JPH05276750A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH05276750A JPH05276750A JP5027301A JP2730193A JPH05276750A JP H05276750 A JPH05276750 A JP H05276750A JP 5027301 A JP5027301 A JP 5027301A JP 2730193 A JP2730193 A JP 2730193A JP H05276750 A JPH05276750 A JP H05276750A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣ−ＤＣコンバータ電源回路において、全
波整流部に流れる電流の高周波成分を抑制しかつ力率を
大幅に改善する。 【構成】 全波整流器ＲＣ１の出力平滑用のコンデンサ
Ｃ１に並列に大容量コンデンサＣ２を設ける。トランス
ＴＲ１の励磁電流ｉ３処理用の三次巻線Ｎ３を大容量コ
ンデンサＣ２に接続し、ダイオードＤ１とＤ２とによっ
て、Ｃ１の電圧が大なるときはＣ１からＴＲ１へエネル
ギを供給し、トランジスタＱ１オフ時のＮ３の励磁エネ
ルギをＣ２へ回生する。Ｃ２の電圧が大なるときはＣ２
からＴＲ１へエネルギを供給し、Ｑ１オフ時のＮ３の励
磁エネルギをＣ１へ回生する。
波整流部に流れる電流の高周波成分を抑制しかつ力率を
大幅に改善する。 【構成】 全波整流器ＲＣ１の出力平滑用のコンデンサ
Ｃ１に並列に大容量コンデンサＣ２を設ける。トランス
ＴＲ１の励磁電流ｉ３処理用の三次巻線Ｎ３を大容量コ
ンデンサＣ２に接続し、ダイオードＤ１とＤ２とによっ
て、Ｃ１の電圧が大なるときはＣ１からＴＲ１へエネル
ギを供給し、トランジスタＱ１オフ時のＮ３の励磁エネ
ルギをＣ２へ回生する。Ｃ２の電圧が大なるときはＣ２
からＴＲ１へエネルギを供給し、Ｑ１オフ時のＮ３の励
磁エネルギをＣ１へ回生する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電源回路に関し、特に直
流電力をスイッチング動作により交流電力に変換し更に
この交流電力を安定化された直流電力に変換するフォワ
ード型電源回路に関する。
流電力をスイッチング動作により交流電力に変換し更に
この交流電力を安定化された直流電力に変換するフォワ
ード型電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のスイッチング電源回路には、一
石フォワード型と二石フォワード型との電源回路があ
り、前者の回路図を図６に示す。交流電源ｅ１は整流器
ＲＣ１により全波整流されて直列変換され、コンデンサ
Ｃ１によって平滑化される。この平滑直流出力はトラン
スＴＲ１の一次巻線Ｎ１とスイッチングＭＯＳトランジ
スタＱ１との直列回路へ供給される。このトランジスタ
Ｑ１をスイッチング制御することによって、直流電力は
再び交流電力に変換され、ダイオードＤ３，Ｄ４による
整流回路により再度直流電力とされる。この直流電力は
チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ２により平滑され
かつ図示せぬＰＷＭコントロール回路よって安定化され
て所望の直流電圧となって、コンデンサＣ２の両端１−
２に導出される。
石フォワード型と二石フォワード型との電源回路があ
り、前者の回路図を図６に示す。交流電源ｅ１は整流器
ＲＣ１により全波整流されて直列変換され、コンデンサ
Ｃ１によって平滑化される。この平滑直流出力はトラン
スＴＲ１の一次巻線Ｎ１とスイッチングＭＯＳトランジ
スタＱ１との直列回路へ供給される。このトランジスタ
Ｑ１をスイッチング制御することによって、直流電力は
再び交流電力に変換され、ダイオードＤ３，Ｄ４による
整流回路により再度直流電力とされる。この直流電力は
チョークコイルＬ１及びコンデンサＣ２により平滑され
かつ図示せぬＰＷＭコントロール回路よって安定化され
て所望の直流電圧となって、コンデンサＣ２の両端１−
２に導出される。
【０００３】トランスＴＲ１には三次巻線Ｎ３が設けら
れており、この三次巻線Ｎ３にダイオードＤ１を接続す
ることにより、トランジスタＱ１のオフ時にトランスＴ
Ｒ１に生じる励磁エネルギ（励磁電流ｉ３で示す）を、
このダイオードＤ１を介して整流器ＲＣ１側へ回生する
ようにして、スイッチングトランジスタＱ１の破壊防止
を行っている。
れており、この三次巻線Ｎ３にダイオードＤ１を接続す
ることにより、トランジスタＱ１のオフ時にトランスＴ
Ｒ１に生じる励磁エネルギ（励磁電流ｉ３で示す）を、
このダイオードＤ１を介して整流器ＲＣ１側へ回生する
ようにして、スイッチングトランジスタＱ１の破壊防止
を行っている。
【０００４】図７は図６の電源回路の動作波形図であ
り、交流入力電圧ｅ１，コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ
１，整流器ＲＣ１の直流出力電流ｉ１を夫々示す。
り、交流入力電圧ｅ１，コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ
１，整流器ＲＣ１の直流出力電流ｉ１を夫々示す。
【０００５】図７の（ｂ）の破線で示す全波整流電圧波
形のリップル分をできるだけ小さくする必要があると共
に、交流電圧ｅ１の瞬時低下を補償する必要があるため
に、コンデンサＣ１は充分大きな容量を有するように設
計される。その結果、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１
は図７（ｂ）に示すように、交流電圧ｅ１の全波整流波
形のピークに近い直流電圧となるが、整流器ＲＣ１の出
力電流ｉ１は、図７（ｃ）ｉ示すようにデューティ比
（Ｔ１／Ｔ＝Ｄ）が非常に小さくなり、一方ピーク値は
非常に大きな波形となる。
形のリップル分をできるだけ小さくする必要があると共
に、交流電圧ｅ１の瞬時低下を補償する必要があるため
に、コンデンサＣ１は充分大きな容量を有するように設
計される。その結果、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１
は図７（ｂ）に示すように、交流電圧ｅ１の全波整流波
形のピークに近い直流電圧となるが、整流器ＲＣ１の出
力電流ｉ１は、図７（ｃ）ｉ示すようにデューティ比
（Ｔ１／Ｔ＝Ｄ）が非常に小さくなり、一方ピーク値は
非常に大きな波形となる。
【０００６】図８は二石ワォワード型電源回路を示す図
であり、図６と同等部分は同一参照符号にて示してい
る。この回路では、コンデンサＣ１の両端間にスイッチ
ングＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴＲ１の一次
巻線Ｎ１と、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ２とを
この順に直列接続している。そして、トランジスタＱ１
と巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の負電圧端子との
間にダイオードＤ５を挿入し、またトランジスタＱ２と
巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の正電圧端子との間
にダイオードＤ６を挿入している。
であり、図６と同等部分は同一参照符号にて示してい
る。この回路では、コンデンサＣ１の両端間にスイッチ
ングＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴＲ１の一次
巻線Ｎ１と、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ２とを
この順に直列接続している。そして、トランジスタＱ１
と巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の負電圧端子との
間にダイオードＤ５を挿入し、またトランジスタＱ２と
巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の正電圧端子との間
にダイオードＤ６を挿入している。
【０００７】両トランジスタＱ１，Ｑ２がオフのときに
生じる巻線Ｎ１の励磁エネルギ（励磁電流ｉ３で示す）
を、ダイオードＤ５，巻線Ｎ１，ダイオードＤ６による
ループによって整流器ＲＣ１側へ回生するようにして、
スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の破壊防止を行っ
ている。
生じる巻線Ｎ１の励磁エネルギ（励磁電流ｉ３で示す）
を、ダイオードＤ５，巻線Ｎ１，ダイオードＤ６による
ループによって整流器ＲＣ１側へ回生するようにして、
スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の破壊防止を行っ
ている。
【０００８】この回路では、両トランジスタＱ１，Ｑ２
を同時にオンオフ制御することで、端子１−２間に所望
の直流電圧が得られる。この回路の動作時の各部信号波
形は図７の波形と全く同一であり、整流器ＲＣ１の出力
電流ｉ１はデューティ比Ｄが極めて小さくかピーク値は
極めて大きくなる。
を同時にオンオフ制御することで、端子１−２間に所望
の直流電圧が得られる。この回路の動作時の各部信号波
形は図７の波形と全く同一であり、整流器ＲＣ１の出力
電流ｉ１はデューティ比Ｄが極めて小さくかピーク値は
極めて大きくなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】この様に、従来のフォ
ワード型電源回路では、整流平滑後の直流電圧のリップ
ル分を小さく、また交流電圧の瞬時低下を補償して後段
のＤＣ−ＤＣコンバータを安定に動作せさようとする
と、交流電源に非常にデューティ比が小さくピーク値の
大きい電流を流すことになる。その結果、高いレベルの
高周波電流が配送電系統に流れ、場合によっては、電力
用コンデンサや電力用トランスを加熱させる等の悪影響
を及ぼすことがあるという欠点があり、また電源回路の
力率（無効電力に対する有効電力の比）が低下するとい
う欠点もある。
ワード型電源回路では、整流平滑後の直流電圧のリップ
ル分を小さく、また交流電圧の瞬時低下を補償して後段
のＤＣ−ＤＣコンバータを安定に動作せさようとする
と、交流電源に非常にデューティ比が小さくピーク値の
大きい電流を流すことになる。その結果、高いレベルの
高周波電流が配送電系統に流れ、場合によっては、電力
用コンデンサや電力用トランスを加熱させる等の悪影響
を及ぼすことがあるという欠点があり、また電源回路の
力率（無効電力に対する有効電力の比）が低下するとい
う欠点もある。
【００１０】本発明の目的は、高周波電流の発生を防止
すると共に力率の大幅な改善を図ることができるフォワ
ード型電源回路を提供することである。
すると共に力率の大幅な改善を図ることができるフォワ
ード型電源回路を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、交流入
力を整流する整流手段と、この整流出力を平滑化する平
滑コンデンサ手段と、この平滑直流出力をスイッチング
するスイッチング手段と、このスイッチング出力を一次
巻線に受けてこれを交流電力として二次巻線に伝達する
トランス手段と、この二次巻線への伝達交流出力を安定
化直流電力に変換する安定化直流発生手段とを含むＤＣ
−ＤＣコンバータ電源回路であって、前記平滑コンデン
サ手段と並列に設けられた第２のコンデンサ手段と、前
記平滑コンデンサの充電電圧が前記第２のコンデンサ手
段の充電電圧よりも大の状態にあってこの平滑コンデン
サ手段からエネルギの放出が行われているときに、前記
スイッチング手段のオフ時における前記トランス手段の
励磁エネルギを前記第２のコンデンサ手段へ蓄積制御
し、前記平滑コンデンサ手段の充電電圧が前記第２のコ
ンデンサ手段の充電電圧よりも小の状態にあってこの第
２のコンデンサ手段からエネルギの放出が行われている
ときに、前記スイッチング手段のオフ時における前記ト
ランス手段の励磁エネルギを前記平滑コンデンサ手段へ
蓄積制御する制御手段とを含むことを特徴とする電源回
路が得られる。
力を整流する整流手段と、この整流出力を平滑化する平
滑コンデンサ手段と、この平滑直流出力をスイッチング
するスイッチング手段と、このスイッチング出力を一次
巻線に受けてこれを交流電力として二次巻線に伝達する
トランス手段と、この二次巻線への伝達交流出力を安定
化直流電力に変換する安定化直流発生手段とを含むＤＣ
−ＤＣコンバータ電源回路であって、前記平滑コンデン
サ手段と並列に設けられた第２のコンデンサ手段と、前
記平滑コンデンサの充電電圧が前記第２のコンデンサ手
段の充電電圧よりも大の状態にあってこの平滑コンデン
サ手段からエネルギの放出が行われているときに、前記
スイッチング手段のオフ時における前記トランス手段の
励磁エネルギを前記第２のコンデンサ手段へ蓄積制御
し、前記平滑コンデンサ手段の充電電圧が前記第２のコ
ンデンサ手段の充電電圧よりも小の状態にあってこの第
２のコンデンサ手段からエネルギの放出が行われている
ときに、前記スイッチング手段のオフ時における前記ト
ランス手段の励磁エネルギを前記平滑コンデンサ手段へ
蓄積制御する制御手段とを含むことを特徴とする電源回
路が得られる。
【００１２】
【実施例】以下に本発明の実施例につき図面を用いて詳
述する。
述する。
【００１３】図１は本発明の一石フォワード型電源回路
の一実施例の回路図であり、図６と同等部分は同一符号
にて示す。平滑コンデンサＣ１は、交流電源ｅ１を全波
整流する整流器ＲＣ１の両出力端間に接続され、このコ
ンデンサＣ１の両端間にはトランスＴＲ１の一次巻線と
スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１とが直列に接続さ
れている。このトランスＴＲ１の二次巻線の出力はダイ
オードＤ３，Ｄ４により整流され、チョークコイルＬ１
及びコンデンサＣ３にて平滑化されてコンデンサＣ３の
両端１−３間から安定な直流電圧が得られる。以上の構
成は図６の従来例と同一である。
の一実施例の回路図であり、図６と同等部分は同一符号
にて示す。平滑コンデンサＣ１は、交流電源ｅ１を全波
整流する整流器ＲＣ１の両出力端間に接続され、このコ
ンデンサＣ１の両端間にはトランスＴＲ１の一次巻線と
スイッチングＭＯＳトランジスタＱ１とが直列に接続さ
れている。このトランスＴＲ１の二次巻線の出力はダイ
オードＤ３，Ｄ４により整流され、チョークコイルＬ１
及びコンデンサＣ３にて平滑化されてコンデンサＣ３の
両端１−３間から安定な直流電圧が得られる。以上の構
成は図６の従来例と同一である。
【００１４】トランスＴＲ１の励磁電流ｉ３を処理する
三次巻線Ｎ３は、一次巻線Ｎ１とは切離されており、こ
の三次巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ１を介して整流器
ＲＣ１の負電圧端子に接続され、他端は大容量コンデン
サＣ２の一端，抵抗Ｒ２の一端及びダイオードＤ２のア
ノードに夫々接続される。コンデンサＣ２の他端は整流
器ＲＣ１の負電圧端子に接続され、抵抗Ｒ１の他端及び
ダイオードＤ２のカソードは整流器ＲＣ１の正電圧端子
に接続されている。
三次巻線Ｎ３は、一次巻線Ｎ１とは切離されており、こ
の三次巻線Ｎ３の一端はダイオードＤ１を介して整流器
ＲＣ１の負電圧端子に接続され、他端は大容量コンデン
サＣ２の一端，抵抗Ｒ２の一端及びダイオードＤ２のア
ノードに夫々接続される。コンデンサＣ２の他端は整流
器ＲＣ１の負電圧端子に接続され、抵抗Ｒ１の他端及び
ダイオードＤ２のカソードは整流器ＲＣ１の正電圧端子
に接続されている。
【００１５】コンデンサＣ２は平滑用コンデンサＣ１に
比し大容量であり、抵抗Ｒ１はコンデンサＣ２への充電
用抵抗である。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１とＣ２
との充電電圧レベルの大小に応じてオンオフされて、ト
ランジスタＱ１がオフのときに三次巻線Ｎ３に生ずるト
ランスＴＲ１の励磁エネルギ（励磁電流ｉ３）を、コン
デンサＣ１かコンデンサＣ２へ供給する機能を有する。
比し大容量であり、抵抗Ｒ１はコンデンサＣ２への充電
用抵抗である。ダイオードＤ２はコンデンサＣ１とＣ２
との充電電圧レベルの大小に応じてオンオフされて、ト
ランジスタＱ１がオフのときに三次巻線Ｎ３に生ずるト
ランスＴＲ１の励磁エネルギ（励磁電流ｉ３）を、コン
デンサＣ１かコンデンサＣ２へ供給する機能を有する。
【００１６】図３は図１の回路の動作波形を示してお
り、期間Ｔａの横軸ｔの単位は、期間Ｔ０が１０ｍｓ
（交流電源ｅ１の周期を５０Ｈｚとしたとき）となる様
な単位で描かれており、一方期間Ｔｂの横軸ｔの単位
は、期間Ｔａのそれを拡大してμｓのオーダとして示し
ている。
り、期間Ｔａの横軸ｔの単位は、期間Ｔ０が１０ｍｓ
（交流電源ｅ１の周期を５０Ｈｚとしたとき）となる様
な単位で描かれており、一方期間Ｔｂの横軸ｔの単位
は、期間Ｔａのそれを拡大してμｓのオーダとして示し
ている。
【００１７】尚、ＶＣ１はコンデンサＣ１の充電電圧，
ＶＣ２はコンデンサＣ２の充電電圧，ＶＣ３はコンデン
サＣ３の充電電圧を夫々示す。また、ｉ１は整流器ＲＣ
１の出力電流，ｉ２は一次巻線Ｎ１の電流，ｉ３は三次
巻線の電流を夫々示す。
ＶＣ２はコンデンサＣ２の充電電圧，ＶＣ３はコンデン
サＣ３の充電電圧を夫々示す。また、ｉ１は整流器ＲＣ
１の出力電流，ｉ２は一次巻線Ｎ１の電流，ｉ３は三次
巻線の電流を夫々示す。
【００１８】この回路の基本動作について述べると、期
間Ｔ１では、出力端子１−２から負荷に供給される電力
とトランスＴＲ１の励磁エネルギとは整流器ＲＣ１から
供給され、トランジスタＱ１のオフ時のトランスＴＲ１
の励磁エネルギはコンデンサＣ２へ蓄積される。
間Ｔ１では、出力端子１−２から負荷に供給される電力
とトランスＴＲ１の励磁エネルギとは整流器ＲＣ１から
供給され、トランジスタＱ１のオフ時のトランスＴＲ１
の励磁エネルギはコンデンサＣ２へ蓄積される。
【００１９】一方、期間Ｔ２では、整流器ＲＣ１からの
電力供給は停止され、その代りにコンデンサＣ２から出
力電力の全てが供給される。その間、コンデンサＣ２か
らは、期間Ｔ２と同様に出力端１−２から負荷へ供給さ
れる電力と、トランスＴＲ１の励磁エネルギとが供給さ
れるが、トランジスタＱ１がオフのときのトランスＴＲ
１の励磁エネルギはコンデンサＣ１へ回生される。
電力供給は停止され、その代りにコンデンサＣ２から出
力電力の全てが供給される。その間、コンデンサＣ２か
らは、期間Ｔ２と同様に出力端１−２から負荷へ供給さ
れる電力と、トランスＴＲ１の励磁エネルギとが供給さ
れるが、トランジスタＱ１がオフのときのトランスＴＲ
１の励磁エネルギはコンデンサＣ１へ回生される。
【００２０】以上の動作を更に詳述する。交流電圧ｅ１
が印加されると、コンデンサＣ１が交流電圧ｅ１のピー
ク値まで充電される。その後、スイッチングトランジス
タＱ１のオンオフ制御が周期ＴＳ（図３（ｆ）参照）を
もって行われる。トランジスタＱ１のオン期間（Ｔ３）
は、平滑コンデンサＣ１からトランスＴＲ１への励磁電
流ｉ２が一次巻線Ｎ１へ供給され、オフの期間（Ｔ４）
は、このトランスＴＲ１に蓄積された励磁エネルギが励
磁電流ｉ３として三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１を介
して大容量コンデンサＣ２へ流入し、エネルギの回生が
行われる。
が印加されると、コンデンサＣ１が交流電圧ｅ１のピー
ク値まで充電される。その後、スイッチングトランジス
タＱ１のオンオフ制御が周期ＴＳ（図３（ｆ）参照）を
もって行われる。トランジスタＱ１のオン期間（Ｔ３）
は、平滑コンデンサＣ１からトランスＴＲ１への励磁電
流ｉ２が一次巻線Ｎ１へ供給され、オフの期間（Ｔ４）
は、このトランスＴＲ１に蓄積された励磁エネルギが励
磁電流ｉ３として三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１を介
して大容量コンデンサＣ２へ流入し、エネルギの回生が
行われる。
【００２１】この状態が所定期間（Ｔ１）繰返えされる
ことにより、コンデンサＣ１の充電電圧がコンデンサＣ
２のそれよりも低下する。すると、今度はコンデンサＣ
２及び抵抗Ｒ１を介してトランスＴＲ１への励磁が行わ
れることになる。従って、トランジスタＱ１がオンの期
間（Ｔ３）はこのコンデンサＣ２から一次巻線Ｎ１へ励
磁電流ｉ２が供給され、オフの期間（Ｔ４）は、このト
ランスＴＲ１に蓄積されたエネルギが励磁電流ｉ３とし
て三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１及びオン状態のダイ
オードＤ２により平滑用コンデンサＣ１へ流入する。
ことにより、コンデンサＣ１の充電電圧がコンデンサＣ
２のそれよりも低下する。すると、今度はコンデンサＣ
２及び抵抗Ｒ１を介してトランスＴＲ１への励磁が行わ
れることになる。従って、トランジスタＱ１がオンの期
間（Ｔ３）はこのコンデンサＣ２から一次巻線Ｎ１へ励
磁電流ｉ２が供給され、オフの期間（Ｔ４）は、このト
ランスＴＲ１に蓄積されたエネルギが励磁電流ｉ３とし
て三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１及びオン状態のダイ
オードＤ２により平滑用コンデンサＣ１へ流入する。
【００２２】この状態が所定期間（Ｔ２）繰返される
と、コンデンサＣ２の充電電圧がコンデンサＣ１のそれ
よりも低下する。よって、再び上述した期間Ｔ１の動作
となり、以降周期Ｔ０（Ｔ１＋Ｔ２）で上述した動作が
繰返される。
と、コンデンサＣ２の充電電圧がコンデンサＣ１のそれ
よりも低下する。よって、再び上述した期間Ｔ１の動作
となり、以降周期Ｔ０（Ｔ１＋Ｔ２）で上述した動作が
繰返される。
【００２３】以下、上述の回路の動作を定量的に説明す
る。いま、この電源回路が例えば１００Ｗ程度の出力と
すると、コンデンサＣ１は１μＦ程度の値であり、一方
コンデンサＣ２は数千μＦと大きな値である。また抵抗
器Ｒ１はコンデンサＣ２を初期充電するためのものであ
り数十オーム程度である。
る。いま、この電源回路が例えば１００Ｗ程度の出力と
すると、コンデンサＣ１は１μＦ程度の値であり、一方
コンデンサＣ２は数千μＦと大きな値である。また抵抗
器Ｒ１はコンデンサＣ２を初期充電するためのものであ
り数十オーム程度である。
【００２４】交流電源ｅ１が印加されると、先ず抵抗器
Ｒ１によりコンデンサＣ２が充電される。続いて外部か
らの制御により、トランジスタＱ１がスイッチングを開
始する。その後、回路の動作が定常動作となりコンデン
サＣ１の電圧が安定した状態においては、Ｔ１の期間中
コンデンサＣ２から負荷に電力を供給するたの放出エネ
ルギ量ＥＣと、Ｔ２の期間中コンデンサＣ２から負荷に
電力を供給するための放出エネルギ量ＥＤとは、途中で
の損失を無視すると同一となる。トランスＴＲ１の励磁
電流ｉｇは次式で表される。
Ｒ１によりコンデンサＣ２が充電される。続いて外部か
らの制御により、トランジスタＱ１がスイッチングを開
始する。その後、回路の動作が定常動作となりコンデン
サＣ１の電圧が安定した状態においては、Ｔ１の期間中
コンデンサＣ２から負荷に電力を供給するたの放出エネ
ルギ量ＥＣと、Ｔ２の期間中コンデンサＣ２から負荷に
電力を供給するための放出エネルギ量ＥＤとは、途中で
の損失を無視すると同一となる。トランスＴＲ１の励磁
電流ｉｇは次式で表される。
【００２５】ｉｇ＝Ｅ・ｔ／Ｌｇ ……（１） 但し、ＥはトランスＴＲ１の一次巻線に印加される矩形
波の電圧値であり、ｔはトランスＴＲ１の一次巻線に印
加される矩形波の時間幅であり、またＬｇはトランスＴ
Ｒ１の一次巻線のインダクタス値である。
波の電圧値であり、ｔはトランスＴＲ１の一次巻線に印
加される矩形波の時間幅であり、またＬｇはトランスＴ
Ｒ１の一次巻線のインダクタス値である。
【００２６】ところで、この電源回路が正常に出力電圧
安定化動作を行っているとすると、式（１）において、 Ｅ・ｔ＝Ｋ（一定） ……（２） となる。また図３において、コンデンサＣ１の電位がコ
ンデンサＣ２の電位より高い期間Ｔ１にトランジスタＱ
１がオンオフする度にトランスＴＲ１の励磁エネルギに
よってコンデンサＣ２に蓄えられるエネルギＥＣは、 ＥＣ＝（１／２）・Ｌｇ・ｉｇ ＝（Ｋ／２Ｌｇ）・（Ｔ１／Ｔｓ）……（３） と表される。
安定化動作を行っているとすると、式（１）において、 Ｅ・ｔ＝Ｋ（一定） ……（２） となる。また図３において、コンデンサＣ１の電位がコ
ンデンサＣ２の電位より高い期間Ｔ１にトランジスタＱ
１がオンオフする度にトランスＴＲ１の励磁エネルギに
よってコンデンサＣ２に蓄えられるエネルギＥＣは、 ＥＣ＝（１／２）・Ｌｇ・ｉｇ ＝（Ｋ／２Ｌｇ）・（Ｔ１／Ｔｓ）……（３） と表される。
【００２７】一方、図３において、コンデンサＣ２の電
位がコンデンサＣ１の電位よりも高くなる期間Ｔ２に、
コンデンサＣ２から放出されるエネルギＥＤは、トラン
スＴＲ１の励磁エネルギはキャンセルされて、 ＥＤ＝Ｐ０・Ｔ２ ……（４） で表される。但し、Ｐ０は電源出力電力（変換損失は無
いものとする）である。
位がコンデンサＣ１の電位よりも高くなる期間Ｔ２に、
コンデンサＣ２から放出されるエネルギＥＤは、トラン
スＴＲ１の励磁エネルギはキャンセルされて、 ＥＤ＝Ｐ０・Ｔ２ ……（４） で表される。但し、Ｐ０は電源出力電力（変換損失は無
いものとする）である。
【００２８】定常状態においては前述のように、ＥＣ＝
ＥＤとなる。すなわち、式（３）と（４）から、次式を
得る。
ＥＤとなる。すなわち、式（３）と（４）から、次式を
得る。
【００２９】 Ｌｇ＝（Ｋ・Ｔ１）／（２Ｐ０・Ｔｓ・Ｔ２）……（５） 式（５）において、Ｋ及びＰ０は、図１の一石フォワー
ドコンバータの設計において独立に設定される。
ドコンバータの設計において独立に設定される。
【００３０】従って、最大負荷接続時に交流電源ｅ１か
ら電流を流す周期に対する比（Ｔ１／Ｔ）をどの程度に
するか（これは高周波含有率と力率に関係がある）を設
定することにより、トランスＴＲ１の励磁インダクタン
スが求められる。損失が無ければ、式（２）より、励磁
電流のピーク値は常に一定となるが、励磁インダクタン
スへの充電時間及び放電時間は印加電圧の値により変わ
る。
ら電流を流す周期に対する比（Ｔ１／Ｔ）をどの程度に
するか（これは高周波含有率と力率に関係がある）を設
定することにより、トランスＴＲ１の励磁インダクタン
スが求められる。損失が無ければ、式（２）より、励磁
電流のピーク値は常に一定となるが、励磁インダクタン
スへの充電時間及び放電時間は印加電圧の値により変わ
る。
【００３１】尚、トランジスタＱ１に、ＭＯＳＦＥＴの
代わりにバイポーラトランジスタを使用しても、作用は
全く同じであるし、トランスＴＲ１の巻線Ｎ１とＮ３と
の比は１に限る必要はなく、１より大きな任意の値とす
ることができる。
代わりにバイポーラトランジスタを使用しても、作用は
全く同じであるし、トランスＴＲ１の巻線Ｎ１とＮ３と
の比は１に限る必要はなく、１より大きな任意の値とす
ることができる。
【００３２】図２は本発明の他の一石フォワード型電源
回路の他の実施例を示すもので、図１と同等部分は同一
符号により示している。本例では、大容量コンデンサＣ
２とその充電用抵抗Ｒ１との直列接続回路を整流器ＲＣ
１の両端に接続することは図１の例と同じであるが、コ
ンデンサＣ２と抵抗Ｒとの位置が図１の例とは逆になっ
ている。また、このコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との直列
接続点にダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ２
のカソードが接続され、ダイオードＤ１のカソードは三
次巻線Ｎ３の一端に、ダイオードＤ２のアソードは整流
器ＲＣ１の負電圧端子に夫々接続されている。他の構成
は図１のそれと同一である。
回路の他の実施例を示すもので、図１と同等部分は同一
符号により示している。本例では、大容量コンデンサＣ
２とその充電用抵抗Ｒ１との直列接続回路を整流器ＲＣ
１の両端に接続することは図１の例と同じであるが、コ
ンデンサＣ２と抵抗Ｒとの位置が図１の例とは逆になっ
ている。また、このコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１との直列
接続点にダイオードＤ１のアノード及びダイオードＤ２
のカソードが接続され、ダイオードＤ１のカソードは三
次巻線Ｎ３の一端に、ダイオードＤ２のアソードは整流
器ＲＣ１の負電圧端子に夫々接続されている。他の構成
は図１のそれと同一である。
【００３３】本実施例でも、図１の回路の動作、原理及
び各部波形は同等であり、平滑コンデンサＣ１の電圧が
大容量コンデンサＣ２のそれより高いときには、ダイオ
ードＤ２がオフであるから、コンデンサＣ１からエネル
ギが放出され、トランジスタＱ１オフ時のトランスＴＲ
１の蓄積エネルギは三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１を
介してコンデンサＣ２へ回生される。
び各部波形は同等であり、平滑コンデンサＣ１の電圧が
大容量コンデンサＣ２のそれより高いときには、ダイオ
ードＤ２がオフであるから、コンデンサＣ１からエネル
ギが放出され、トランジスタＱ１オフ時のトランスＴＲ
１の蓄積エネルギは三次巻線Ｎ３からダイオードＤ１を
介してコンデンサＣ２へ回生される。
【００３４】逆に、コンデンサＣ２の電圧がコンデンサ
Ｃ１のそれよりも高いときには、ダイオードＤ２がオン
となっており、よってコンデンサＣ２から抵抗Ｒ１を介
してエネルギが放出され、トランジスタＱ１オフ時のト
ランスの蓄積エネルギは三次巻線Ｎ３からダイオードＤ
１，Ｄ２を介してコンデンサＣ１へ回生される。
Ｃ１のそれよりも高いときには、ダイオードＤ２がオン
となっており、よってコンデンサＣ２から抵抗Ｒ１を介
してエネルギが放出され、トランジスタＱ１オフ時のト
ランスの蓄積エネルギは三次巻線Ｎ３からダイオードＤ
１，Ｄ２を介してコンデンサＣ１へ回生される。
【００３５】図４は本発明の別の実施例の二石フォワー
ド型電源回路を示す図であり、図８の回路に本発明を適
用したものであって図８と同等部分は同一符号にて示
す。
ド型電源回路を示す図であり、図８の回路に本発明を適
用したものであって図８と同等部分は同一符号にて示
す。
【００３６】図において、コンデンサＣ１の両端間にス
イッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴＲ１
の一次巻線Ｎ１と、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ
２とをこの順に直列に接続している。そして、トランジ
スタＱ１と巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の負電圧
端子との間にダイオードＤ５を挿入し、またトランジス
タＱ２と巻線Ｎ１との接続点と大容量ダイオードＣ２の
一端との間にダイオードＤ６を挿入している。このダイ
オードＤ２の他端は整流器ＲＣ１の負電圧端子に接続さ
れている。
イッチングＭＯＳトランジスタＱ１と、トランスＴＲ１
の一次巻線Ｎ１と、スイッチングＭＯＳトランジスタＱ
２とをこの順に直列に接続している。そして、トランジ
スタＱ１と巻線Ｎ１との接続点と整流器ＲＣ１の負電圧
端子との間にダイオードＤ５を挿入し、またトランジス
タＱ２と巻線Ｎ１との接続点と大容量ダイオードＣ２の
一端との間にダイオードＤ６を挿入している。このダイ
オードＤ２の他端は整流器ＲＣ１の負電圧端子に接続さ
れている。
【００３７】このコンデンサＣ２の充電用抵抗Ｒ１が整
流器ＲＣ１の正電圧端子とダイオードＣ２の一端との間
に設けられており、この抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ
２が挿入されている。他の構成は図８のそれと同じであ
る。
流器ＲＣ１の正電圧端子とダイオードＣ２の一端との間
に設けられており、この抵抗Ｒ１と並列にダイオードＤ
２が挿入されている。他の構成は図８のそれと同じであ
る。
【００３８】この回路においても図１，２の回路の動
作，原理及び各部波形は同等であり、平滑コンデンサＣ
１の電圧が大容量コンデンサＣ２のそれよりも高いとき
には、ダイオードＤ２はオフとなっており、コンデンサ
Ｃ１からエネルギが放出され、トランジスタがオフ時の
トランスＴＲ１の蓄積エネルギは電流ｉ３としてダイオ
ードＤ６を介してコンデンサＣ２へ回路生される。
作，原理及び各部波形は同等であり、平滑コンデンサＣ
１の電圧が大容量コンデンサＣ２のそれよりも高いとき
には、ダイオードＤ２はオフとなっており、コンデンサ
Ｃ１からエネルギが放出され、トランジスタがオフ時の
トランスＴＲ１の蓄積エネルギは電流ｉ３としてダイオ
ードＤ６を介してコンデンサＣ２へ回路生される。
【００３９】逆にコンデンサＣ２の電圧がコンデンサＣ
１のそれよりも高いときには、ダイオードＤ２がオンと
なっており、コンデンサＣ２から抵抗Ｒ１を介してエネ
ルギが放出され、トランジスタがオフ時のトランスの蓄
積エネルギは電流ｉ３としてダイオードＤ６，Ｄ２，抵
抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１へ回生される。
１のそれよりも高いときには、ダイオードＤ２がオンと
なっており、コンデンサＣ２から抵抗Ｒ１を介してエネ
ルギが放出され、トランジスタがオフ時のトランスの蓄
積エネルギは電流ｉ３としてダイオードＤ６，Ｄ２，抵
抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１へ回生される。
【００４０】図５は本発明の更に他の実施例の二石フォ
ワード型電源回路を示す図であり、図４と同等部分は同
一符号にて示す。本例では、図４のトランスＴＲ１の一
次巻線Ｎ１を２つに分けて、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ
３とを設け、両巻線Ｎ１，Ｎ２の接続点をダイオードＤ
６を介して大容量コンデンサＣ２の一端へ接続してい
る。他の構成及び動作，原理については、図４のそれと
同等であり、説明は省略する。
ワード型電源回路を示す図であり、図４と同等部分は同
一符号にて示す。本例では、図４のトランスＴＲ１の一
次巻線Ｎ１を２つに分けて、一次巻線Ｎ１と三次巻線Ｎ
３とを設け、両巻線Ｎ１，Ｎ２の接続点をダイオードＤ
６を介して大容量コンデンサＣ２の一端へ接続してい
る。他の構成及び動作，原理については、図４のそれと
同等であり、説明は省略する。
【００４１】図４と図５との回路の違いは、図４の回路
ではトランジスタＱ１（Ｑ２）のスイッチングのデュー
ティ比を、コンデンサＣ１とＣ２との電圧で定まる値
｛Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）：１／２より小さい｝とする必
要があり、図５の回路ではトランスＴＲ１の巻線比Ｎ１
とＮ３との比を調整することにより、トランジスタＱ１
（Ｑ２）のスイッチングのデューティ比を１／２前後の
適切な値に設定することができることである。他は前述
した如く、両回路は全く同等である。
ではトランジスタＱ１（Ｑ２）のスイッチングのデュー
ティ比を、コンデンサＣ１とＣ２との電圧で定まる値
｛Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）：１／２より小さい｝とする必
要があり、図５の回路ではトランスＴＲ１の巻線比Ｎ１
とＮ３との比を調整することにより、トランジスタＱ１
（Ｑ２）のスイッチングのデューティ比を１／２前後の
適切な値に設定することができることである。他は前述
した如く、両回路は全く同等である。
【００４２】
【発明の効果】以上の様に、フォワード型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを構成するトランス励磁インダクタンスの値を
調整することにより、簡単な回路構成で、（５）式に示
すとおり、交流電源から取込む電流の導通時間を任意に
設定できることになる。よって、その電流波形を導通幅
の広い矩形波とすることができ、従来の回路に比し、交
流入力電流の高周波含有率が大幅に低減されると共に力
率の向上が可能となる。
ンバータを構成するトランス励磁インダクタンスの値を
調整することにより、簡単な回路構成で、（５）式に示
すとおり、交流電源から取込む電流の導通時間を任意に
設定できることになる。よって、その電流波形を導通幅
の広い矩形波とすることができ、従来の回路に比し、交
流入力電流の高周波含有率が大幅に低減されると共に力
率の向上が可能となる。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】本発明の他の実施例の回路図である。
【図３】本発明の実施例の各部動作波形図である。
【図４】本発明の別の実施例の回路図である。
【図５】本発明の更に他の実施例の回路図である。
【図６】従来の一石フォワード型電源回路を示す図であ
る。
る。
【図７】図６の回路の動作波形図である。
【図８】従来の二石フォワード型電源回路を示す図であ
る。
る。
ｅ１ 交流電源 ＲＣ１ 全波整流器 Ｃ１，Ｃ３ 平滑コンデンサ Ｃ２ 大容量コンデンサ Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード Ｄ３，Ｄ４ 整流ダイオード Ｑ１，Ｑ２ スイッチングトランジスタ ＴＲ１ トランス Ｎ１〜Ｎ３ 巻線 Ｌ１ チョークコイル
Claims (3)
- 【請求項１】 交流入力を整流する整流手段と、この整
流出力を平滑化する平滑コンデンサ手段と、この平滑直
流出力をスイッチングするスイッチング手段と、このス
イッチング出力を一次巻線に受けてこれを交流電力とし
て二次巻線に伝達するトランス手段と、この二次巻線へ
の伝達交流出力を安定化直流電力に変換する安定化直流
発生手段とを含むＤＣ−ＤＣコンバータ電源回路であっ
て、前記平滑コンデンサ手段と並列に設けられた第２の
コンデンサ手段と、前記平滑コンデンサの充電電圧が前
記第２のコンデンサ手段の充電電圧よりも大の状態にあ
ってこの平滑コンデンサ手段からエネルギの放出が行わ
れているときに、前記スイッチング手段のオフ時におけ
る前記トランス手段の励磁エネルギを前記第２のコンデ
ンサ手段へ蓄積制御し、前記平滑コンデンサ手段の充電
電圧が前記第２のコンデンサ手段の充電電圧よりも小の
状態にあってこの第２のコンデンサ手段からエネルギの
放出が行われているときに、前記スイッチング手段のオ
フ時における前記トランス手段の励磁エネルギを前記平
滑コンデンサ手段へ蓄積制御する制御手段とを含むこと
を特徴とする電源回路。 - 【請求項２】 前記スイッチング手段は前記一次巻線に
直列接続された一個のスイッチング素子からなり、前記
制御手段は、前記トランス手段に設けられた三次巻線
と、この三次巻線に生ずる励磁電流を、前記コンデンサ
手段及び第２のコンデンサ手段の電圧の大小に応じて前
記平滑コンデンサ手段及び第２のコンデンサ手段へ択一
的に供給する手段と、前記平滑コンデンサ手段及び第２
のコンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記コンデンサ
手段及び第２のコンデンサ手段から択一的に前記一次巻
線へ励磁電流を供給する手段とを含むことを特徴とする
請求項１記載の電源回路。 - 【請求項３】 前記スイッチング手段は、前記一次巻線
の両端において夫々この一次巻線と直列接続された第１
及び第２のスイッチング素子からなり、前記制御手段
は、前記一次巻線に生ずる励磁電流を、前記平滑コンデ
ンサ手段及び第２のコンデンサ手段の電圧の大小に応じ
て前記平滑コンデンサ手段及び第２のコンデンサ手段へ
択一的に供給する手段と、前記平滑コンデンサ手段及び
第２のコンデンサ手段の電圧の大小に応じて前記平滑コ
ンデンサ手段及び第２のコンデンサ手段から択一的に前
記一次巻線へ励磁電流を供給する手段とを含むことを特
徴とする請求項１記載の電源回路。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1494992 | 1992-01-30 | ||
| JP1495092 | 1992-01-30 | ||
| JP4-14950 | 1992-01-30 | ||
| JP4-14949 | 1992-01-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05276750A true JPH05276750A (ja) | 1993-10-22 |
| JP2500580B2 JP2500580B2 (ja) | 1996-05-29 |
Family
ID=26351000
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5027301A Expired - Fee Related JP2500580B2 (ja) | 1992-01-30 | 1993-01-21 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5343378A (ja) |
| JP (1) | JP2500580B2 (ja) |
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| KR970071205A (ko) * | 1996-04-24 | 1997-11-07 | 이정식 | 멀티메디아 시스템에서의 전력 공급 장치 |
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|---|---|---|---|---|
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| KR100231227B1 (ko) * | 1995-02-10 | 1999-11-15 | 니시무로 타이죠 | 교류 직류 변환 전원 회로 |
| JP3450929B2 (ja) * | 1995-03-23 | 2003-09-29 | 株式会社リコー | スイッチング電源装置 |
| EP0767529B1 (en) * | 1995-10-04 | 2005-02-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
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-
1993
- 1993-01-21 JP JP5027301A patent/JP2500580B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1993-01-28 US US08/010,196 patent/US5343378A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5343378A (en) | 1994-08-30 |
| JP2500580B2 (ja) | 1996-05-29 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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