JPH08168240A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH08168240A JPH08168240A JP33297394A JP33297394A JPH08168240A JP H08168240 A JPH08168240 A JP H08168240A JP 33297394 A JP33297394 A JP 33297394A JP 33297394 A JP33297394 A JP 33297394A JP H08168240 A JPH08168240 A JP H08168240A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- period
- output
- transistor
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電源電圧をその電圧に対して高低いずれ
の電圧にも変換できる同期整流素子を用いたリアクトル
式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 直流電源Ｅ１０に一方の端子が接続するコイ
ルＬ１０と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続
させる双方向性のスイッチング素子としてのＦＥＴトラ
ンジスタＱ１０と、他方の端子に接続するＣＬ結合回路
と、このＣＬ結合回路に接続する双方向性の同期整流素
子としてのＦＥＴトランジスタＱ１１、その整流出力を
平滑する平滑コンデンサＣ１１と、ＦＥＴトランジスタ
Ｑ１１をＦＥＴトランジスタＱ１０のオフ期間にオンに
なるように同期制御すると共に、平滑コンデンサＣ１１
の出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較し、
その差に応じてＦＥＴトランジスタＱ１０のオンオフ期
間の比を制御する定電圧制御回路とを備えている。
の電圧にも変換できる同期整流素子を用いたリアクトル
式ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。 【構成】 直流電源Ｅ１０に一方の端子が接続するコイ
ルＬ１０と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続
させる双方向性のスイッチング素子としてのＦＥＴトラ
ンジスタＱ１０と、他方の端子に接続するＣＬ結合回路
と、このＣＬ結合回路に接続する双方向性の同期整流素
子としてのＦＥＴトランジスタＱ１１、その整流出力を
平滑する平滑コンデンサＣ１１と、ＦＥＴトランジスタ
Ｑ１１をＦＥＴトランジスタＱ１０のオフ期間にオンに
なるように同期制御すると共に、平滑コンデンサＣ１１
の出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比較し、
その差に応じてＦＥＴトランジスタＱ１０のオンオフ期
間の比を制御する定電圧制御回路とを備えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力側の直流電源の電
圧を変換して同期整流素子を通して直流電源電圧を出力
するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
圧を変換して同期整流素子を通して直流電源電圧を出力
するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】トランス式のＤＣ−ＤＣコンバータによ
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。
【０００３】一方、この問題を回避するために、図５に
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。さらに、ダイオードＤ１をスイッ
チング素子Ｓ１のオフ時にオンになる双方向性の同期整
流素子とすることにより、出力側のエネルギを回収させ
るＤＣ／ＤＣコンバータも周知になっている。
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。さらに、ダイオードＤ１をスイッ
チング素子Ｓ１のオフ時にオンになる双方向性の同期整
流素子とすることにより、出力側のエネルギを回収させ
るＤＣ／ＤＣコンバータも周知になっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような同期整流素
子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、ダイオードによる整流の場合と同様に電源電圧より
も高いか或は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変
換することができないだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作停止時に出力側の容量の充電エネルギを吸収さ
せるために出力直流電圧を徐々に下げようとすると、特
に昇圧型の場合動作電圧の下限が制限されるために、入
力側へのエネルギの回収が充分行えない問題がある。
子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、ダイオードによる整流の場合と同様に電源電圧より
も高いか或は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変
換することができないだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作停止時に出力側の容量の充電エネルギを吸収さ
せるために出力直流電圧を徐々に下げようとすると、特
に昇圧型の場合動作電圧の下限が制限されるために、入
力側へのエネルギの回収が充分行えない問題がある。
【０００５】本発明は、このような点に鑑みて、入力電
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きる同期整流素子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きる同期整流素子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、この目的を達
成するために、直流電源に一方の端子が接続するコイル
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させる双
方向性のスイッチング素子と、他方の端子に接続するＣ
Ｌ結合回路と、このＣＬ結合回路に接続する双方向性の
同期整流素子と、その整流出力を平滑する平滑コンデン
サと、前記同期整流素子を前記スイッチング素子のオフ
期間にオンになるように同期制御すると共に、前記平滑
コンデンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧
と比較し、その差に応じて前記スイッチング素子のオン
オフ期間の比を制御する定電圧制御回路とを備えたこと
を特徴する。
成するために、直流電源に一方の端子が接続するコイル
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させる双
方向性のスイッチング素子と、他方の端子に接続するＣ
Ｌ結合回路と、このＣＬ結合回路に接続する双方向性の
同期整流素子と、その整流出力を平滑する平滑コンデン
サと、前記同期整流素子を前記スイッチング素子のオフ
期間にオンになるように同期制御すると共に、前記平滑
コンデンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧
と比較し、その差に応じて前記スイッチング素子のオン
オフ期間の比を制御する定電圧制御回路とを備えたこと
を特徴する。
【０００７】
【作用】スイッチング素子のオンの期間中、双方のコイ
ルにそのインダクタンス及び入力電源電圧に応じてスイ
ッチング素子を通して電流が流れ、エネルギが蓄積され
る。スイッチング素子がオフになると、これらの双方の
コイルに蓄積されたエネルギが負荷への出力電流が同期
整流素子を通して供給され、平滑コンデンサで平滑され
る。定電圧制御回路は、入力直流電源がＣＬ結合回路の
コンデンサで分離された状態でスイッチング素子のオン
期間とオフ期間との比を定電圧を出力するように制御す
ることにより、入力電源電圧に対して高いか又は低い所
望の定電圧の出力電源電圧に変換される。
ルにそのインダクタンス及び入力電源電圧に応じてスイ
ッチング素子を通して電流が流れ、エネルギが蓄積され
る。スイッチング素子がオフになると、これらの双方の
コイルに蓄積されたエネルギが負荷への出力電流が同期
整流素子を通して供給され、平滑コンデンサで平滑され
る。定電圧制御回路は、入力直流電源がＣＬ結合回路の
コンデンサで分離された状態でスイッチング素子のオン
期間とオフ期間との比を定電圧を出力するように制御す
ることにより、入力電源電圧に対して高いか又は低い所
望の定電圧の出力電源電圧に変換される。
【０００８】負荷が小さいことにより、オフ期間の途中
で給電が終了する場合、残りの期間で平滑コンデンサか
ら入力側へ電流が流れ込む。負荷が重くなってオフ期間
の全域にわたり出力電流を供給する場合には、次のオン
期間にその電流を保持して双方のコイルの入力電流に加
算されることにより相応に出力電流を増加させ、オン期
間に対するオフ期間の比を一定にして定電圧制御が行わ
れる。
で給電が終了する場合、残りの期間で平滑コンデンサか
ら入力側へ電流が流れ込む。負荷が重くなってオフ期間
の全域にわたり出力電流を供給する場合には、次のオン
期間にその電流を保持して双方のコイルの入力電流に加
算されることにより相応に出力電流を増加させ、オン期
間に対するオフ期間の比を一定にして定電圧制御が行わ
れる。
【０００９】出力側の慣性により出力直流電圧が設定す
る出力直流電圧よりも上廻るとオフ期間を長くする定電
圧制御により素早く入力側へのエネルギの回収が行われ
る。動作停止時にオフ期間を自動的に徐々に長くする
と、入力側へのエネルギの充分な回収が行われる。
る出力直流電圧よりも上廻るとオフ期間を長くする定電
圧制御により素早く入力側へのエネルギの回収が行われ
る。動作停止時にオフ期間を自動的に徐々に長くする
と、入力側へのエネルギの充分な回収が行われる。
【００１０】
【実施例】図１を基に本発明の一実施例によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
の蓄電池である。Ｌ１０は一方の端子が蓄電池Ｅ１０に
接続し、他方の端子が双方向性のスイッチング素子とし
てのＦＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通さ
れるリアクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、
Ｌ字形のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデ
ンサ及びリアクトル用コイルである。Ｑ１１は、このＣ
Ｌ結合回路の出力電圧を整流する同期整流素子として双
方向性を呈するスイッチング素子としてのＦＥＴトラン
ジスタである。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑
コンデンサである。
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
の蓄電池である。Ｌ１０は一方の端子が蓄電池Ｅ１０に
接続し、他方の端子が双方向性のスイッチング素子とし
てのＦＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通さ
れるリアクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、
Ｌ字形のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデ
ンサ及びリアクトル用コイルである。Ｑ１１は、このＣ
Ｌ結合回路の出力電圧を整流する同期整流素子として双
方向性を呈するスイッチング素子としてのＦＥＴトラン
ジスタである。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑
コンデンサである。
【００１１】１０は定電圧制御回路であり、ＦＥＴトラ
ンジスタＱ１０のオン期間中ＦＥＴトランジスタＱ１１
をオフにするように同期制御を行うと共に、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧ＶO を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧ＶO を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ1 、
即ちＦＥＴトランジスタＱ１０のスイッチング信号をパ
ルス幅制御する。また、定電圧制御回路１０はその動作
停止時に強制的にＴ2 を徐々に長くしてＴに近づけて平
滑コンデンサＣ１１の蓄積したエネルギを回収するよう
に構成されている。
ンジスタＱ１０のオン期間中ＦＥＴトランジスタＱ１１
をオフにするように同期制御を行うと共に、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧ＶO を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧ＶO を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ1 、
即ちＦＥＴトランジスタＱ１０のスイッチング信号をパ
ルス幅制御する。また、定電圧制御回路１０はその動作
停止時に強制的にＴ2 を徐々に長くしてＴに近づけて平
滑コンデンサＣ１１の蓄積したエネルギを回収するよう
に構成されている。
【００１２】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中はＦＥＴトランジスタＱ１１はオフになり、オ
フ期間Ｔ2 はオンになる。オン期間Ｔ1 では、その直前
のオフ期間Ｔ2 にＦＥＴトランジスタＱ１１を通して平
滑コンデンサＣ１１に充電されている電圧により逆電流
が流れていることにより、コイルＬ１０にそのインダク
タンス及び入力直流電圧ＶI に応じた傾斜の−から次い
で＋になる電流がＦＥＴトランジスタＱ１０を通して流
れて励磁される。同時に、コンデンサＣ１０の基準電位
への接続によりその充電電圧で入力直流電圧ＶI に相当
する負電圧がコイルＬ１１に加わり、ＦＥＴトランジス
タＱ１０を通してそのインダクタンス及び印加電圧に応
じた傾斜の−から次いで＋になる電流が流れて励磁され
る。したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、
所属のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中はＦＥＴトランジスタＱ１１はオフになり、オ
フ期間Ｔ2 はオンになる。オン期間Ｔ1 では、その直前
のオフ期間Ｔ2 にＦＥＴトランジスタＱ１１を通して平
滑コンデンサＣ１１に充電されている電圧により逆電流
が流れていることにより、コイルＬ１０にそのインダク
タンス及び入力直流電圧ＶI に応じた傾斜の−から次い
で＋になる電流がＦＥＴトランジスタＱ１０を通して流
れて励磁される。同時に、コンデンサＣ１０の基準電位
への接続によりその充電電圧で入力直流電圧ＶI に相当
する負電圧がコイルＬ１１に加わり、ＦＥＴトランジス
タＱ１０を通してそのインダクタンス及び印加電圧に応
じた傾斜の−から次いで＋になる電流が流れて励磁され
る。したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、
所属のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。
【００１３】ＦＥＴトランジスタＱ１０がオフ期間Ｔ2
になるとＦＥＴトランジスタＱ１１はオンになり、コイ
ルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電圧よりも高
くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０により蓄電池
Ｅ１０の直流電圧を分離した状態でＦＥＴトランジスタ
Ｑ１１を通して負荷への給電を行う。同時にコイルＬ１
１にもステップ状に逆電圧が生じ、双方の和の出力電流
ＩO がＦＥＴトランジスタＱ１１を通して負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑される。途中で給電が終了すると、同一時定数及び同
一逆電圧により、同一傾斜で平滑コンデンサＣ１０に蓄
積された電荷が、コイルＬ１０、Ｌ１１へ逆流し、次の
オン時には−電流から徐々に電流を増加する。コンデン
サＣ１０の容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成
分に対して十分低いインピーダンスを呈するように大き
く設定されることにより、高効率の電圧変換が確保でき
る。
になるとＦＥＴトランジスタＱ１１はオンになり、コイ
ルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電圧よりも高
くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０により蓄電池
Ｅ１０の直流電圧を分離した状態でＦＥＴトランジスタ
Ｑ１１を通して負荷への給電を行う。同時にコイルＬ１
１にもステップ状に逆電圧が生じ、双方の和の出力電流
ＩO がＦＥＴトランジスタＱ１１を通して負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑される。途中で給電が終了すると、同一時定数及び同
一逆電圧により、同一傾斜で平滑コンデンサＣ１０に蓄
積された電荷が、コイルＬ１０、Ｌ１１へ逆流し、次の
オン時には−電流から徐々に電流を増加する。コンデン
サＣ１０の容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成
分に対して十分低いインピーダンスを呈するように大き
く設定されることにより、高効率の電圧変換が確保でき
る。
【００１４】定電圧制御回路１０において、出力直流電
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図２Ａに示すように、出力電流ＩO は入力電流ＩI
と同一振幅で逆方向の同一勾配でＴ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が無負荷から徐々に重くなると、
Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係を保持して、オン及びオフ期間Ｔ1 、
Ｔ2 の逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 がＴ1 、Ｔ2 の１／２よりも
徐々に短くなる。
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図２Ａに示すように、出力電流ＩO は入力電流ＩI
と同一振幅で逆方向の同一勾配でＴ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が無負荷から徐々に重くなると、
Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係を保持して、オン及びオフ期間Ｔ1 、
Ｔ2 の逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 がＴ1 、Ｔ2 の１／２よりも
徐々に短くなる。
【００１５】ＶO ＝ＶI の状態で負荷がさらに大きくな
ると、逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 が丁度零になる臨界的な状態
を経由して同図Ｂの状態に移行する。つまり、大きくな
る負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ1
を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆に
給電期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増加させ得
ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でオフ期間Ｔ2 の終了
時点で依然流れている出力電流ＩO を続くオン時点でコ
イルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持し、入力電流ＩI
に相応のステップ電流が重畳した状態でスイッチングさ
れ、ステップ電流の重畳した出力電流ＩO が供給され
る。
ると、逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 が丁度零になる臨界的な状態
を経由して同図Ｂの状態に移行する。つまり、大きくな
る負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ1
を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆に
給電期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増加させ得
ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でオフ期間Ｔ2 の終了
時点で依然流れている出力電流ＩO を続くオン時点でコ
イルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持し、入力電流ＩI
に相応のステップ電流が重畳した状態でスイッチングさ
れ、ステップ電流の重畳した出力電流ＩO が供給され
る。
【００１６】さらに、入出力直流電圧が異る場合、ＶO
＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1が制御される。例え
ば、ＶO ＞ＶI の場合、Ｔ1 ＞Ｔ2 で出力電流ＩO が入
力電流ＩI と同一振幅で、勾配をＶO ＞ＶI に応じてよ
り急にして供給される。その際、コイルＬ１０、Ｌ１１
に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応
じて図示の場合よりも高くなる。同様に負荷がさらに重
くなると、ＩI 、ＩOにその大きさに応じてステップ電
流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定されると、Ｔ1 ＜Ｔ2
になり、同一最大振幅で緩やかな勾配で出力電流ＩO が
供給され、ＶI×Ｔ1 ＝ＶO ×Ｔ2 の関係を保持して逆
のステップ電圧は低くなる。
＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1が制御される。例え
ば、ＶO ＞ＶI の場合、Ｔ1 ＞Ｔ2 で出力電流ＩO が入
力電流ＩI と同一振幅で、勾配をＶO ＞ＶI に応じてよ
り急にして供給される。その際、コイルＬ１０、Ｌ１１
に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応
じて図示の場合よりも高くなる。同様に負荷がさらに重
くなると、ＩI 、ＩOにその大きさに応じてステップ電
流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定されると、Ｔ1 ＜Ｔ2
になり、同一最大振幅で緩やかな勾配で出力電流ＩO が
供給され、ＶI×Ｔ1 ＝ＶO ×Ｔ2 の関係を保持して逆
のステップ電圧は低くなる。
【００１７】このような状態において、負荷を直流モー
タとする場合に、その速度調整のために、ＶO を低減さ
せようとすると、直流モータの慣性による端子電圧を定
電圧制御により、Ｔ1 を小さい方向へ制御して回生制動
を行い、蓄電池Ｅ１０に吸収させる。また、入力直流電
源が蓄電池でない場合には、その電源に付属の入力側平
滑コンデンサに回収させる。ＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を停止させると、自動的にＴ1 が徐々に低減してＴ2
＝Ｔに近づき、平滑コンデンサＣ１２又は大きな容量性
の負荷のエネルギが蓄電池Ｅ１０に吸収された後に停止
する。図３Ａは負荷が小さい場合、図３Ｂは負荷が大き
い場合のこのような電流回収動作時の入出力電流の波形
図を示す。
タとする場合に、その速度調整のために、ＶO を低減さ
せようとすると、直流モータの慣性による端子電圧を定
電圧制御により、Ｔ1 を小さい方向へ制御して回生制動
を行い、蓄電池Ｅ１０に吸収させる。また、入力直流電
源が蓄電池でない場合には、その電源に付属の入力側平
滑コンデンサに回収させる。ＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を停止させると、自動的にＴ1 が徐々に低減してＴ2
＝Ｔに近づき、平滑コンデンサＣ１２又は大きな容量性
の負荷のエネルギが蓄電池Ｅ１０に吸収された後に停止
する。図３Ａは負荷が小さい場合、図３Ｂは負荷が大き
い場合のこのような電流回収動作時の入出力電流の波形
図を示す。
【００１８】尚、コイルＬ１０、Ｌ１１のインダクタン
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。双方
向性のスイッチング素子としては、ダイオードが並列接
続された通常のスイッチングトランジスタを用いること
もできる。電源電圧は、入力電源電圧を負電圧し、スイ
ッチング素子の極性も相応に設定することにより、−の
電源電圧を発生するように構成することもできる。
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。双方
向性のスイッチング素子としては、ダイオードが並列接
続された通常のスイッチングトランジスタを用いること
もできる。電源電圧は、入力電源電圧を負電圧し、スイ
ッチング素子の極性も相応に設定することにより、−の
電源電圧を発生するように構成することもできる。
【００１９】図４はコイルＬ１０、Ｌ１１として１次及
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、逆起電力がクランプされ、それぞれの巻線
が単にリアクトルとして作用し、したがって漏洩インダ
クタンスに起因するスパイク電圧も生じない。動作は、
図２及び図３に基づき前述の説明に従い動作する。
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、逆起電力がクランプされ、それぞれの巻線
が単にリアクトルとして作用し、したがって漏洩インダ
クタンスに起因するスパイク電圧も生じない。動作は、
図２及び図３に基づき前述の説明に従い動作する。
【００２０】
【発明の効果】請求項１の発明による整流素子に同期整
流素子を用いて出力側のエネルギを入力側に吸収するよ
うにしたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力直流電源をＣＬ結合回路で分離することにより、そ
の電源電圧に対して高低いずれの直流出力でも出力可能
となり、ＣＬ結合回路のコイルがスイッチング用コイル
と共に、変換効率を損なうことなく、エネルギを蓄積し
て負荷への出力電流を供給する。例えば、商用電源によ
り給電される共通の入力直流電源により、蓄電池充電電
圧をその一定の入力電源電圧に対して高い電圧及び低い
電圧に切換可能に充電する汎用の充電装置として利用で
きる。また、蓄電池を電源とする場合に、その電圧が出
力すべき電圧よりも放電により降下した場合でも一定の
直流電圧を出力することができる。さらに、直流モータ
の回生制動及び出力側の容量に蓄積されたエネルギの回
収が、定電圧制御範囲を制限されることなく確実に行わ
れる。
流素子を用いて出力側のエネルギを入力側に吸収するよ
うにしたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力直流電源をＣＬ結合回路で分離することにより、そ
の電源電圧に対して高低いずれの直流出力でも出力可能
となり、ＣＬ結合回路のコイルがスイッチング用コイル
と共に、変換効率を損なうことなく、エネルギを蓄積し
て負荷への出力電流を供給する。例えば、商用電源によ
り給電される共通の入力直流電源により、蓄電池充電電
圧をその一定の入力電源電圧に対して高い電圧及び低い
電圧に切換可能に充電する汎用の充電装置として利用で
きる。また、蓄電池を電源とする場合に、その電圧が出
力すべき電圧よりも放電により降下した場合でも一定の
直流電圧を出力することができる。さらに、直流モータ
の回生制動及び出力側の容量に蓄積されたエネルギの回
収が、定電圧制御範囲を制限されることなく確実に行わ
れる。
【００２１】請求項２の発明によれば、スイッチング用
及びＣＬ結合回路用コイルにパルストランスの１次及び
２次側の巻線を利用することにより、部品数が低減され
ると共にコイルが小形化され、場合により市販品を用い
ることもできる。
及びＣＬ結合回路用コイルにパルストランスの１次及び
２次側の巻線を利用することにより、部品数が低減され
ると共にコイルが小形化され、場合により市販品を用い
ることもできる。
【図１】本発明の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。
の回路構成を示す図である。
【図２】同コンバータの通常動作時の各部波形を示す図
である。
である。
【図３】同コンバータの電流回収動作時の入出力の電流
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図４】別の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの回
路構成を示す図である。
路構成を示す図である。
【図５】従来のリアクトル式のコンバータの回路構成を
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。
Ｅ１０ 蓄電池 Ｌ１０、Ｌ１１ コイル Ｑ１０、Ｑ１１ ＦＥＴトランジスタ Ｔ１０ パルストランス
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源に一方の端子が接続するコイル
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させる双
方向性のスイッチング素子と、他方の端子に接続するＣ
Ｌ結合回路と、このＣＬ結合回路に接続する双方向性の
同期整流素子と、その整流出力を平滑する平滑コンデン
サと、前記同期整流素子を前記スイッチング素子のオフ
期間にオンになるように同期制御すると共に、前記平滑
コンデンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧
と比較し、その差に応じて前記スイッチング素子のオン
オフ期間の比を制御する定電圧制御回路とを備えたこと
を特徴するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源に接続するコイルと、ＣＬ結合
回路を構成するコイルとを１次及び２次側の巻線数が同
一で同相のパルストランスで構成することを特徴とする
請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06332973A JP3143848B2 (ja) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06332973A JP3143848B2 (ja) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168240A true JPH08168240A (ja) | 1996-06-25 |
| JP3143848B2 JP3143848B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=18260896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06332973A Expired - Fee Related JP3143848B2 (ja) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3143848B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10271893A (ja) * | 1997-03-24 | 1998-10-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の駆動装置 |
| JPH11235022A (ja) * | 1998-02-10 | 1999-08-27 | Sharp Corp | 同期整流回路 |
| WO2003021757A3 (en) * | 2001-08-29 | 2003-12-04 | Oqo Inc | Bi-directional dc power conversion system |
| KR100531773B1 (ko) * | 1998-10-24 | 2006-01-27 | 엘지전자 주식회사 | 직류/직류 컨버터의 스위칭잡음 감소회로 |
| JP2011097744A (ja) * | 2009-10-29 | 2011-05-12 | Oita Univ | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1994
- 1994-12-14 JP JP06332973A patent/JP3143848B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10271893A (ja) * | 1997-03-24 | 1998-10-09 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機の駆動装置 |
| JPH11235022A (ja) * | 1998-02-10 | 1999-08-27 | Sharp Corp | 同期整流回路 |
| KR100531773B1 (ko) * | 1998-10-24 | 2006-01-27 | 엘지전자 주식회사 | 직류/직류 컨버터의 스위칭잡음 감소회로 |
| WO2003021757A3 (en) * | 2001-08-29 | 2003-12-04 | Oqo Inc | Bi-directional dc power conversion system |
| US6690585B2 (en) | 2001-08-29 | 2004-02-10 | Oqo, Inc. | Bi-directional DC power conversion system |
| JP2011097744A (ja) * | 2009-10-29 | 2011-05-12 | Oita Univ | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3143848B2 (ja) | 2001-03-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6452814B1 (en) | Zero voltage switching cells for power converters | |
| JP3287086B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| EP0508664B1 (en) | DC to DC converter | |
| US6198260B1 (en) | Zero voltage switching active reset power converters | |
| US7554820B2 (en) | Series resonant DC-DC converter | |
| US5132888A (en) | Interleaved bridge converter | |
| EP1120896B1 (en) | Resonant power converter | |
| JP3374917B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US4933831A (en) | Power supply | |
| US5307005A (en) | Zero current switching reverse recovery circuit | |
| US5162982A (en) | Power converter continuously operable through boost and buck modes | |
| JPH04372572A (ja) | スイッチング回路及びそれを用いた変換装置、力率改善電源装置 | |
| JP3286673B2 (ja) | 充電器用のコンバータ回路 | |
| US4138715A (en) | Resonant switching converter | |
| CA1308779C (en) | High voltage dc power supply | |
| JP2500580B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP2799410B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JP3143848B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08228486A (ja) | Ｄｃ−ａｃインバータの制御方法 | |
| JP3426070B2 (ja) | 共振形フォワードコンバータ | |
| JP3143847B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH10271833A (ja) | 昇圧型ブリッジインバータ回路及びその制御方法 | |
| US4669023A (en) | Apparatus for freeing electronic one-way switches from high power dissipation stresses | |
| JP3346443B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2004153990A (ja) | 力率改善コンバータ |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |