高調波成分を低減し、入
力力率を改善することができる。また、インダクタＴ 0
の１次巻線ｎ 1 と２次巻線ｎ 2 の巻数比を調整すること
により、コンデンサＣ 0 に得られる電圧を自由に設定で
きるので、交流電源Ｖｓの整流電圧のピーク値よりも高
い電圧をコンデンサＣ 0 に充電すれば、リップルの少な
い平滑度の高い直流電力を負荷回路Ｚに与えることが可
能になる。また、ダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 を設けたことに
より、図２に示した１次巻線ｎ 1 の電流Ｉｎ 1 における
斜線部分の電流を阻止することができ、インダクタＴ 0
の２次巻線ｎ 2 に転換されずに放出される電流を無くす
ことができるので、インダクタＴ 0 のエネルギー転換効
率を高めて、コンデンサＣ 0 の充電効率を高めることが
できるものである。このようなダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 を
設けた場合において、インバータの負荷回路Ｒに誘導性
素子が含まれている場合には、フライホイール電流を流
す経路が必要となるので、図１のようにダイオード
Ｄ 3 ，Ｄ 4 を接続しているものである。
グ素子Ｑ 1 またはＱ 2 を介してインダクタＴ 0 に電流を
流して、このインダクタＴ 0 に蓄積されたエネルギーを
インダクタＴ 0 の２次巻線ｎ 2 から整流手段ＤＢ 0 を介
してコンデンサＣ 0 に充電し、このコンデンサＣ 0 から
ダイオードＤ 0 を介して負荷回路Ｒに直流電力を供給す
るように構成したから、スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ 2 の
オン・オフを制御することにより、電源投入時の交流電
源Ｖｓからの突入電流を防止することができ、したがっ
て、回路素子の電流耐量を低減して、装置のコストを安
価にすることができる。また、交流電源Ｖｓからインダ
クタＴ 0 に高周波的に電流を流すことにより、入力電流
の休止を無くして、入力電流の高調波成分を低減し、入
力力率を改善することができる。また、インダクタＴ 0
の１次巻線ｎ 1 と２次巻線ｎ 2 の巻数比を調整すること
により、コンデンサＣ 0 に得られる電圧を自由に設定で
きるので、交流電源Ｖｓの整流電圧のピーク値よりも高
い電圧をコンデンサＣ 0 に充電すれば、リップルの少な
い平滑度の高い直流電力を負荷回路Ｚに与えることが可
能になる。また、ダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 を設けたことに
より、図２に示した１次巻線ｎ 1 の電流Ｉｎ 1 における
斜線部分の電流を阻止することができ、インダクタＴ 0
の２次巻線ｎ 2 に転換されずに放出される電流を無くす
ことができるので、インダクタＴ 0 のエネルギー転換効
率を高めて、コンデンサＣ 0 の充電効率を高めることが
できるものである。このようなダイオードＤ 5 ，Ｄ 6 を
設けた場合において、インバータの負荷回路Ｒに誘導性
素子が含まれている場合には、フライホイール電流を流
す経路が必要となるので、図１のようにダイオード
Ｄ 3 ，Ｄ 4 を接続しているものである。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、本実施例の回路構成について説明する。トランジ
スタＱ 1 ，Ｑ 2 の直列回路には、ダイオードＤ 1 ，Ｄ 2
の直列回路が逆方向に並列接続されている。トランジス
タＱ1 ，Ｑ2 の接続点は、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続
点に接続されている。ダイオードＤ 3 ，Ｄ 5 の直列回路
はトランジスタＱ 1 に逆方向に並列接続されており、ダ
イオードＤ 4 ，Ｄ 6 の直列回路はトランジスタＱ 2 に逆
方向に並列接続されている。また、ダイオードＤ 3 ，Ｄ
5 の接続点とダイオードＤ 4 ，Ｄ 6 の接続点の間にはコ
ンデンサＣ 1 ，Ｃ 2 の直列回路が接続されている。トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
接続点の間には、負荷Ｒが接続されている。ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 の接続点は、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
とインダクタＬｆ、電源スイッチＳＷ0 を介して、交流
電源Ｖｓの一端に接続されている。交流電源Ｖｓの他端
は、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に接続されると共
に、コンデンサＣｆを介して、インダクタＴ0 の１次巻
線ｎ1 とインダクタＬｆの接続点に接続されている。イ
ンダクタＬｆとコンデンサＣｆは高周波成分を除去する
ためのフィルター回路ＦＴを構成している。インダクタ
Ｔ0 の２次巻線ｎ2 には全波整流器ＤＢ0 の交流入力端
子が接続されている。全波整流器ＤＢ0 の直流出力端子
には、電解コンデンサＣ0 が接続されている。このコン
デンサＣ0 は、図示された極性のダイオードＤ0 を介し
て、コンデンサＣ 1 ，Ｃ 2 の直列回路に接続されてい
る。
以下、本実施例の回路構成について説明する。トランジ
スタＱ 1 ，Ｑ 2 の直列回路には、ダイオードＤ 1 ，Ｄ 2
の直列回路が逆方向に並列接続されている。トランジス
タＱ1 ，Ｑ2 の接続点は、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続
点に接続されている。ダイオードＤ 3 ，Ｄ 5 の直列回路
はトランジスタＱ 1 に逆方向に並列接続されており、ダ
イオードＤ 4 ，Ｄ 6 の直列回路はトランジスタＱ 2 に逆
方向に並列接続されている。また、ダイオードＤ 3 ，Ｄ
5 の接続点とダイオードＤ 4 ，Ｄ 6 の接続点の間にはコ
ンデンサＣ 1 ，Ｃ 2 の直列回路が接続されている。トラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ1 ，Ｃ2 の
接続点の間には、負荷Ｒが接続されている。ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ2 の接続点は、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
とインダクタＬｆ、電源スイッチＳＷ0 を介して、交流
電源Ｖｓの一端に接続されている。交流電源Ｖｓの他端
は、ダイオードＤ3 ，Ｄ4 の接続点に接続されると共
に、コンデンサＣｆを介して、インダクタＴ0 の１次巻
線ｎ1 とインダクタＬｆの接続点に接続されている。イ
ンダクタＬｆとコンデンサＣｆは高周波成分を除去する
ためのフィルター回路ＦＴを構成している。インダクタ
Ｔ0 の２次巻線ｎ2 には全波整流器ＤＢ0 の交流入力端
子が接続されている。全波整流器ＤＢ0 の直流出力端子
には、電解コンデンサＣ0 が接続されている。このコン
デンサＣ0 は、図示された極性のダイオードＤ0 を介し
て、コンデンサＣ 1 ，Ｃ 2 の直列回路に接続されてい
る。
【００１３】以下、本実施例の動作について説明する。
交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、電源スイッチ
ＳＷ0 がオンされると、交流電源Ｖｓ、電源スイッチＳ
Ｗ0、フィルター回路ＦＴのインダクタＬｆ、インダク
タＴ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオードＤ1 、トランジスタ
Ｑ1 、交流電源Ｖｓを通る経路で電流が流れようとする
が、トランジスタＱ1 によるチョッパー動作を制御する
ことにより、インダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 、全波整流
器ＤＢ0 を介して、コンデンサＣ0 に過大な電流が流入
することは防止できる。さらに、電源投入時にトランジ
スタＱ1 に流れる電流のピーク値を、定常動作時にトラ
ンジスタＱ1 に流れる電流のピーク値と同程度に抑えよ
うとするならば、トランジスタＱ1 のオン期間を短くす
る制御（例えば、ＰＷＭ制御）を、電源スイッチＳＷ0
の投入後、商用交流電源Ｖｓの数サイクルについて実施
すれば良い。なお、交流電源Ｖｓが負の半サイクルの場
合については、トランジスタＱ2 を制御すれば良いもの
である。
交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、電源スイッチ
ＳＷ0 がオンされると、交流電源Ｖｓ、電源スイッチＳ
Ｗ0、フィルター回路ＦＴのインダクタＬｆ、インダク
タＴ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオードＤ1 、トランジスタ
Ｑ1 、交流電源Ｖｓを通る経路で電流が流れようとする
が、トランジスタＱ1 によるチョッパー動作を制御する
ことにより、インダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 、全波整流
器ＤＢ0 を介して、コンデンサＣ0 に過大な電流が流入
することは防止できる。さらに、電源投入時にトランジ
スタＱ1 に流れる電流のピーク値を、定常動作時にトラ
ンジスタＱ1 に流れる電流のピーク値と同程度に抑えよ
うとするならば、トランジスタＱ1 のオン期間を短くす
る制御（例えば、ＰＷＭ制御）を、電源スイッチＳＷ0
の投入後、商用交流電源Ｖｓの数サイクルについて実施
すれば良い。なお、交流電源Ｖｓが負の半サイクルの場
合については、トランジスタＱ2 を制御すれば良いもの
である。
【００１４】本実施例では、コンデンサＣ0 と直列にダ
イオードＤ0 を図示された極性で接続しているので、電
源スイッチＳＷ0 をオンしたときに、電源平滑用のコン
デンサＣ 0 に突入電流が流れ込むことは防止できる。
イオードＤ0 を図示された極性で接続しているので、電
源スイッチＳＷ0 をオンしたときに、電源平滑用のコン
デンサＣ 0 に突入電流が流れ込むことは防止できる。
【００１５】図１に示す回路において、コンデンサＣ0
に得られる電圧Ｖｃ0 は、インダクタＴ0 の巻線ｎ1 ，
ｎ2 の巻数比により自由に設定することができる。この
電圧Ｖｃ0 が商用サイクルの全期間を通してインバータ
の入力電圧Ｖｉよりも大きい場合には、インバータはコ
ンデンサＣ0 からリップルの無い電源電圧を供給される
ことになり、インバータの出力電圧の包絡線は一定とな
る。また、インバータの入力電圧ＶｉがコンデンサＣ0
の電圧Ｖｃ0 よりも大きくなる期間がある場合には、イ
ンバータにはリップルの多い部分平滑電源電圧が供給さ
れることになる。つまり、Ｖｉ≧Ｖｃ0 となる期間で
は、ダイオードＤ1 又はＤ2 を介して交流電源Ｖｓから
インバータに電源が供給され、Ｖｉ＜Ｖｃ0 となる期間
では、コンデンサＣ0 からダイオードＤ0 を介してイン
バータに電源が供給されるものである。したがって、用
途に応じてコンデンサＣ0 の電圧Ｖｃ0 を適切に設定す
れば良い。
に得られる電圧Ｖｃ0 は、インダクタＴ0 の巻線ｎ1 ，
ｎ2 の巻数比により自由に設定することができる。この
電圧Ｖｃ0 が商用サイクルの全期間を通してインバータ
の入力電圧Ｖｉよりも大きい場合には、インバータはコ
ンデンサＣ0 からリップルの無い電源電圧を供給される
ことになり、インバータの出力電圧の包絡線は一定とな
る。また、インバータの入力電圧ＶｉがコンデンサＣ0
の電圧Ｖｃ0 よりも大きくなる期間がある場合には、イ
ンバータにはリップルの多い部分平滑電源電圧が供給さ
れることになる。つまり、Ｖｉ≧Ｖｃ0 となる期間で
は、ダイオードＤ1 又はＤ2 を介して交流電源Ｖｓから
インバータに電源が供給され、Ｖｉ＜Ｖｃ0 となる期間
では、コンデンサＣ0 からダイオードＤ0 を介してイン
バータに電源が供給されるものである。したがって、用
途に応じてコンデンサＣ0 の電圧Ｖｃ0 を適切に設定す
れば良い。
【００１６】図３は図１に示す回路の動作を説明するた
めの波形図である。図中、（ａ）は電源スイッチＳＷ0
のオン／オフ状態を示しており、（ｂ）は交流電源Ｖｓ
からの入力電圧を示している。また、（ｃ）はダイオー
ドＤ0 と全波整流器ＤＢ0 及び２次巻線ｎ2 が無い場合
の従来例の突入電流を示している。これに対して、
（ｄ），（ｅ）は図１に示す回路について、インダクタ
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 に流れる電流と、交流電源Ｖｓから
の入力電流の波形をそれぞれ示している。この図３
（ｅ）に示す本発明の入力電流波形と、図３（ｃ）に示
す従来例の入力電流波形とを比較すれば明らかなよう
に、本発明では、電源投入時における入力電流に、過大
な突入電流が生じることは無い。
めの波形図である。図中、（ａ）は電源スイッチＳＷ0
のオン／オフ状態を示しており、（ｂ）は交流電源Ｖｓ
からの入力電圧を示している。また、（ｃ）はダイオー
ドＤ0 と全波整流器ＤＢ0 及び２次巻線ｎ2 が無い場合
の従来例の突入電流を示している。これに対して、
（ｄ），（ｅ）は図１に示す回路について、インダクタ
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 に流れる電流と、交流電源Ｖｓから
の入力電流の波形をそれぞれ示している。この図３
（ｅ）に示す本発明の入力電流波形と、図３（ｃ）に示
す従来例の入力電流波形とを比較すれば明らかなよう
に、本発明では、電源投入時における入力電流に、過大
な突入電流が生じることは無い。
【００１７】また、本実施例では、ダイオードＤ5 ，Ｄ
6 を挿入することにより、コンデンサＣ0 の充電効率を
改善している。コンデンサＣ0 の充電効率はインダクタ
Ｔ0による１次巻線ｎ1 から２次巻線ｎ2 へのエネルギ
ーの転換効率によって支配される。インダクタＴ0 の１
次巻線ｎ1 のエネルギーは、２次巻線ｎ2 へ１００％転
換されることが望ましいが、現実には、転換効率が１０
０％にはならず、コンデンサＣ0 の充電効率の低下の原
因となる。この転換効率の低下要因のうち、コアの損失
や巻線の直流抵抗損失は避けることができないが、イン
ダクタＴ0 のリーケージインダクタンス成分によるエネ
ルギーの蓄積分の放出は、図１に示すように、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 を挿入することにより防止できる。
6 を挿入することにより、コンデンサＣ0 の充電効率を
改善している。コンデンサＣ0 の充電効率はインダクタ
Ｔ0による１次巻線ｎ1 から２次巻線ｎ2 へのエネルギ
ーの転換効率によって支配される。インダクタＴ0 の１
次巻線ｎ1 のエネルギーは、２次巻線ｎ2 へ１００％転
換されることが望ましいが、現実には、転換効率が１０
０％にはならず、コンデンサＣ0 の充電効率の低下の原
因となる。この転換効率の低下要因のうち、コアの損失
や巻線の直流抵抗損失は避けることができないが、イン
ダクタＴ0 のリーケージインダクタンス成分によるエネ
ルギーの蓄積分の放出は、図１に示すように、ダイオー
ドＤ5 ，Ｄ6 を挿入することにより防止できる。
【００１８】図２は本実施例の動作説明のための波形図
である。図中、Ｉｎ1 はインダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
に流れる電流である。この電流Ｉｎ1 は、交流電源Ｖｓ
の正の半サイクルでは、ダイオードＤ1 を介して流れ、
負の半サイクルでは、ダイオードＤ2 を介して流れる。
今、交流電源Ｖｓが正の半サイクルであるとすると、ト
ランジスタＱ1 がオンされているときには、インダクタ
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオードＤ1 、トランジスタＱ
1 を介して電流Ｉｎ1 が流れ、この電流Ｉｎ1は直線的
に上昇する。次に、トランジスタＱ1 がオフすると、電
流Ｉｎ1 は斜線部分で示すように降下する。このとき、
ダイオードＤ5 が無ければ、ダイオードＤ1 、コンデン
サＣ1 、負荷Ｒを介する第１の経路、又は、ダイオード
Ｄ1 、コンデンサＣ1 とＣ2 、ダイオードＤ4 を介する
第２の経路を通って、斜線部分の電流が流れ、この電流
はインダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 には転換されない。同
様に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルであるとすると、
トランジスタＱ2 がオンされているときには、トランジ
スタＱ2 、ダイオードＤ2 、インダクタＴ0 の１次巻線
ｎ1 を介して電流Ｉｎ1 が流れ、この電流Ｉｎ1 は直線
的に上昇する。次に、トランジスタＱ2 がオフすると、
電流Ｉｎ1 は斜線部分に示すように降下する。このと
き、ダイオードＤ6 が無ければ、負荷Ｒ、コンデンサＣ
2 、ダイオードＤ2 を介する第１の経路、又は、ダイオ
ードＤ3 、コンデンサＣ1 とＣ2 、ダイオードＤ2 を介
する第２の経路を通って、斜線部分の電流が流れ、この
電流はインダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 には転換されな
い。
である。図中、Ｉｎ1 はインダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
に流れる電流である。この電流Ｉｎ1 は、交流電源Ｖｓ
の正の半サイクルでは、ダイオードＤ1 を介して流れ、
負の半サイクルでは、ダイオードＤ2 を介して流れる。
今、交流電源Ｖｓが正の半サイクルであるとすると、ト
ランジスタＱ1 がオンされているときには、インダクタ
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオードＤ1 、トランジスタＱ
1 を介して電流Ｉｎ1 が流れ、この電流Ｉｎ1は直線的
に上昇する。次に、トランジスタＱ1 がオフすると、電
流Ｉｎ1 は斜線部分で示すように降下する。このとき、
ダイオードＤ5 が無ければ、ダイオードＤ1 、コンデン
サＣ1 、負荷Ｒを介する第１の経路、又は、ダイオード
Ｄ1 、コンデンサＣ1 とＣ2 、ダイオードＤ4 を介する
第２の経路を通って、斜線部分の電流が流れ、この電流
はインダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 には転換されない。同
様に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルであるとすると、
トランジスタＱ2 がオンされているときには、トランジ
スタＱ2 、ダイオードＤ2 、インダクタＴ0 の１次巻線
ｎ1 を介して電流Ｉｎ1 が流れ、この電流Ｉｎ1 は直線
的に上昇する。次に、トランジスタＱ2 がオフすると、
電流Ｉｎ1 は斜線部分に示すように降下する。このと
き、ダイオードＤ6 が無ければ、負荷Ｒ、コンデンサＣ
2 、ダイオードＤ2 を介する第１の経路、又は、ダイオ
ードＤ3 、コンデンサＣ1 とＣ2 、ダイオードＤ2 を介
する第２の経路を通って、斜線部分の電流が流れ、この
電流はインダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 には転換されな
い。
【００１９】以上の説明から明らかなように、図１の回
路では、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 を設けたことにより、図
２に示した電流Ｉｎ1 における斜線部分の電流を阻止す
ることができ、インダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 に転換さ
れずに放出される電流を無くすことができるので、イン
ダクタＴ0 のエネルギー転換効率を高めて、コンデンサ
Ｃ0 の充電効率を高めることができるものである。ま
た、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に余分な電流を流す必要がな
くなるので、大容量の高周波用ダイオードを使用する必
要はなく、経済的な回路構成とすることができる。
路では、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 を設けたことにより、図
２に示した電流Ｉｎ1 における斜線部分の電流を阻止す
ることができ、インダクタＴ0 の２次巻線ｎ2 に転換さ
れずに放出される電流を無くすことができるので、イン
ダクタＴ0 のエネルギー転換効率を高めて、コンデンサ
Ｃ0 の充電効率を高めることができるものである。ま
た、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 に余分な電流を流す必要がな
くなるので、大容量の高周波用ダイオードを使用する必
要はなく、経済的な回路構成とすることができる。
【００２０】また、インバータの負荷Ｒに誘導性素子が
含まれている場合には、フライホイール電流を流す経路
が必要となるので、本実施例では、ダイオードＤ 3 ，Ｄ
4 を図示のように接続しているものである。
含まれている場合には、フライホイール電流を流す経路
が必要となるので、本実施例では、ダイオードＤ 3 ，Ｄ
4 を図示のように接続しているものである。
【００２１】図４は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例では、ハーフブリッジ型インバータのコン
デンサＣ01，Ｃ02を電源平滑用のコンデンサとして兼用
したものである。この場合、電源からの突入電流を防止
するために、ダイオードＤ01，Ｄ02を図示された極性で
接続する必要がある。仮に、ダイオードＤ01が無けれ
ば、電源投入時に、交流電源Ｖｓの正の半サイクルにお
いて、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ01、負荷Ｒ、イン
ダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 を通る第１の経路、又は、ダ
イオードＤ1 、コンデンサＣ01，Ｃ02、ダイオード
Ｄ4 、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 を通る第２の経路
で突入電流が流れることになる。また、ダイオードＤ02
が無ければ、電源投入時に、交流電源Ｖｓの負の半サイ
クルにおいて、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 、負荷
Ｒ、コンデンサＣ02、ダイオードＤ2 を通る第１の経
路、又は、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオード
Ｄ3 、コンデンサＣ01，Ｃ02、ダイオードＤ2 を通る第
２の経路で突入電流が流れることになる。したがって、
これらの突入電流を阻止するために、ダイオードＤ01，
Ｄ02が必要となる。
る。本実施例では、ハーフブリッジ型インバータのコン
デンサＣ01，Ｃ02を電源平滑用のコンデンサとして兼用
したものである。この場合、電源からの突入電流を防止
するために、ダイオードＤ01，Ｄ02を図示された極性で
接続する必要がある。仮に、ダイオードＤ01が無けれ
ば、電源投入時に、交流電源Ｖｓの正の半サイクルにお
いて、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ01、負荷Ｒ、イン
ダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 を通る第１の経路、又は、ダ
イオードＤ1 、コンデンサＣ01，Ｃ02、ダイオード
Ｄ4 、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 を通る第２の経路
で突入電流が流れることになる。また、ダイオードＤ02
が無ければ、電源投入時に、交流電源Ｖｓの負の半サイ
クルにおいて、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 、負荷
Ｒ、コンデンサＣ02、ダイオードＤ2 を通る第１の経
路、又は、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 、ダイオード
Ｄ3 、コンデンサＣ01，Ｃ02、ダイオードＤ2 を通る第
２の経路で突入電流が流れることになる。したがって、
これらの突入電流を阻止するために、ダイオードＤ01，
Ｄ02が必要となる。
【００２２】また、インバータの負荷Ｒに誘導性素子が
含まれている場合には、フライホイール電流を流す経路
が必要となるので、本実施例では、ダイオードＤ3 ，Ｄ
4 を図示のように接続しているものである。トランジス
タＱ1 がオンでトランジスタＱ2 がオフのときには、コ
ンデンサＣ01、ダイオードＤ01、トランジスタＱ1 、負
荷Ｒ、コンデンサＣ01を通る経路で電流が流れて、負荷
Ｒに電力が供給される。その後、トランジスタＱ1 がオ
フすると、誘導性負荷Ｒの蓄積エネルギーにより、負荷
Ｒ、コンデンサＣ02、ダイオードＤ4 、負荷Ｒを通る経
路でフライホイール電流が流れる。その後、トランジス
タＱ2 がオンとなり、コンデンサＣ02、負荷Ｒ、トラン
ジスタＱ2 、ダイオードＤ02、コンデンサＣ02を通る経
路で電流が流れて、負荷Ｒに電力が供給される。その
後、トランジスタＱ2 がオフすると、誘導性負荷Ｒの蓄
積エネルギーにより、負荷Ｒ、ダイオードＤ3 、コンデ
ンサＣ01、負荷Ｒを通る経路でフライホイール電流が流
れる。その後、トランジスタＱ1 がオンとなり、以下、
同じ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒには高周波電力
が供給されて、ハーフブリッジ型のインバータとして動
作するものである。
含まれている場合には、フライホイール電流を流す経路
が必要となるので、本実施例では、ダイオードＤ3 ，Ｄ
4 を図示のように接続しているものである。トランジス
タＱ1 がオンでトランジスタＱ2 がオフのときには、コ
ンデンサＣ01、ダイオードＤ01、トランジスタＱ1 、負
荷Ｒ、コンデンサＣ01を通る経路で電流が流れて、負荷
Ｒに電力が供給される。その後、トランジスタＱ1 がオ
フすると、誘導性負荷Ｒの蓄積エネルギーにより、負荷
Ｒ、コンデンサＣ02、ダイオードＤ4 、負荷Ｒを通る経
路でフライホイール電流が流れる。その後、トランジス
タＱ2 がオンとなり、コンデンサＣ02、負荷Ｒ、トラン
ジスタＱ2 、ダイオードＤ02、コンデンサＣ02を通る経
路で電流が流れて、負荷Ｒに電力が供給される。その
後、トランジスタＱ2 がオフすると、誘導性負荷Ｒの蓄
積エネルギーにより、負荷Ｒ、ダイオードＤ3 、コンデ
ンサＣ01、負荷Ｒを通る経路でフライホイール電流が流
れる。その後、トランジスタＱ1 がオンとなり、以下、
同じ動作を繰り返すことにより、負荷Ｒには高周波電力
が供給されて、ハーフブリッジ型のインバータとして動
作するものである。
【００２３】なお、コンデンサＣ01，Ｃ02は、交流電源
Ｖｓの正の半サイクルでは、ダイオードＤ1 とトランジ
スタＱ1 及びインダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 の直列回路
よりなるチョッパー回路により充電され、交流電源Ｖｓ
の負の半サイクルでは、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
とトランジスタＱ2 及びダイオードＤ2 の直列回路より
なるチョッパー回路により充電されるものである。イン
ダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 には、交流電源Ｖｓの正の半
サイクルと負の半サイクルとで逆極性の電流が流れるの
で、その２次巻線ｎ2 には全波整流器ＤＢ0 を介してコ
ンデンサＣ01，Ｃ02の直列回路が接続されるものであ
る。
Ｖｓの正の半サイクルでは、ダイオードＤ1 とトランジ
スタＱ1 及びインダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 の直列回路
よりなるチョッパー回路により充電され、交流電源Ｖｓ
の負の半サイクルでは、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1
とトランジスタＱ2 及びダイオードＤ2 の直列回路より
なるチョッパー回路により充電されるものである。イン
ダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 には、交流電源Ｖｓの正の半
サイクルと負の半サイクルとで逆極性の電流が流れるの
で、その２次巻線ｎ2 には全波整流器ＤＢ0 を介してコ
ンデンサＣ01，Ｃ02の直列回路が接続されるものであ
る。
【００２４】本実施例の変形例として、コンデンサ
Ｃ01，Ｃ02と並列に高周波用の小容量のコンデンサを接
続することも可能である。この場合、大容量の電解コン
デンサＣ01，Ｃ02は直流電源平滑の作用を受け持ち、小
容量の高周波用のコンデンサは、インバータの高周波動
作を受け持つことになる。
Ｃ01，Ｃ02と並列に高周波用の小容量のコンデンサを接
続することも可能である。この場合、大容量の電解コン
デンサＣ01，Ｃ02は直流電源平滑の作用を受け持ち、小
容量の高周波用のコンデンサは、インバータの高周波動
作を受け持つことになる。
【００２５】また、前記各実施例において、インダクタ
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 と２次巻線ｎ2のいずれか一方又は
両方にコンデンサを並列に接続して、巻線のインダクタ
ンス成分と並列共振させても良い。このとき、インダク
タＴ0 の１次巻線ｎ1 のエネルギーは、インバータを構
成するコンデンサ及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の逆並列
ダイオードを介して流れることになり、トランジスタＱ
1 ，Ｑ2 のストレスを低減したり、インバータへ供給さ
れる電源電圧を昇圧したりする効果が得られるものであ
る。
Ｔ0 の１次巻線ｎ1 と２次巻線ｎ2のいずれか一方又は
両方にコンデンサを並列に接続して、巻線のインダクタ
ンス成分と並列共振させても良い。このとき、インダク
タＴ0 の１次巻線ｎ1 のエネルギーは、インバータを構
成するコンデンサ及びトランジスタＱ1 ，Ｑ2 の逆並列
ダイオードを介して流れることになり、トランジスタＱ
1 ，Ｑ2 のストレスを低減したり、インバータへ供給さ
れる電源電圧を昇圧したりする効果が得られるものであ
る。
【００２６】なお、インダクタＴ0 の１次巻線ｎ1 や２
次巻線ｎ2 には複数のタップを予め設けておいて、用途
に応じてタップを選択できるようにしても構わない。
次巻線ｎ2 には複数のタップを予め設けておいて、用途
に応じてタップを選択できるようにしても構わない。
【００２７】
【発明の効果】本発明によれば、交流電源からスイッチ
ング素子を介してインダクタに電流を流して、このイン
ダクタに蓄積されたエネルギーをインダクタの２次巻線
から整流手段を介してコンデンサに充電し、このコンデ
ンサからダイオードを介して負荷回路に直流電力を供給
するように構成したから、スイッチング素子のオン・オ
フを制御することにより、電源投入時の交流電源からの
突入電流を防止することができ、したがって、回路素子
の電流耐量を低減して、装置のコストを安価にすること
ができるという効果がある。また、交流電源からインダ
クタに高周波的に電流を流すことにより、入力電流の休
止を無くして、入力電流の高調波成分を低減し、入力力
率を改善することができるという効果がある。また、イ
ンダクタの１次巻線と２次巻線の巻数比を調整すること
により、コンデンサに得られる電圧を自由に設定できる
ので、交流電源の整流電圧のピーク値よりも高い電圧を
コンデンサに充電すれば、リップルの少ない平滑度の高
い直流電力を負荷回路に与えることが可能になるという
効果もある。また、スイッチング素子がオフされたとき
にチョッパー用のインダクタの１次巻線から負荷回路に
放出される電流を阻止する極性に接続された第１のダイ
オードを設けたことにより、インダクタの２次巻線に転
換されずに放出される電流を無くすことができるので、
インダクタのエネルギー転換効率を高めて、コンデンサ
の充電効率を高めることができる。また、誘導性素子を
含む負荷回路にフライホイール電流を流す極性に接続さ
れた第２のダイオードを設けたので、コンデンサの充電
効率を高めるための第１のダイオードにより負荷回路の
フライホイール電流が流れなくなることを防止できる。
ング素子を介してインダクタに電流を流して、このイン
ダクタに蓄積されたエネルギーをインダクタの２次巻線
から整流手段を介してコンデンサに充電し、このコンデ
ンサからダイオードを介して負荷回路に直流電力を供給
するように構成したから、スイッチング素子のオン・オ
フを制御することにより、電源投入時の交流電源からの
突入電流を防止することができ、したがって、回路素子
の電流耐量を低減して、装置のコストを安価にすること
ができるという効果がある。また、交流電源からインダ
クタに高周波的に電流を流すことにより、入力電流の休
止を無くして、入力電流の高調波成分を低減し、入力力
率を改善することができるという効果がある。また、イ
ンダクタの１次巻線と２次巻線の巻数比を調整すること
により、コンデンサに得られる電圧を自由に設定できる
ので、交流電源の整流電圧のピーク値よりも高い電圧を
コンデンサに充電すれば、リップルの少ない平滑度の高
い直流電力を負荷回路に与えることが可能になるという
効果もある。また、スイッチング素子がオフされたとき
にチョッパー用のインダクタの１次巻線から負荷回路に
放出される電流を阻止する極性に接続された第１のダイ
オードを設けたことにより、インダクタの２次巻線に転
換されずに放出される電流を無くすことができるので、
インダクタのエネルギー転換効率を高めて、コンデンサ
の充電効率を高めることができる。また、誘導性素子を
含む負荷回路にフライホイール電流を流す極性に接続さ
れた第２のダイオードを設けたので、コンデンサの充電
効率を高めるための第１のダイオードにより負荷回路の
フライホイール電流が流れなくなることを防止できる。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の動作説明のための波形図
である。
である。
【図３】本発明の第１実施例の動作説明のための波形図
である。
である。
【図４】本発明の第２実施例の回路図である。
【図５】 従来例の回路図である。
Ｖｓ 交流電源Ｔ 0 インダクタ Ｑ 1 スイッチング素子 Ｑ 2 スイッチング素子 Ｄ0 ダイオードＤ 3 ダイオード Ｄ 4 ダイオード Ｄ 5 ダイオード Ｄ 6 ダイオード Ｃ0 コンデンサＲ 負荷回路 ＤＢ0 全波整流器
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電力で駆動される負荷回路と、前
記負荷回路に直流電力を供給するためのコンデンサと、
前記コンデンサから前記負荷回路への直流電力の供給経
路を構成するダイオードと、高周波でオン・オフ駆動さ
れるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介し
て交流電源から流れる電流によりエネルギーを蓄積され
るチョッパー用のインダクタと、前記インダクタの２次
巻線出力を整流して前記コンデンサを充電する整流手段
と、前記スイッチング素子と順方向が一致するように直
列に接続され、該スイッチング素子がオフされたときに
前記チョッパー用のインダクタの１次巻線から負荷回路
に放出される電流を阻止する極性に接続された第１のダ
イオードと、前記スイッチング素子と第１のダイオード
の直列回路に逆並列に接続され、負荷回路にフライホイ
ール電流を流す極性に接続された第２のダイオードとを
備え、負荷回路は誘導性素子を含むことを特徴とする電
源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21118991A JP3232593B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21118991A JP3232593B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0556665A JPH0556665A (ja) | 1993-03-05 |
| JP3232593B2 true JP3232593B2 (ja) | 2001-11-26 |
Family
ID=16601876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21118991A Expired - Fee Related JP3232593B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3232593B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5673184A (en) * | 1994-09-01 | 1997-09-30 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switch mode power supply circuit with increased power factor for mains |
| ES2688073T3 (es) * | 2010-11-03 | 2018-10-30 | Philips Lighting Holding B.V. | Dispositivo controlador y método de control para controlar una carga, en particular una unidad de led |
| JP2014023225A (ja) * | 2012-07-13 | 2014-02-03 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 電源装置、固体発光素子点灯装置および照明装置 |
-
1991
- 1991-08-22 JP JP21118991A patent/JP3232593B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0556665A (ja) | 1993-03-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4933831A (en) | Power supply | |
| JP5063285B2 (ja) | ２トランス型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CA1163320A (en) | Power supply device | |
| JP2500580B2 (ja) | 電源回路 | |
| US6999325B2 (en) | Current/voltage converter arrangement | |
| JPH07322611A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3232593B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP4577772B2 (ja) | 電流双方向レギュレータ | |
| JP3175388B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0588067B2 (ja) | ||
| JP4415363B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3096211B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH08168240A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3767446B2 (ja) | 可変出力型ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JPH07322614A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2605387Y2 (ja) | 昇圧コンバータのスナバ回路 | |
| JP3235295B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0795770A (ja) | 交流入力電源装置 | |
| JP3392997B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP3413966B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2003348834A (ja) | 単相昇降圧コンバータ | |
| JPH05111244A (ja) | アーク溶接機用電源装置 | |
| JPH11164552A (ja) | 電源装置 | |
| JP2519969B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ―タ | |
| JPH10243656A (ja) | 電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080921 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |