JPH04150767A - スイッチング電源回路 - Google Patents

スイッチング電源回路

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JPH04150767A
JPH04150767A JP2269935A JP26993590A JPH04150767A JP H04150767 A JPH04150767 A JP H04150767A JP 2269935 A JP2269935 A JP 2269935A JP 26993590 A JP26993590 A JP 26993590A JP H04150767 A JPH04150767 A JP H04150767A
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resistor
power supply
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current
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JP2269935A
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Shoichi Furuhata
古畑　昌一
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Fuji Electric Co Ltd
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
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    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
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    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ この発明は、電子計算機をはじめとする電子機器用電源
、ＴＶ受像器の水平偏向回路等に広く使用される共振型
スイッチング電源回路、ことに、過電流保護回路を備え
た共振型スイッチング電源回路に関する。
〔従来の技術〕
スイッチング電源回路はパワーＭＯＳＦＥＴＩＧＢＴ等
の絶縁ゲート型半導体素子をスイッチング素子とし、ス
イッチング素子のオンとオフの時間比Ｃ時比率）を制御
して出力直流電圧を一定値に調節するものであり、高周
波数化することにより構成部品を小型化できることから
、電子機器用の汎用電源として注目されている。ことに
、１次巻線側に共振コンデンサを有する絶縁変圧器の共
振を利用してスイッチング電圧、電流の変化を正弦波状
とした共振型スイッチング電源回路は、電圧、を流の急
峻な変化を伴わないので低損失かつ低雑音であり、さら
には変圧器の巻数比の選択の仕方により、逓昇、逓降任
意の電圧が得られるなどの特長があり、特に注目されて
いる。
第４図は従来のスイッチング電源回路の一例を示す接続
図であり、並列ダイオードＩＡを有するスイッチングト
ランジスタｌは、そのコレクタＣが変圧器２の共振コン
デンサ２Ａを有する１次巻線２Ａに接続され、整流ブリ
ッジ４Ａ、平滑コンデンサ４Ｃからなる直流電源部４の
正極側に１次巻線が、負極側にスイッチングトランジス
タ１のエミッタＥが接続されて、１次側主回路が構成さ
れる。また、変圧器２の２次巻線２Ｂは、全波整流器５
Ａ、リアクトル５Ｂおよびコンデンサ５ｃからなる直流
出力回路５に接続され、外部負荷に直流出力を供給する
。制御回路６はスイッチングトランジスタ１のベースＢ
に方形波パルス状の駆動信号６Ｓを直列抵抗１４を介し
て供給し、スイッチングトランジスタ１のオンとオフと
の時間比（時比率）の制御により、スイッチング電源回
路の出力電圧を一定値（定格電圧）に保持するものであ
り、変圧器２の１次巻線電流をスイッチングトランジス
タ１がオン・オフ制御すると、１次巻線２Ａには巻線の
り一ケージインダクタンスおよび共振コンデンサ３のキ
ャパシタンスの積で決まる正弦波状の共振電圧■１が発
生し、これにより２次巻線２Ｂには正負両方向の電流が
流れ、この電流が一対のダイオード５Ａで整流され、２
次巻線の中点との間に出力直流電圧ｖ２が得られる。
また、スイッチングトランジスタ１にも正負両方向の共
振電圧が印加されるが、コレクタ側が負になる電圧は並
列ダイオードｌＡによってコレクタＣ，エミッタＥ間へ
の印加が阻止され、この間にスイッチングトランジスタ
がターンオフする。したがって、スイッチングトランジ
スタのコレクタ。
エミッタ間電圧（以下コレクタ電圧と略称する）が正弦
波状になって急峻な変化が阻止され、かつスイッチング
トランジスタが電圧零点近傍でスイッチングオフするこ
とにより、スイッチング損失およびスイッチングノイズ
の少ないスイッチング電源回路が形成される。
上述のスイッチング電源回路において、外部負荷の端子
間放電等が原因で変圧器２の２次側に定格電流を超える
異常電流（過電流）が流れると、これに対応して１次巻
線電流も急増し、これに比例して１次側の共振電圧も増
大するので、スイッチングトランジスタｌのコレクタ、
エミッタ間に定格値を超える過電流、過電圧が発生する
。このような過電流、過電圧を抑制してスイッチングト
ランジスタの損傷を防止する手段として、共振コンデン
サ３に並列にアレスターなどのサージ吸収素子１４を設
けるとともに、電流検出用の抵抗器１１を変圧器２次側
の出力回路５に直列に配して過電流を検出し、定常値を
超える検出電圧を過電流保護回路１２で反転増幅し、制
御回路６の出力側に配されたＡＮＤゲー）１３Ａにゲー
ト信号１２Ｓとして加え、駆動信号６Ｓの通過を阻止す
る過電流保護回路を設けたものが知られており、ＡＮＤ
ゲートの出口側には絶縁トランス１３Ｂを配して１次側
回路、２次側回路間の電位差の影響を回避するよう構成
されている。
〔発明が解決しようとする帽１ 前述の過電流保護回路は、過電流を検知してスイッチン
グ電源回路の出力を一時的に停止するものなので、瞬時
停電を嫌う電子機器用電源装置においては、無駄な停電
を回避するために、過電流保護回路の応答速度を遅く、
かつ定格電流に対する過電流の保護レベルを高く設計す
るのが一般的である。したがって、これが原因でスイッ
チングトランジスタが損傷するのを回避するため、共振
コンデンサ３に並列にサージ吸収素子１４が必要であり
、かつ過電流を変圧器の２次側で検出しているために、
絶縁トランス１３Ｂを設けて過電流保護回路を１次側回
路と絶縁する必要があるなど、部品点数の増加と９回路
構成の複雑化を招く欠点がある。さらに、スイッチング
トランジスタには過電流保護レベルに対応して、定格電
流より大きい電流容量および高い耐電圧性能を有する素
子を用いる必要があり、前記部品点数の増加と併せてス
イッチング電源回路のコスト上昇を招くという問題が発
生するとともに、耐電圧が高いスイッチング素子を用い
るために、低飽和電圧、高速スイッチング素子を適用す
ることによる装置の小型化。
高性能化が阻害されるという問題がある。
この発明の目的は、回路構成を複雑化することなく、応
答の速い過電流保護を確実に行える過電流保護回路を備
えたスイッチング電源回路を得ることにある。
〔課題を解決するための手段〕
上記課題を解決するために、この発明によれば、並列共
振コンデンサを有する変圧器の１次巻線と、この１次巻
線に正極が接続された直流電源部と、前記１次巻線にド
レーンが、前記直流電源部の負極にソースが接続されて
１次巻線電流をオン・オフ制御するパワーＭＯＳＦＥＴ
と、このパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに駆動信号を直列
抵抗を介して供給する制御回路とを備え、２次巻線電流
を整流して外部負荷に供給するものにおいて、前記１次
巻線電流を前記パワーＭＯＳ　Ｆ　ＥＴのソース側で検
出する抵抗器と、この抵抗器の両端に抵抗およびオフセ
ット電圧源を介して接続されたＯＰアンプとからなり、
前記２次巻線側に定格値を超える過電流が生じたとき、
これを前記定格値以下に抑制するよう前記駆動信号のレ
ベルを低減する信号を前記直列抵抗を介して前記パワー
ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する過電流保護回路を備え
てなるものとする。
また、並列共振コンデンサを有する変圧器の１次巻線と
、この１次巻線に正極が接続された直流電源部と、前記
１次巻線にドレーンが、前記直流電源部の負極にソース
が接続されて１次巻線電流をオン・オフ制御する電流セ
ンス端子付のパワーＭＯ５ＦＥＴと、このパワーＭＯＳ
ＦＥＴのゲートに駆動信号を直列抵抗を介して供給する
制御回路とを備え、２次巻線電流を整流して外部負荷に
供給するものにおいて、前記電流センス端子と前記直流
電源部の負極との間に接続されて前記１次巻線電流の一
部を検出する抵抗器と、この抵抗器の両端に抵抗および
基準電圧源を介して接続されたコンパレータとからなり
、前記２次巻線側に定格値を超える過電流が生じたとき
、これを前記定格値以下に抑制するよう前記駆動信号の
レベルを低減する信号を前記直列抵抗を介して前記パワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する過電流保護レベルを
備えてなるものとする。
さらに、並列共振コンデンサを有する変圧器の１次巻線
と、この１次巻線に正極が接続された直流電源部と、前
記１次巻線にコレクタが、前記直流電源部の負極にエミ
ッタが接続されて１次巻線電流をオン・オフ制御する電
流センス端子を有する絶縁ゲート形のスイッチング素子
と、このスイッチング素子のゲートに駆動信号を直列抵
抗を介して供給する制御回路とを備え、２次巻線電流を
整流して外部負荷に供給するものにおいて、前記１次巻
線電流を前記スイッチング素子の電流センス側で検出す
る抵抗器と、この抵抗器の両端に分圧抵抗を介してベー
スおよびエミッタが接続されたトランジスタと、このト
ランジスタのコレクタと前記直列抵抗の中間点との間に
コレクタ電流を阻止する向きに接続されたツェナダイオ
ードとからなり、前記２次巻線側に定格値を超える過電
流が生じたとき、これを定格値以下に低減するよう前記
駆動信号のレベルを前記ツェナダイオードのツェナ電圧
に低減する過電流保護レベルを備えてなるものとする。
〔作用〕
変圧器の１次巻線電流をオン・オフ制御するパワーＭＯ
ＳＦＥＴの主回路電流をそのソース側に配した抵抗器で
検出し、検出電圧がオフセット電圧を超えたとき、これ
をＯＰアンプで反転増幅して制御回路が出力する駆動信
号に加えるよう、過電流保護回路を構成したことにより
、ＯＰアンプのオフセット電圧を過電流の保護レベルに
対応して決めることにより、過電流を定格電流以下にタ
イミング良く抑制し、過電圧によるパワーＭＯＳＦＥＴ
の損傷を確実に防止できるので、定格電流に相応した電
流容量のパワーＭＯＳＦＥＴを用いてスイッチング電源
回路を構成することができる。
また、応答速度の向上によってサージ吸収素子が不要に
なり、さらには過電流を１次巻線側で検出することによ
り、絶縁トランスも不要になるので、部品点数が少な（
構成が簡素な過電流保護回路とすることができる。
また、変圧器の１次巻線電流をオン・オフ制御するパワ
ーＭＯＳ　Ｆ　ＥＴの主回路電流の一部分を電流センス
端子側に配した抵抗器で検出し、検出電圧がコンパレー
タの基準電圧を超えたとき、これを制御回路が出力する
駆動信号に逆向きに加えるよう、過電流保護回路を構成
しても、コンパレータの基準電圧を定格電流値に対応し
て決めることにより前述の実施例と同様に、過電流を定
格電流以下にタイミング良く抑制し、過電流によるパワ
ーＭＯＳＦＥＴの損傷を確実り防止できるので、定格電
流に相応した電流容量の電流センス付パワーＭＯＳＦＥ
Ｔを用いてスイッチング電源回路を構成することができ
る。また、応答速度の向上によってサージ吸収素子が不
要になり、さらには過電流を１次巻線側で検出すること
により、絶縁トランスも不要になるので、部品点数が少
なく構成が簡素な過電流保護回路とすることができると
ともに、検出抵抗器の電流容量を低減できる。
さらに、変圧器の１次巻線電流をオン・オフ制御するス
イッチング素子としてのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポー
ラモードトランジスタ）の主回路電流の一部分を、その
電流センス端子側に配した抵抗器で検出し、抵抗分圧器
を介してトランジスタのベースに加えるとともに、トラ
ンジスタのコレクタと制御回路の出力側との間に、コレ
クタ電流を阻止する向きにツェナダイオードを設けるよ
う構成すれば、トランジスタがオンするベース電圧が過
電流保護レベルに対応するよう、分圧抵抗器などて制御
することにより、過電流の発生をタイミング良く検知し
てトランジスタをオンし、ＩＧＢＴのゲート電圧をツェ
ナダイオードのツェナ電圧にまで低減することが可能に
なり、過電流を定格電流値以下に低減できるので、前述
の実施例と同様に、過電流によるＩ　ＧＢＴの損傷を確
実に防止できるので、定格電流に相応した電流容量の電
流センス付Ｉ　ＧＢＴを用いてスイッチング電源回路を
構成することができる。また、応答速度の向上によって
サージ吸収素子が不要になり、さらには過電流を１次巻
線側で検出することにより、絶縁トランスも不要になる
ので、部品点数が少なく構成が簡素な過電流保護回路が
得られる。
なお、上述の各実施例は、過電流を定格電流値（規定値
）以下に低減してスイッチング素子を過電流、過電圧か
ら保護するものであり、その保護動作がスイッチング電
源回路の瞬時停電を伴うものではないので、電子機器の
電源装置に求められる要求を満たすことができる。
〔実施例〕
以下、この発明を実施例に基づいて説明する。
第１図はこの発明の実施例になるスイッチング電源回路
を示す接続図であり、従来の装置と同じ部分には同一参
照符号が付しである０図において、直流電源部４の正極
に一方端が接続された変圧器２の共振コンデンサ２Ａを
有する１次巻線２Ａと、直流電源部の負極との間には、
１次巻線電流をオン・オフ制御するスイッチング素子と
してのパワーＭＯＳＦＥＴ２１のドレーンＤおよびソー
スＳが接続され、そのゲートＧには出力側にアンプ１４
を有する制御回路６が直列抵抗１４を介して接続され、
定常運転時には制御回路６が発する駆動信号６Ｓの時比
率が外部負荷に供給する出力電流値に対応して制御され
ることにより、スイッチング電源回路の出力電圧を規定
値（定格電圧値）に保持して運転が行われる。
また、２０は過電流保護回路であり、１次巻線電流をパ
ワーＭＯＳＦＥＴ２１のソース側で検出する検出抵抗２
２と、検出電圧を抵抗２３を介して受け、オフセット電
圧源２４の電圧を超える検出電圧を反転し、アンプ１６
の出力側に出力信号２０Ｓとして出力するＯＰアンプ２
５とで構成される。
このように構成されたスイッチング電源回路において、
ＯＰアンプ２５のオフセット電圧ＥＯを過電流保護レベ
ルに設定した場合、定格電流以下での定常運転時には過
電流保護回路２０の出力信号２ＯＳは零となり、アンプ
１６の利得を１とすれば、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲ
ートＧには制御回路６が出力する駆動信号６Ｓが加わり
、スイッチング電源回路の定常運転が行われる。一方、
外部負荷に過電流が発生すると検出電圧がオフセット電
圧ＥＯを超え、かつその差は定格電流と過電流との差に
比例して増大するので、過電流保護回路２０はこの差に
比例して増大する反転信号２０Ｓを出力することになり
、パワーＭＯＳＦＥＴ２１のゲートＧに加わる駆動信号
２６Ｓの大きさは、信号６Ｓと２Ｏ３との絶対値の差、
すなわち定格電流に相応したゲート電圧以下に抑制され
ることになる。また、パワーＭＯＳＦＥＴのドレーン、
ソース間を流れる１次巻線側上回路電流は駆動信号の大
きさ（ゲート電圧）の低下に比例して低減されるので、
過電流によるパワーＭＯＳＦＥＴの損傷を回避すること
ができ、したがって定格電流に相応した電流容量のパワ
ーＭＯＳＦＥＴを用いてスイッチング電源回路を経済的
に有利に提供できる。さらに、主回路電流の抑制に伴っ
て共振コンデンサ３やパワーＭＯＳＦＥＴに加わる過電
圧も抑制されるので、従来技術で必要としたサージ吸収
素子が不要になるとともに、主回路電流を変圧器２の１
次巻線側で検出するので、絶縁トランスも不要になり、
回路の部品点数を減らして装置を簡素化できる利点が得
られる。
なお、過電流発生時の駆動信号２６Ｓの大きさは、検出
抵抗２３の抵抗値や、アンプ１６．ＯＰアンプ２５の利
得調整により、外部負荷の異常回復に好適な値に設定可
能であり、したがって電子機器の電源として嫌われる瞬
時停電を生ずることなく、スイッチング素子を過電流か
ら保護することができる。したがつて、定格電流値に相
応した電流容量のパワーＭＯＳＦＥＴを用いてスイッチ
ング電源回路を安価に構成できるとともに、低飽和電圧
、高速スイッチング素子を用いて低損失で一層小型化さ
れたスイッチング電源回路を提供できるものと期待され
る。
第２図はこの発明の異なる実施例になるスイッチング電
源回路を示す接続図であり、スイッチング素子にソース
Ｓと他のソースＳｌ（電流センス端子）を有するパワー
ＭＯＳＦＥＴ３１を用い、ソースＳを直流電源部４の負
極側に接続する。そして、この電流センス端子Ｓ１と電
源部４の負極との間に接続された主回路電流の検出抵抗
器３２と、この検出抵抗器のソース側に抵抗３３を介し
て反転側が接続され、負極と非反転側の間に基準電圧源
３４を有するコンパレータ３５とで過電流保護回路３０
を構成し、コンパレータ３５で検出電圧を基準電圧源３
４の設定電圧ＥＯと比較し、定格電流に対応して決まる
基準電圧値ＥＯを検出電圧値が超えたとき、その差電圧
を反転した信号３０Ｓを制御回路６の出力信号６Ｓに加
えるよう構成した点が前述の実施例と異なっている。そ
の結果、パワーＭＯＳＦＥＴ３１のゲートＧに加わる駆
動信号３６Ｓは、信号６Ｓと３６３の絶対値の差に相当
するレベルに抑制され、これに伴って過電流が定格電流
値以下に低減されるので、前述の実施例におけると同様
な作用、効果が得られるとともに、検出抵抗器３２の電
流容量が少なくて済むので、前述の実施例に比べて一層
検出抵抗器を小型化できる利点が得られる。
第３図はこの発明の他の実施例を示す回路の接続図であ
り、スイッチング素子として電流センス端子Ｅ１を有す
るＩＣ，ＥＴ４１を用いてコレクタＣを１次巻線２Ａに
、エミ７りＥを直流を５部４の負極（接地）に接続して
１次側主回路を形成するとともに、他のエミッタである
電流センス端子Ｅ１と電源の負極との間に検出抵抗器４
４を有する過電流保護回路４０が設けられる。遇を流保
護回路４０は、検出抵抗器４４と、その検出電圧を分圧
抵抗４５を介してベースＢ、エミッタＥ間に受けるトラ
ンジスタ４２と、そのコレクタＣと制御回路６例の直列
抵抗１４Ａ、１４Ｂの中点との間にトランジスタ４２の
コレクタ電流を阻止する向きに接続されたツェナダイオ
ード４３とで構成される。
上述の過電流保護回路４０において、トランジスタ４２
がオンするベース電圧ＥＢがスイッチング電源回路の定
格電流に相応するよう、抵抗４４゜４５をあらかじめ調
整しておけば、定格電流以下の定常運転ではトランジス
タ４２はオフ状態を保持し、制御回路６が発する駆動信
号６ｓにより定常運転が行われる。外部負荷側に定格電
流を超える過電流が発生すると、トランジスタ４２のベ
ース電圧が上昇し、そのコレクタＣ，エミッタＥ間の電
圧が低下するので、中点Ｍの電位はツェナダイオード４
３のツェナ電圧値により規制される。
したがって、ツェナダイオード４３のツェナ電圧の選択
の仕方により、Ｉ（１；ＥＴ４１に加わる駆動信号４６
Ｓの大きさを低減して過電流を定格電流値以下に抑制し
、過１を流によるＩＧＢＴ４１の損傷を回避することが
できる。
このように構成されたスイッチング電源回路においても
、前述の各実施例とほぼ同様な作用、効果が得られると
ともに、過電流保護回路の回路構成を一層簡素化できる
利点が得られる。
〔発明の効果〕
この発明は前述のように、共振型スイッチング電源回路
の外部負荷の端子間放電等によって生ずる定格電流を越
える過電流を、変圧器１次巻線電流をオン・オフ制御す
るパワーＭＯＳＦＥＴのソース側で検出し、過電流分を
ＯＰアンプで反転して駆動信号に加え、パワーＭＯＳＦ
ＥＴのゲート電圧を低減することにより、過電流を定格
電流値以下に抑制する過電流保護回路を設けるよう構成
した。その結果、スイッチング電源回路の運転を停止す
ることなく過電流を定格電流以下に抑制できるため、従
来誤動作を回避するために必要とした過電流保護回路の
応答の遅れを排除し、パワーＭＯＳＦＥＴを過電流、過
電圧からタイミング良く保護してその損傷を回避でき、
かつ共振電圧の最大値も低減できるので、従来必要とし
た共振回路のサージ吸収素子や、過電流を２次側で検出
したために必要とした絶縁トランスなどが不要になり、
回路の構成部品点数を減らして構成を簡素化できるとと
もに、定格電流、電圧に見・合ったパワーＭＯＳ　Ｆ　
ＥＴを用いてスイッチング電源回路を構成できるので、
過電流に対する安定性に優れたスイッチング電源回路を
経済的に有利に提供することができる。また、最大電流
値の設定によっては、過電圧を十分抑制できるので、低
飽和電圧。
高速スイッチング素子を用い、低損失、低ノイズの小型
化したスイッチング電源回路を提供できる利点が得られ
る。さらに、過電流を１次巻線側で検出したことにより
、逓降型スイッチング電源回路の場合、検出抵抗器の電
流容量が小さくて済むことになり、抵抗器を小型化でき
る利点も得られる。
一方、スイッチング素子を電流センス端子付のパワーＭ
ＯＳＦＥＴに置き換え、電流センス端子側で過電流を検
出し、コンパレータによって駆動信号を低減するよう構
成しても、前述とほぼ同様の作用、効果が得られるとと
もに、検出抵抗器の電流容量を一層低減して装置を小型
化できる利点が得られる。
さらに、過電流保護回路を検出抵抗器１分圧抵抗、トラ
ンジスタ、およびツェナダイオードで構成し、電流セン
ス端子付ＩＧＢＴの電流センス端子側で過電流を検出す
るよう構成した場合にも、前述とほぼ同様の作用、効果
が得られるとともに、過電流保護回路の回路構成を一層
簡素化できる利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の実施例になるスイッチング電源を示
す回路の接続図、第２図はこの発明の異なる実施例を示
す回路の接続図、第３図はこの発明の他の実施例を示す
回路の接続図、第４図は従来のスイッチング電源回路の
一例を示す回路の接続図である。 ｌ・・スイッチングトランジスタ、２・・変圧器、３・
・共振コンデンサ、４・・直流電源部、５・・直流出力
回路、６・・制御回路、１２，２０．３０．４０・・過
電流保護回路、１１，２２゜３２．４４・・検出抵抗器
、１４・・直列抵抗、２１．３１・・パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ、２４・・オフセット電圧源、２５・・ＯＰアンプ、
３４・・基準電圧源、３５・・コンパレータ、４５・・
分圧抵抗、４２・・トランジスタ、４３・・ツェナダイ
トート、６Ｓ、２６Ｓ、３６Ｓ、４６Ｓ　・　・晃１圓 晃Ｚ皿

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １）並列共振コンデンサを有する変圧器の１次巻線と、
    この１次巻線に正極が接続された直流電源部と、前記１
    次巻線にドレーンが、前記直流電源部の負極にソースが
    接続されて１次巻線電流をオン・オフ制御するパワーＭ
    ＯＳＦＥＴと、このパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに駆動
    信号を直列抵抗を介して供給する制御回路とを備え、２
    次巻線電流を整流して外部負荷に供給するものにおいて
    、前記１次巻線電流を前記パワーＭＯＳＦＥＴのソース
    側で検出する抵抗器と、この抵抗器の両端に抵抗および
    オフセット電圧源を介して接続されたＯＰアンプとから
    なり、前記２次巻線側に定格値を超える過電流が生じた
    とき、これを前記定格値以下に抑制するよう前記駆動信
    号のレベルを低減する信号を前記直列抵抗を介して前記
    パワーＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する過電流保護回路
    を備えてなることを特徴とするスイッチング電源回路。 ２）並列共振コンデンサを有する変圧器の１次巻線と、
    この１次巻線に正極が接続された直流電源部と、前記１
    次巻線にドレーンが、前記直流電源部の負極にソースが
    接続されて１次巻線電流をオン・オフ制御する電流セン
    ス端子付のパワーＭＯＳＦＥＴと、このパワーＭＯＳＦ
    ＥＴのゲートに駆動信号を直列抵抗を介して供給する制
    御回路とを備え、２次巻線電流を整流して外部負荷に供
    給するものにおいて、前記電流センス端子と前記直流電
    源部の負極との間に接続されて前記１次巻線電流の一部
    を検出する抵抗器と、この抵抗器の両端に抵抗および基
    準電圧源を介して接続されたコンパレータとからなり、
    前記２次巻線側に定格値を超える過電流が生じたとき、
    これを前記定格値以下に抑制するよう前記駆動信号のレ
    ベルを低減する信号を前記直列抵抗を介して前記パワー
    ＭＯＳＦＥＴのゲートに供給する過電流保護回路を備え
    てなることを特徴とするスイッチング電源回路。 ３）並列共振コンデンサを有する変圧器の１次巻線と、
    この１次巻線に正極が接続された直流電源部と、前記１
    次巻線にコレクタが、前記直流電源部の負極にエミッタ
    が接続されて１次巻線電流をオン・オフ制御する電流セ
    ンス端子を有する絶縁ゲート形のスイッチング素子と、
    このスイッチング素子のゲートに駆動信号を直列抵抗を
    介して供給する制御回路とを備え、２次巻線電流を整流
    して外部負荷に供給するものにおいて、前記１次巻線電
    流を前記スイッチング素子の電流センス端子側で検出す
    る抵抗器と、この抵抗器の両端に分圧抵抗を介してベー
    スおよびエミッタが接続されたトランジスタと、このト
    ランジスタのコレクタと前記直列抵抗の中間点との間に
    コレクタ電流を阻止する向きに接続されたツェナダイオ
    ードとからなり、前記２次巻線側に定格値を超える過電
    流が生じたとき、これを定格値以下に低減するよう前記
    駆動信号のレベルを前記ツェナダイオードのツェナ電圧
    に低減する過電流保護回路を備えてなることを特徴とす
    るスイッチング電源回路。
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