JP2500580B2 - 電源回路 - Google Patents

電源回路

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JP2500580B2
JP2500580B2 JP5027301A JP2730193A JP2500580B2 JP 2500580 B2 JP2500580 B2 JP 2500580B2 JP 5027301 A JP5027301 A JP 5027301A JP 2730193 A JP2730193 A JP 2730193A JP 2500580 B2 JP2500580 B2 JP 2500580B2
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  • Power Engineering (AREA)
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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は電源回路に関し、特に直
流電力をスイッチング動作により交流電力に変換し更に
この交流電力を安定化された直流電力に変換するフォワ
ード型電源回路に関する。
【0002】
【従来の技術】この種のスイッチング電源回路には、一
石フォワード型と二石フォワード型との電源回路があ
り、前者の回路図を図6に示す。交流電源e1は整流器
RC1により全波整流されて直列変換され、コンデンサ
C1によって平滑化される。この平滑直流出力はトラン
スTR1の一次巻線N1とスイッチングMOSトランジ
スタQ1との直列回路へ供給される。このトランジスタ
Q1をスイッチング制御することによって、直流電力
交流電力に変換され、ダイオードD3,D4による整流
回路により再度直流電力とされる。この直流電力はチョ
ークコイルL1及びコンデンサCにより平滑されかつ
図示せぬPWMコントロール回路よって安定化されて所
望の直流電圧となって、コンデンサCの両端1−2に
導出される。
【0003】トランスTR1には三次巻線N3が設けら
れており、この三次巻線N3にダイオードD1を接続す
ることにより、トランジスタQ1のオフ時にトランスT
R1に生じる励磁エネルギ(励磁電流i3で示す)を、
このダイオードD1を介して整流器RC1側へ回生する
ようにして、スイッチングトランジスタQ1の破壊防止
を行っている。
【0004】図7は図6の電源回路の動作波形図であ
り、交流入力電圧e1,コンデンサC1の両端電圧VC
1,整流器RC1の直流出力電流i1を夫々示す。
【0005】図7の(b)の破線で示す全波整流電圧波
形のリップル分をできるだけ小さくする必要があると共
に、交流電圧e1の瞬時低下を補償する必要があるため
に、コンデンサC1は充分大きな容量を有するように設
計される。その結果、コンデンサC1の両端電圧VC1
は図7(b)に示すように、交流電圧e1の全波整流波
形のピークに近い直流電圧となるが、整流器RC1の出
力電流i1は、図7(c)i示すようにデューティ比
(T1/T=D)が非常に小さくなり、一方ピーク値は
非常に大きな波形となる。
【0006】図8は二石ワォワード型電源回路を示す図
であり、図6と同等部分は同一参照符号にて示してい
る。この回路では、コンデンサC1の両端間にスイッチ
ングMOSトランジスタQ1と、トランスTR1の一次
巻線N1と、スイッチングMOSトランジスタQ2とを
この順に直列接続している。そして、トランジスタQ1
と巻線N1との接続点と整流器RC1の負電圧端子との
間にダイオードD5を挿入し、またトランジスタQ2と
巻線N1との接続点と整流器RC1の正電圧端子との間
にダイオードD6を挿入している。
【0007】両トランジスタQ1,Q2がオフのときに
生じる巻線N1の励磁エネルギ(励磁電流i3で示す)
を、ダイオードD5,巻線N1,ダイオードD6による
ループによって整流器RC1側へ回生するようにして、
スイッチングトランジスタQ1,Q2の破壊防止を行っ
ている。
【0008】この回路では、両トランジスタQ1,Q2
を同時にオンオフ制御することで、端子1−2間に所望
の直流電圧が得られる。この回路の動作時の各部信号波
形は図7の波形と全く同一であり、整流器RC1の出力
電流i1はデューティ比Dが極めて小さくかピーク値は
極めて大きくなる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】この様に、従来のフォ
ワード型電源回路では、整流平滑後の直流電圧のリップ
ル分を小さく、また交流電圧の瞬時低下を補償して後段
のDC−DCコンバータを安定に動作せさようとする
と、交流電源に非常にデューティ比が小さくピーク値の
大きい電流を流すことになる。その結果、高いレベルの
高周波電流が配送電力系統に流れ、場合によっては、電
力用コンデンサや電力用トランスを加熱させる等の悪影
響を及ぼすことがあるという欠点があり、また電源回路
の力率(無効電力に対する有効電力の比)が低下すると
いう欠点もある。
【0010】本発明の目的は、高周波電流の発生を防止
すると共に力率の大幅な改善を図ることができるフォワ
ード型電源回路を提供することである。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、交流入
力を整流する整流手段と、この整流出力に並列に設けら
れた第1のコンデンサ手段と、トランス手段と、このト
ランス手段の一次巻線と直列に接続されたスイッチング
手段とを有し、前記一次巻線と前記スイッチング手段と
の直列回路を前記整流出力に並列に接続し、前記スイッ
チング手段のスイッチング動作による交流電力を前記ト
ランス手段の二次巻線に誘起するようにし、この誘起さ
れた交流電力を安定化直流電力に変換するようにした
C−DCコンバータ電源回路であって、前記第1のコン
デンサ手段と並列に設けられた第2のコンデンサ手段
と、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧が前記第2の
コンデンサ手段の充電電圧よりも大の状態にあってこの
第1のコンデンサ手段からエネルギの放出が行われてい
るときに、前記スイッチング手段のオフ時における前記
トランス手段の励磁エネルギを前記第2のコンデンサ手
段へ蓄積制御し、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧
が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よりも小の状態
にあってこの第2のコンデンサ手段からエネルギの放出
が行われているときに、前記スイッチング手段のオフ時
における前記トランス手段の励磁エネルギを前記第1の
コンデンサ手段へ蓄積制御する制御手段とを含み、前記
スイッチング手段は前記一次巻線に直列接続された一個
のスイッチング素子からなり、前記制御手段は、前記ト
ランス手段に設けられ前記一次巻線とは逆極性の出力が
得られるように巻回された三次巻線と、この三次巻線に
生ずる励磁電流を、前記第1のコンデンサ手段及び第2
のコンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記第1のコン
デンサ手段及び第2のコンデンサ手段へ択一的に直接供
給する手段と、前記第1のコンデンサ手段及び第2のコ
ンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記コンデンサ手段
及び第2のコンデンサ手段から択一的に前記一次巻線へ
励磁電流を供給する手段とを有することを特徴とする電
源回路が得られる。更に本発明によれば、交流入力を整
流する整流手段と、この整流出力に並列に設けられた第
1のコンデンサ手段と、トランス手段と、このトランス
手段の一次巻線と直列に接続されたスイッチング手段と
を有し、前記一次巻線と前記スイッチング手段との直列
回路を前記整流出力に並列に接続し、前記スイッチング
手段 のスイッチング動作による交流電力を前記トランス
手段の二次巻線に誘起するようにし、この誘起された交
流電力を安定化直流電力に変換するようにしたDC−D
Cコンバータ電源回路であって、前記第1のコンデンサ
手段と並列に設けられた第2のコンデンサ手段と、前記
第1のコンデンサ手段の充電電圧が前記第2のコンデン
サ手段の充電電圧よりも大の状態にあってこの第1のコ
ンデンサ手段からエネルギの放出が行われているとき
に、前記スイッチング手段のオフ時における前記トラン
ス手段の励磁エネルギを前記第2のコンデンサ手段へ蓄
積制御し、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧が前記
第2のコンデンサ手段の充電電圧よりも小の状態にあっ
てこの第2のコンデンサ手段からエネルギの放出が行わ
れているときに、前記スイッチング手段のオフ時におけ
る前記トランス手段の励磁エネルギを前記第1のコンデ
ンサ手段へ蓄積制御する制御手段とを含み、前記スイッ
チング手段は、前記一次巻線の両端において夫々この一
次巻線と直列接続された第1及び第2のスイッチング手
段からなり、前記制御手段は、前記一次巻線に生ずる励
磁電流を、前記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデ
ンサ手段の電圧の大小に応じて前記第1のコンデンサ手
段及び第2のコンデンサ手段へ択一的に直接供給する手
段と、前記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ
手段の電圧の大小に応じて前記第1のコンデンサ手段及
び第2のコンデンサ手段から択一的に前記一次巻線へ励
磁電流を供給する手段とを含むことを特徴とする電源回
路。 更にはまた、本発明によれば、交流入力を整流する
整流手段と、この整流出力に並列に設けられた第1のコ
ンデンサ手段と、トランス手段と、このトランス手段の
一次巻線と直列に接続されたスイッチング手段とを有
し、前記一次巻線と前記スイッチング手段との直列回路
を前記整流出力に並列に接続し、前記スイッチング手段
のスイッチング動作による交流電力を前記トランス手段
の二次巻線に誘起するようにし、この誘起された交流電
力を安定化直流電力に変換するようにしたDC−DCコ
ンバータ電源回路であって、前記第1のコンデンサ手段
と並列に設けられた第2のコンデンサ手段と、前記第1
のコンデンサ手段の充電電圧が前記第2のコンデンサ手
段の充電電圧よりも大の状態にあってこの第1のコンデ
ンサ手段からエネルギの放出が行われているときに、前
記スイッチング手段のオフ 時における前記トランス手段
の励磁エネルギを前記第2のコンデンサ手段へ蓄積制御
し、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧が前記第2の
コンデンサ手段の充電電圧よりも小の状態にあってこの
第2のコンデンサ手段からエネルギの放出が行われてい
るときに、前記スイッチング手段のオフ時における前記
トランス手段の励磁エネルギを前記第1のコンデンサ手
段へ蓄積制御する制御手段とを含み、前記トランス手段
は前記一次巻線とは逆極性の出力が得られるように巻回
された三次巻線を有しており、前記スイッチング手段
は、第1及び第2のスイッチング素子を有し、前記第1
のスイッチング素子、前記三次巻線、前記一次巻線及び
前記第2のスイッチング素子がこの順に前記整流出力に
並列に接続されており、前記制御手段は、前記一次巻線
に生ずる励磁電流を、前記第1のコンデンサ手段及び第
2のコンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記第1のコ
ンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段へ択一的に直接
供給する手段と、前記第1のコンデンサ手段及び第2の
コンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記第1のコンデ
ンサ手段及び第2のコンデンサ手段から択一的に前記一
次巻線へ励磁電流を供給する手段とを含むことを特徴と
する電源回路が得られる。
【0012】
【実施例】以下に本発明の実施例につき図面を用いて詳
述する。
【0013】図1は本発明の一石フォワード型電源回路
の一実施例の回路図であり、図6と同等部分は同一符号
にて示す。平滑コンデンサC1は、交流電源e1を全波
整流する整流器RC1の両出力端間に接続され、このコ
ンデンサC1の両端間にはトランスTR1の一次巻線と
スイッチングMOSトランジスタQ1とが直列に接続さ
れている。このトランスTR1の二次巻線の出力はダイ
オードD3,D4により整流され、チョークコイルL1
及びコンデンサC3にて平滑化されてコンデンサC3の
両端1−3間から安定な直流電圧が得られる。以上の構
成は図6の従来例と同一である。
【0014】トランスTR1の励磁電流i3を処理する
三次巻線N3は、一次巻線N1とは切離されており、こ
の三次巻線N3の一端はダイオードD1を介して整流器
RC1の負電圧端子に接続され、他端は大容量コンデン
サC2の一端,抵抗R2の一端及びダイオードD2のア
ノードに夫々接続される。コンデンサC2の他端は整流
器RC1の負電圧端子に接続され、抵抗R1の他端及び
ダイオードD2のカソードは整流器RC1の正電圧端子
に接続されている。
【0015】コンデンサC2は平滑用コンデンサC1に
比し大容量であり、抵抗R1はコンデンサC2への充電
用抵抗である。ダイオードD2はコンデンサC1とC2
との充電電圧レベルの大小に応じてオンオフされて、ト
ランジスタQ1がオフのときに三次巻線N3に生ずるト
ランスTR1の励磁エネルギ(励磁電流i3)を、コン
デンサC1かコンデンサC2へ供給する機能を有する。
【0016】図3は図1の回路の動作波形を示してお
り、期間Taの横軸tの単位は、期間T0が10ms
(交流電源e1の周期を50Hzとしたとき)となる様
な単位で描かれており、一方期間Tbの横軸tの単位
は、期間Taのそれを拡大してμsのオーダとして示し
ている。
【0017】尚、VC1はコンデンサC1の充電電圧,
VC2はコンデンサC2の充電電圧,VC3はコンデン
サC3の充電電圧を夫々示す。また、i1は整流器RC
1の出力電流,i2は一次巻線N1の電流,i3は三次
巻線の電流を夫々示す。
【0018】この回路の基本動作について述べると、期
間T1では、出力端子1−2から負荷に供給される電力
とトランスTR1の励磁エネルギとは整流器RC1から
供給され、トランジスタQ1のオフ時のトランスTR1
の励磁エネルギはコンデンサC2へ蓄積される。
【0019】一方、期間T2では、整流器RC1からの
電力供給は停止され、その代りにコンデンサC2から出
力電力の全てが供給される。その間、コンデンサC2か
らは、期間Tと同様に出力端1−2から負荷へ供給さ
れる電力と、トランスTR1の励磁エネルギとが供給さ
れるが、トランジスタQ1がオフのときのトランスTR
1の励磁エネルギはコンデンサC1へ回生される。
【0020】以上の動作を更に詳述する。交流電圧e1
が印加されると、コンデンサC1が交流電圧e1のピー
ク値まで充電される。その後、スイッチングトランジス
タQ1のオンオフ制御が周期TS(図3(f)参照)を
もって行われる。トランジスタQ1のオン期間(T3)
は、平滑コンデンサC1からトランスTR1への励磁電
流i2が一次巻線N1へ供給され、オフの期間(T4)
は、このトランスTR1に蓄積された励磁エネルギが励
磁電流i3として三次巻線N3からダイオードD1を介
して大容量コンデンサC2へ流入し、エネルギの回生が
行われる。
【0021】この状態が所定期間(T1)繰返えされる
ことにより、コンデンサC1の充電電圧がコンデンサC
2のそれよりも低下する。すると、今度はコンデンサC
2及び抵抗R1を介してトランスTR1への励磁が行わ
れることになる。従って、トランジスタQ1がオンの期
間(T3)はこのコンデンサC2から一次巻線N1へ励
磁電流i2が供給され、オフの期間(T4)は、このト
ランスTR1に蓄積されたエネルギが励磁電流i3とし
て三次巻線N3からダイオードD1及びオン状態のダイ
オードD2により平滑用コンデンサC1へ流入する。
【0022】この状態が所定期間(T2)繰返される
と、コンデンサC2の充電電圧がコンデンサC1のそれ
よりも低下する。よって、再び上述した期間T1の動作
となり、以降周期T0(T1+T2)で上述した動作が
繰返される。
【0023】以下、上述の回路の動作を定量的に説明す
る。いま、この電源回路が例えば100W程度の出力と
すると、コンデンサC1は1μF程度の値であり、一方
コンデンサC2は数千μFと大きな値である。また抵抗
器R1はコンデンサC2を初期充電するためのものであ
り数十オーム程度である。
【0024】交流電源e1が印加されると、先ず抵抗器
R1によりコンデンサC2が充電される。続いて外部か
らの制御により、トランジスタQ1がスイッチングを開
始する。その後、回路の動作が定常動作となりコンデン
サC1の電圧が安定した状態においては、T1の期間中
コンデンサC2から負荷に電力を供給するたの放出エネ
ルギ量ECと、T2の期間中コンデンサC2から負荷に
電力を供給するための放出エネルギ量EDとは、途中で
の損失を無視すると同一となる。トランスTR1の励磁
電流igは次式で表される。
【0025】ig=E・t/Lg ……(1) 但し、EはトランスTR1の一次巻線に印加される矩形
波の電圧値であり、tはトランスTR1の一次巻線に印
加される矩形波の時間幅であり、またLgはトランスT
R1の一次巻線のインダクタス値である。
【0026】ところで、この電源回路が正常に出力電圧
安定化動作を行っているとすると、式(1)において、 E・t=K(一定) ……(2) となる。また図3において、コンデンサC1の電位がコ
ンデンサC2の電位より高い期間T1にトランジスタQ
1がオンオフする度にトランスTR1の励磁エネルギに
よってコンデンサC2に蓄えられるエネルギECは、 EC=(1/2)・Lg・ig =(K/2Lg)・(T1/Ts)……(3) と表される。
【0027】一方、図3において、コンデンサC2の電
位がコンデンサC1の電位よりも高くなる期間T2に、
コンデンサC2から放出されるエネルギEDは、トラン
スTR1の励磁エネルギはキャンセルされて、 ED=P0・T2 ……(4) で表される。但し、P0は電源出力電力(変換損失は無
いものとする)である。
【0028】定常状態においては前述のように、EC=
EDとなる。すなわち、式(3)と(4)から、次式を
得る。
【0029】 Lg=(K・T1)/(2P0・Ts・T2)……(5) 式(5)において、K及びP0は、図1の一石フォワー
ドコンバータの設計において独立に設定される。
【0030】従って、最大負荷接続時に交流電源e1か
ら電流を流す周期に対する比(T1/T)をどの程度に
するか(これは高周波含有率と力率に関係がある)を設
定することにより、トランスTR1の励磁インダクタン
スが求められる。損失が無ければ、式(2)より、励磁
電流のピーク値は常に一定となるが、励磁インダクタン
スへの充電時間及び放電時間は印加電圧の値により変わ
る。
【0031】尚、トランジスタQ1に、MOSFETの
代わりにバイポーラトランジスタを使用しても、作用は
全く同じであるし、トランスTR1の巻線N1とN3と
の比は1に限る必要はなく、1より大きな任意の値とす
ることができる。
【0032】図2は本発明の他の一石フォワード型電源
回路の他の実施例を示すもので、図1と同等部分は同一
符号により示している。本例では、大容量コンデンサC
2とその充電用抵抗R1との直列接続回路を整流器RC
1の両端に接続することは図1の例と同じであるが、コ
ンデンサC2と抵抗Rとの位置が図1の例とは逆になっ
ている。また、このコンデンサC2と抵抗R1との直列
接続点にダイオードD1のアノード及びダイオードD2
のカソードが接続され、ダイオードD1のカソードは三
次巻線N3の一端に、ダイオードD2のアソードは整流
器RC1の負電圧端子に夫々接続されている。他の構成
は図1のそれと同一である。
【0033】本実施例でも、図1の回路の動作、原理及
び各部波形は同等であり、平滑コンデンサC1の電圧が
大容量コンデンサC2のそれより高いときには、ダイオ
ードD2がオフであるから、コンデンサC1からエネル
ギが放出され、トランジスタQ1オフ時のトランスTR
1の蓄積エネルギは三次巻線N3からダイオードD1を
介してコンデンサC2へ回生される。
【0034】逆に、コンデンサC2の電圧がコンデンサ
C1のそれよりも高いときには、ダイオードD2がオン
となっており、よってコンデンサC2から抵抗R1を介
してエネルギが放出され、トランジスタQ1オフ時のト
ランスの蓄積エネルギは三次巻線N3からダイオードD
1,D2を介してコンデンサC1へ回生される。
【0035】図4は本発明の別の実施例の二石フォワー
ド型電源回路を示す図であり、図8の回路に本発明を適
用したものであって図8と同等部分は同一符号にて示
す。
【0036】図において、コンデンサC1の両端間にス
イッチングMOSトランジスタQ1と、トランスTR1
の一次巻線N1と、スイッチングMOSトランジスタQ
2とをこの順に直列に接続している。そして、トランジ
スタQ1と巻線N1との接続点と整流器RC1の負電圧
端子との間にダイオードD5を挿入し、またトランジス
タQ2と巻線N1との接続点と大容量ダイオードC2の
一端との間にダイオードD6を挿入している。このダイ
オードD2の他端は整流器RC1の負電圧端子に接続さ
れている。
【0037】このコンデンサC2の充電用抵抗R1が整
流器RC1の正電圧端子とダイオードC2の一端との間
に設けられており、この抵抗R1と並列にダイオードD
2が挿入されている。他の構成は図8のそれと同じであ
る。
【0038】この回路においても図1,2の回路
作,原理及び各部波形は同等であり、平滑コンデンサC
1の電圧が大容量コンデンサC2のそれよりも高いとき
には、ダイオードD2はオフとなっており、コンデンサ
C1からエネルギが放出され、トランジスタがオフ時の
トランスTR1の蓄積エネルギは電流i3としてダイオ
ードD6を介してコンデンサC2へ回路生される。
【0039】逆にコンデンサC2の電圧がコンデンサC
1のそれよりも高いときには、ダイオードD2がオンと
なっており、コンデンサC2から抵抗R1を介してエネ
ルギが放出され、トランジスタがオフ時のトランスの蓄
積エネルギは電流i3としてダイオードD6,D2,抵
抗R1を介してコンデンサC1へ回生される。
【0040】図5は本発明の更に他の実施例の二石フォ
ワード型電源回路を示す図であり、図4と同等部分は同
一符号にて示す。本例では、図4のトランスTR1の一
次巻線N1を2つに分けて、一次巻線N1と三次巻線N
3とを設け、両巻線N1,N2の接続点をダイオードD
6を介して大容量コンデンサC2の一端へ接続してい
る。他の構成及び動作,原理については、図4のそれと
同等であり、説明は省略する。
【0041】図4と図5との回路の違いは、図4の回路
ではトランジスタQ1(Q2)のスイッチングのデュー
ティ比を、コンデンサC1とC2との電圧で定まる値
{C2/(C1+C2):1/2より小さい}とする必
要があり、図5の回路ではトランスTR1の巻線比N1
とN3との比を調整することにより、トランジスタQ1
(Q2)のスイッチングのデューティ比を1/2前後の
適切な値に設定することができることである。他は前述
した如く、両回路は全く同等である。
【0042】
【発明の効果】以上の様に、フォワード型DC−DCコ
ンバータを構成するトランス励磁インダクタンスの値を
調整することにより、簡単な回路構成で、(5)式に示
すとおり、交流電源から取込む電流の導通時間を任意に
設定できることになる。よって、その電流波形を導通幅
の広い矩形波とすることができ、従来の回路に比し、交
流入力電流の高周波含有率が大幅に低減されると共に力
率の向上が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例の回路図である。
【図2】本発明の他の実施例の回路図である。
【図3】本発明の実施例の各部動作波形図である。
【図4】本発明の別の実施例の回路図である。
【図5】本発明の更に他の実施例の回路図である。
【図6】従来の一石フォワード型電源回路を示す図であ
る。
【図7】図6の回路の動作波形図である。
【図8】従来の二石フォワード型電源回路を示す図であ
る。
【符号の説明】
e1 交流電源 RC1 全波整流器 C1,C3 平滑コンデンサ C2 大容量コンデンサ D1,D2,D5,D6 ダイオード D3,D4 整流ダイオード Q1,Q2 スイッチングトランジスタ TR1 トランス N1〜N3 巻線 L1 チョークコイル

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 交流入力を整流する整流手段と、この整
    流出力に並列に設けられた第1のコンデンサ手段と、
    ランス手段と、このトランス手段の一次巻線と直列に接
    続されたスイッチング手段とを有し、前記一次巻線と前
    記スイッチング手段との直列回路を前記整流出力に並列
    に接続し、前記スイッチング手段のスイッチング動作に
    よる交流電力を前記トランス手段の二次巻線に誘起する
    ようにし、この誘起された交流電力を安定化直流電力に
    変換するようにしたDC−DCコンバータ電源回路であ
    って、 前記第1のコンデンサ手段と並列に設けられた第2のコ
    ンデンサ手段と、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧
    が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よりも大の状態
    にあってこの第1のコンデンサ手段からエネルギの放出
    が行われているときに、前記スイッチング手段のオフ時
    における前記トランス手段の励磁エネルギを前記第2の
    コンデンサ手段へ蓄積制御し、前記第1のコンデンサ手
    段の充電電圧が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よ
    りも小の状態にあってこの第2のコンデンサ手段からエ
    ネルギの放出が行われているときに、前記スイッチング
    手段のオフ時における前記トランス手段の励磁エネルギ
    を前記第1のコンデンサ手段へ蓄積制御する制御手段と
    を含み、 前記スイッチング手段は前記一次巻線に直列接続された
    一個のスイッチング素子からなり、 前記制御手段は、前記トランス手段に設けられ前記一次
    巻線とは逆極性の出力が得られるように巻回された三次
    巻線と、この三次巻線に生ずる励磁電流を、前記第1の
    コンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電圧の大小
    に応じて前記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデン
    サ手段へ択一的に直接供給する手段と、前記第1のコン
    デンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電圧の大小に応
    じて前記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ手
    段から択一的に前記一次巻線へ励磁電流を供給する手段
    とを有する ことを特徴とする電源回路。
  2. 【請求項2】 交流入力を整流する整流手段と、この整
    流出力に並列に設けられた第1のコンデンサ手段と、ト
    ランス手段と、このトランス手段の一次巻線と直列に接
    続されたスイッチング手段とを有し、前記一次巻線と前
    記スイッチン グ手段との直列回路を前記整流出力に並列
    に接続し、前記スイッチング手段のスイッチング動作に
    よる交流電力を前記トランス手段の二次巻線に誘起する
    ようにし、この誘起された交流電力を安定化直流電力に
    変換するようにしたDC−DCコンバータ電源回路であ
    って、 前記第1のコンデンサ手段と並列に設けられた第2のコ
    ンデンサ手段と、前記第1のコンデンサ手段の充電電圧
    が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よりも大の状態
    にあってこの第1のコンデンサ手段からエネルギの放出
    が行われているときに、前記スイッチング手段のオフ時
    における前記トランス手段の励磁エネルギを前記第2の
    コンデンサ手段へ蓄積制御し、前記第1のコンデンサ手
    段の充電電圧が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よ
    りも小の状態にあってこの第2のコンデンサ手段からエ
    ネルギの放出が行われているときに、前記スイッチング
    手段のオフ時における前記トランス手段の励磁エネルギ
    を前記第1のコンデンサ手段へ蓄積制御する制御手段と
    を含み、 前記スイッチング手段は、前記一次巻線の両端において
    夫々この一次巻線と直列接続された第1及び第2のスイ
    ッチング手段からなり、 前記制御手段は、前記一次巻線に生ずる励磁電流を、前
    記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電
    圧の大小に応じて前記第1のコンデンサ手段及び第2の
    コンデンサ手段へ択一的に直接供給する手段と、前記第
    1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電圧の
    大小に応じて前記第1のコンデンサ手段及び第2のコン
    デンサ手段から択一的に前記一次巻線へ励磁電流を供給
    する手段とを含む ことを特徴とする電源回路。
  3. 【請求項3】 交流入力を整流する整流手段と、この整
    流出力に並列に設けられた第1のコンデンサ手段と、ト
    ランス手段と、このトランス手段の一次巻線と直列に接
    続されたスイッチング手段とを有し、前記一次巻線と前
    記スイッチング手段との直列回路を前記整流出力に並列
    に接続し、前記スイッチング手段のスイッチング動作に
    よる交流電力を前記トランス手段の二次巻線に誘起する
    ようにし、この誘起された交流電力を安定化直流電力に
    変換するようにしたDC−DCコンバータ電源回路であ
    って、 前記第1のコンデンサ手段と並列に設けられた第2のコ
    ンデンサ手段と、前記 第1のコンデンサ手段の充電電圧
    が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よりも大の状態
    にあってこの第1のコンデンサ手段からエネルギの放出
    が行われているときに、前記スイッチング手段のオフ時
    における前記トランス手段の励磁エネルギを前記第2の
    コンデンサ手段へ蓄積制御し、前記第1のコンデンサ手
    段の充電電圧が前記第2のコンデンサ手段の充電電圧よ
    りも小の状態にあってこの第2のコンデンサ手段からエ
    ネルギの放出が行われているときに、前記スイッチング
    手段のオフ時における前記トランス手段の励磁エネルギ
    を前記第1のコンデンサ手段へ蓄積制御する制御手段と
    を含み、 前記トランス手段は前記一次巻線とは逆極性の出力が得
    られるように巻回された三次巻線を有しており、 前記スイッチング手段は、第1及び第2のスイッチング
    素子を有し、前記第1のスイッチング素子、前記三次巻
    線、前記一次巻線及び前記第2のスイッチング素子がこ
    の順に前記整流出力に並列に接続されており、 前記制御手段は、前記一次巻線に生ずる励磁電流を、前
    記第1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電
    圧の大小に応じて前記第1のコンデンサ手段及び第2の
    コンデンサ手段へ択一的に直接供給する手段と、前記第
    1のコンデンサ手段及び第2のコンデンサ手段の電圧の
    大小に応じて前記第1のコンデンサ手段及び第2のコン
    デンサ手段から択一的に前記一次巻線へ励磁電流を供給
    する手段とを含む ことを特徴とする電源回路。
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