JP2803186B2

JP2803186B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP2803186B2
Application number: JP1174486A
Authority: JP
Inventors: 信義長潟
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1989-07-05
Filing date: 1989-07-05
Publication date: 1998-09-24
Anticipated expiration: 2013-09-24
Also published as: JPH0340757A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧
を供給するスイッチング電源装置に関するものである。

従来の技術近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・
小形化・高性能化・省エネルギー化に伴ない、より小形
で出力の安定性が高く高効率なものが強く求められてい
る。以下に従来のスイッチング電源装置について説明す
る。

従来、この種のスイッチング電源装置として、自励フ
ライバック型スイッチング電源装置が構成部品も少なく
安価に作ることが可能なため、一般的に広く用いられて
いる。しかし、出力電圧を精度良く安定化させるために
は、出力電圧を直接検出して入力側にあるスイッチング
素子のオン期間を制御する必要があり、入力側と出力側
にまたがる電気的に絶縁されたフィードバック回路が必
要で出力電圧の過渡応答も悪化し、さらにスイッチング
周波数が出力電流により大きく変化し電子機器に対する
干渉や整流平滑回路が大型化するなどの課題があること
が知られている。

このような従来の課題を解決する方法として、本発明
者はすでに第６図に示すような構成の回生制御型スイッ
チング電源装置を発明している。第６図において、１は
直流電源で交流電圧を整流平滑することで、もしくは電
池などで構成されるものであり、入力端子２−２′に入
力電圧を供給し正電圧を入力端子２に接続し、負電圧を
入力端子２′に接続している。３はトランスであり、１
次巻線3aの一端を入力端子２に接続し他端をスイッチン
グ素子４を介して入力端子２′に接続し、２次巻線3cの
一端を出力端子11′に接続し他端をダイオード７を介し
て出力端子11に接続し、バイアス巻線3bの一端を入力端
子２′に接続し他端を同期発振回路13に接続している。
４はスイッチング素子であり、制御端子に印加される同
期発振回路13のオン・オフ信号によりオン・オフして入
力電圧を前記１次巻線3aに印加したり遮断したりする。
13は同期発振回路であり、スイッチング素子４を決めら
れたオン期間でオン動作させ、スイッチング素子４のオ
フ期間を前記バイアス巻線3bの誘起電圧の極性が反転す
るまで持続するようにオフ動作させ、このオン・オフの
繰返しにより発振を続けるものである。８は２次スイッ
チング素子であり、スイッチング素子４のオン期間に貯
えられたトランス３のエネルギーが、スイッチング素子
４のオフ期間に前記２次巻線3cを介して整流ダイオード
７又は前記２次スイッチング素子８から平滑コンデンサ
９に放出された後、今度は逆に平滑コンデンサ９から前
記２次スイッチング素子８を介して前記２次巻線3cに２
次電流を流す逆流期間を、制御回路10より制御される。
７は整流ダイオードであり、アノード側を前記２次巻線
3cの一端に接続しカソード側を出力端子11に接続する。
９は平滑コンデンサであり、出力端子11−11′間に接続
され前記２次巻線3cの誘起電圧を整流ダイオード７を介
して整流し、平滑コンデンサ９により平滑して出力電圧
とする。10は制御回路であり、出力端子11−11′間の出
力電圧を検出し内部基準電圧と比較して、２次スイッチ
ング素子８の前記２次電流を流す逆流期間を変化させ
る。

次に第７図も参照して詳しく動作説明を行う。第７図
において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形V
_DSを示しており、（ｂ）は前記１次巻線3aに流れる１次
電流I_Dを示しており、（ｃ）は同期発振回路13の駆動パ
ルス波形V_G1を示しており、（ｄ）は前記２次巻線3cに
流れる２次電流波形I_Oを示しており、（ｅ）は制御回路
10より出力される２次スイッチング素子８の駆動パルス
波形V_G2を示しており、オフ期間中で斜線で示した期間
が前記２次巻線3cに２次電流を流す逆流期間を示してい
る。同期発振回路13により決められたオン期間で動作す
るスイッチング素子４のオン期間に前記１次巻線3aを介
して流れる１次電流によりトランス３に磁束が発生しエ
ネルギーが蓄積される。この時トランス３の２次巻線3c
に誘起電圧が発生するが、整流ダイオード７を逆バイア
スする方向に電圧が印加されるように構成されるととも
に、２次スイッチング素子８はオフしているように構成
されている。同期発振回路13のオフ信号でスイッチング
素子４がオフすると前記１次巻線3aにフライバック電圧
が発生すると同時に、前記２次巻線3cにもフライバック
電圧が発生し、整流ダイオード７を順バイアスする方向
に電圧が印加されるため、トランス３に蓄積されたエネ
ルギーが前記２次巻線3cを介して２次電流として放出さ
れ、平滑コンデンサ９により平滑されて出力電圧として
出力端子11−11′に供給される。この時２次スイッチン
グ素子８も制御回路10によりオンされるがどちらを２次
電流が流れても特に動作上変化は生じない。トランス３
に蓄積されたエネルギーがすべて放出され２次電流がゼ
ロになると、すでにオンしている２次スイッチング素子
８を介して平滑コンデンサ９の両端電圧すなわち出力電
圧は前記２次巻線3cに印加されるため、平滑コンデンサ
９より逆方向に２次電流が流れ、トランス３に前記とは
逆方向の磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この状
態ではトランス３の各巻線に発生する誘起電圧の極性は
変化しないため、前記バイアス巻線3bのフライバック電
圧も変化しないため同期発振回路13はスイッチング素子
４のオフ期間を持続させる。制御回路10により２次スイ
イッチング素子８のオン期間は制御されており、２次ス
イッチング素子８がオフするとトランス３の各巻線に発
生する誘起電圧は極性が反転するため、前記２次巻線3c
に発生する誘起電圧は整流ダイオード７を逆バイアス
し、２次スイッチング素子８もオフしているため２次巻
線電流は流れなくなり、前記１次巻線3aに発生する誘起
電圧はスイッチング素子４の接続端を負電圧に、入力端
子１の接続端を正電圧にする方向に発生するため、ダイ
オード５を介して直流電源１を充電する方向に１次電流
が流れ、オフ期間中に蓄積されたトランス３のエネルギ
ーを直流電源１に電力回生を行う。この時に前記バイア
ス巻線3bに発生する誘起電圧の極性も反転するため、同
期発振回路13はスイッチング素子４をオンさせるが、１
次電流がどちらを流れても特に動作上変化は生じない。
オフ期間にトランス３に蓄積されたエンヱルギーがすべ
て放出され１次電流がゼロになると、すでにオンしてい
るスイッチング素子４を介して直流電源１より前記とは
逆方向に放電するように１次電流が流れてトランス３に
磁束が発生しエネルギーが蓄積される。この状態ではト
ランス３の各巻線に発生する誘起電圧の極性は変化せ
ず、同期発振回路13によりスイッチング素子４はオンを
持続する。同期発振回路13により決められたオン期間で
動作するスイッチング素子４がオフすると、トランス３
に蓄積されたエネルギーは前記２次巻線3cを介して２次
電流として放出される。これらの動作を繰返すことで、
出力電圧は連続的に出力端子11−11′より供給される。

さらに出力電圧が安定に制御される動作について詳し
く説明する。第７図に各動作波形を示しているが、同期
発振回路13の駆動パルス波形V_G1のオフ期間（t₁〜t₃）
をT_OFFとし、そのうち２次電流I_Oの逆流期間（t₂〜t₃）
をＴ′_OFFとし、一方オン期間（t₃〜t₅）をT_ONとし、そ
のうち１次電流I_Dの回生期間（t₃〜t₄）をＴ′_ONとす
る。この時の出力端子11−11′より供給される出力電力
P_OUTは、で表わされ、出力電圧V_OUTはで表わされ、発振周波数ｆはで表わされる。

ここで、N_Sは前記２次巻線3cの巻線数であり、N_Pは前
記１次巻線3aの巻線数であり、L_Sは前記２次膜線3cのイ
ンダクタンス値であり、V_INは直流電源１より供給され
る入力電圧であり、T_ONはスイッチング素子４のオン期
間であり、T_OFFはスイッチング素子４のオフ期間であ
り、Ｔは発振周期である。

前記オン期間T_ONは、同期発振回路13により決められ
た一定値に保たれているため、出力電圧V_OUTが一定であ
れば前記オフ期間T_OFFも一定で発振周波数ｆも一定とな
る。しかし前記逆流期間Ｔ′_OFFは、制御回路10により
制御される２次スイッチング素子８で変化でき、出力電
力P_OUTが変化すると前記関係式よりで出力電圧V_OUTが一定であれば一定となる。）で表わさ
れるように、前記逆流期間Ｔ′_OFFを変化することで制
御可能となる。さらに前記入力電圧V_INの変化に対して
も、前記関係式より前記逆流期間Ｔ′_OFFを変化させることで制御可能
となる。以上のことより、出力電圧V_OUTは、制御回路10
により制御される２次スイッチング素子８のオン期間を
制御することで逆流期間Ｔ′_OFFを変化させ、絶えず一
定となるように制御される。

第８図は、出力電流I_OUTが変化した時の各動作波形を
示しており、第７図と同じものは同一の符号を記し説明
は省略する。第８図で実線は出力端子11−11′より出力
電流I_OUTが最大に流れている時でいわゆる最大負荷時を
示し、点線は出力電流I_OUTがゼロの時でいわゆる無負荷
時を示している。第９図は、第６図で示した回路構成を
多出力回路構成にしたもので、従来と同様にトランス３
に複数の２次巻線を設け整流平滑することで複数の出力
電圧を得ることが可能となる。

第９図において第６図と同じものは同一の符号を記し
説明は省略する。第９図において、１は直流電源であ
り、２−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻
線3a、バイアス巻線3b、２次巻線3d、さらにトランス３
に新たに巻線された第２の２次巻線3dであり、２次巻線
3dの一端は整流ダイオード15を介して出力端子18に接続
され、他端は出力端子18′に接続される。４はスイッチ
ング素子であり、５はダイオードであり、７は整流ダイ
オードであり、８は２次スイッチング素子であり、９は
平滑ダイオードであり、10は制御回路である。15は整流
ダイオードであり、アノードを２次巻線ｄに接続し、カ
ソードを出力端子18に接続し、２次巻線ｄに誘起するフ
ライバック電圧を整流する。16は平滑コンデンサであ
り、出力端子18−18′間に接続され前記２次巻線3dの誘
起電圧を整流ダイオード15を介して整流し、平滑コンデ
ンサ16により平滑して出力電圧V_OUT2とする。

次に第10図も参照して動作説明を行うが、出力端子11
−11′の出力電圧V_OUT1が安定に制御される動作はすで
に第６図で詳しく説明した動作と同じため省略する。第
10図において（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波
形V_DSを示しており、（ｂ）は前記１次巻線3aに流れる
１次電流I_Dを示し、（ｃ）は同期発振回路13の駆動パル
ス波形V_G1を示しており、（ｄ）は前記２次巻線3cに流
れる２次電流波形I_O1を示しており、（ｅ）は制御回路1
0より出力される２次スイッチング素子８の駆動パルス
波形V_G2を示しており、（ｆ）は前記２次巻線3dに流れ
る２次電流波形I_O2を示している。第９図でオフ期間中
に２次巻線を介して出力に放出される電流の一部が前記
２次巻線3dから２次電流I_O2として出力端子18−18′に
必要量供給され、残りは全て前記２次巻線3cから２次電
流I_O1として一度放出された後、出力端子11−11′で必
要とされる電流以外の過剰な電流は、オフ期間中で斜線
で示した逆流期間に２次スイッチング素子８を介して前
記２次巻線3cに逆方向の２次電流I_O1として流れている
ことがわかる。さらに出力端子18−18′の出力電圧V
_OUT2は、前記２次巻線3dの誘起電圧であるフライバック
電圧から整流ダイオード15の順方向降下電圧V_F2を引い
た電圧となる。一方、前記２次巻線3dと磁気結合する前
記２次巻線3cの誘起電圧であるフライバック電圧は、安
定に制御される出力端子11−11′の出力電圧V_OUT1に整
流ダイオード７又は２次スイッチング素子８の順方向降
下電圧V_F1を加えた電圧になることにより、出力端子18
−18′の出力電圧V_OUT2は以下の式で表わされる電圧に
なる。

ここで、N_S1は前記２次巻線3cの巻線数であり、N_S2は
前記２次巻線3dの巻線数である。

このように、トランス３に複数の２次巻線と整流平滑
手段を設けることにより、任意の複数の出力電圧を得る
ことが可能であり、それぞれの出力電圧は安定に制御さ
れる出力電圧と巻線数比に比例する電圧値におおむね一
致することから、多出力電源が容易に構成することがで
きる。

発明が解決しようとする課題しかしながら上記の従来の構成では、同一のトランス
に巻線された複数の２次巻線と整流平滑手段により出力
電圧が供給される多出力機構で、直接安定に制御される
代表制御出力以外の直接安定化されない非安定出力で
は、出力電圧の安定度はあまり良くなく、特に非安定出
力が軽負荷になると制御出力の２次巻線と非制御出力の
２次巻線とのもれ磁束の影響により出力電圧が第３図に
示すように急上昇する。一方、制御出力では、出力を安
定に制御するため２次巻線より放出される過剰な２次電
流を全て一度平滑コンデンサに貯えた後、２次スイッチ
ング素子を介して２次巻線に逆電流として全て放出する
ことから、制御出力の平滑コンデンサに流れるリップル
電流は大きくなり、特に出力が全て無負荷状態の時は、
入力より供給されるエネルギーが全て制御出力の平滑コ
ンデンサに流れ込んだ後に、２次スイッチ素子を介して
放出されることから、制御出力の平滑コンデンサのリッ
プル電流や２次スイッチング素子に流れる電流は最大と
なる。このような非制御出力の出力電圧の急上昇は、出
力端子に接続される負荷である電子機器等の耐電圧の面
から問題となり、出力電圧の上昇を防止するため新たに
シリーズレギュレータ等の安定化手段を追加するか、軽
負荷にならないようにあらかじめ抵抗等を出力端子に接
続し、ブリーダー電流を流すことで防止するが、コスト
の上昇および効率の低下等の問題があった。さらに、制
御出力の平滑コンデンサに流れるリップル電流は、平滑
コンデンサの寿命に大きく影響するため必要以上に大き
なコンデンサを複数並列に接続する必要があり、特に制
御出力の出力電圧が低い場合には前記リップル電流は出
力電圧に反比例して増加するため平滑コンデンサおよび
２次スイッチング素子は大容量化し、逆に出力電圧が高
い場合は２次スイッチング素子に高耐圧なものが必要と
なり大型化するなどの問題を有していた。

本発明は上記従来の問題点を解決するもので、非安定
化出力の出力電圧の急上昇を防止すると共に、出力電圧
を安定に制御することで生じる平滑コンデンサのリップ
ル電流の増大によるコンデンサおよび２次スイッチング
素子の大容量化・大型化を低減でき、小型で低コストな
スイッチング電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段この課題を解決するために本発明のスイッチング電源
装置は、少なくとも１次巻線と複数の２次巻線とを有す
るトランスと、前記トランスの１次巻線に接続されオン
オフを繰返す第１のスイッチ手段と、前記複数の２次巻
線に接続される複数の整流平滑手段と、前記複数の整流
手段の少なくとも１つに前記第１のスイッチ手段とは相
補的にオンオフを繰返す第２のスイッチ手段が並列に接
続され、直流入力電圧が前記第１のスイッチ手段を介し
て前記１次巻線に印加され、前記第１のスイッチ手段が
オフの期間に前記トランスに貯えられたエネルギーを前
記複数の２次巻線と前記複数の整流平滑手段を介して複
数の直流出力電圧を供給し、前記複数の直流出力電圧の
うち少なくとも１つの直流出力電圧を安定化するように
前記第２のスイッチ手段のオン期間を制御し、前記安定
化する直流出力電圧は前記第２のスイッチ手段を含まな
い直流出力電圧とするような構成を有している。

作用この構成によって、入力より出力に供給された過剰な
電流を、直接安定化されない出力に設けた第２のスイッ
チ手段を介して入力に回生することで、前記安定化され
ない出力が軽負荷になっても第２のスイッチ手段を介し
て入力に回生する電流があるため出力電圧の急上昇を防
止できると共に、前記第２のスイッチ手段を設ける安定
化されない出力として適度に高い電圧値の出力と選定す
ることで、平滑コンデンサのリップル電流を減少し第２
のスイッチ手段に印加する電流を減少することができ
る。

実施例以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。

第１図は本発明の実施例における回路構成を示すもの
である。第１図において、第９図と同じものは同一の符
号を記し説明は省略する。第１図において、１は直流電
源であり、２−２′は入力端子であり、３はトランスで
１次巻線3a、バイアス巻線3b、２次巻線3c・3dであり、
４はスイッチング素子であり、５はダイオードであり、
7,15は整流ダイオードであり、9,16は平滑コンデンサで
あり、10は制御回路であり、11−11′・18−18′は出力
端子であり、13は同期発振回路である。17は２次スイッ
チング素子であり、整流ダイオード15に並列に接続され
スイッチング素子４のオン期間に貯えられたトランス３
のエネルギーが、スイッチング素子４のオフ期間に前記
２次巻線3c・3dを介して整流ダイオード7,15又は前記２
次スイッチング素子17から平滑コンデンサ9,16に放出さ
れた後、今度は逆に平滑コンデンサ16から前記２次スイ
ッチング素子17を介して前記２次巻線3dに２次電流を流
す逆流期間を、制御回路10より制御される。

次に第２図も参照して動作説明を行う。第２図におい
て（ａ）はスイッチング素子４の両端電圧波形V_DSを示
しており、（ｂ）は前記１次巻線3aに流れる１次電流I_D
を示しており、（ｃ）は同期発振回路13の駆動パルス波
形V_G1を示しており、（ｄ）は前記２次巻線3cに流れる
２次電流波形I_O1を示しており、（ｅ）は前記２次巻線3
dに流れる２次電流波形I_O2を示しており、（ｆ）は制御
回路10より出力される２次スイッチング素子17の駆動パ
ルス波形V_G2を示している。第２図でオフ期間中に２次
巻線を介して出力に放出される電流の一部が前記２次巻
線3cから２次電流I_O1として出力端子11−11′に必要量
供給され、残りはすべて前記２次巻線3dから２次電流I
_O2として一度放出された後、出力端子18−18′で必要と
される電流以外の過剰な電流は、オフ期間中で斜線で示
した逆流期間に２次スイッチング素子17を介して前記２
次巻線3dに逆方向の２次電流I_O2として流れており、逆
流期間にトランス３に貯えられたエネルギーはオン期間
の回生期間に直流電源１に１次電流I_O1として回生され
る。このように第８図と異なるのは、２次スイッチング
素子17が非制御出力である前記２次巻線3dに接続される
整流ダイオード15の両端に並列に接続するように設けた
点であり、出力電圧が出力端子11−11′および18−18′
より供給される動作は第８図と同一のため省略する。

次に上記のように構成されたスイッチング電源装置に
ついて、出力電圧が安定に制御される動作について詳し
く説明する。第２図に各動作波形を示しているが、同期
発振回路13の駆動パネル波形V_G1のオフ期間（t₁〜t₃）
をT_OFFとし、そのうち２次電流I_O2の逆流期間（t₂〜
t₃）をＴ′_OFFとし、一方オン期間（t₃〜t₅）をT_ONと
し、そのうち１次電流I_Dの回生期間（t₃〜t₄）をＴ′_ON
とする。この時出力端子11−11′および18−18′より供
給される出力電圧P_OUTは、ここで、で表わされ、これはすでに第６図の従来例で詳しく説明
した関係式と同一となり、出力電圧V_OUT1は制御回路10
により制御される２次スイッチング素子17のオン期間を
制御することで逆流期間Ｔ′_OFFを変化させ、絶えず一
定となるよう制御されることがわかる。さらに出力電圧
V_OUT2も出力電圧V_OUT1が一定であれば、おおむね一定に
制御されることもすでに第９図の従来例で述べた通りで
ある。

ここで、L_S1は前記２次巻線3cのインダクタンス値で
あり、L_S2は前記２次巻線3dのインダクタンス値であ
り、Ｒは出力端子11−11′および18−18′より供給され
る出力電力 P₁₁＝V_OUT1×I_OUT1および P₁₈＝V_OUT2×I_OUT2の比率を示す、で表わされる値であり、他の記号はすでに従来例で説明
したものと同一のため省略する。

以上のように本実施例によれば、トランスの複数の２
次巻線より構成される多出力電源で、代表制御出力以外
の直接安定化されない非安定化出力の整流手段に並列に
接続された第２のスイッチ手段のオン期間を制御するこ
とで、前記代表制御出力を安定化することにより、前記
第２のスイッチ手段が接続された非安定化出力では、ト
ランスの２次巻線より供給された２次電流の一部を再度
２次巻線を介して１次巻線に回生しているため、たとえ
出力より外部へ供給する出力電流が軽負荷になっても回
生する電流が絶えず流れるため実質的な軽負荷となら
ず、出力の急上昇は第３図に示すように防止できる。さ
らに、前記第２のスイッチ手段が接続される非安定化出
力を前記代表制御出力より高電圧の出力に選ぶことで、
トランスの２次巻線より供給された２次電流および前記
第２のスイッチ手段を介して１次巻線に回生される逆電
流の値が小さくなることにより、平滑コンデンサに流れ
るリップル電流も減少することができ損失が低減され高
寿命で高信頼性が達成できる。第４図は、平滑コンデン
サとして用いられるアルミ電解コンデンサのインピーダ
ンス特性を示しており、同一形状のコンデンサでは高周
波で使用するほど容量により低下するインピーダンス以
外に等価値列抵抗および等価直列インダンタンスの影響
によるインピーダンスの増加が始まり、約100KHz以上の
高周波では容量値に関係なくほぼ一定のインピーダンス
となるため、アルミ電解コンデンサに許容されるリップ
ル耐量も一定となる。このことは、前記第２のスイッチ
手段を接続する出力電圧を高電圧化することにより、前
記平滑コンデンサに流れるリップル電流を少なくし前記
平滑コンデンサとして高耐圧低容量のコンデンサを使用
した方が有利であることは容易にわかる。

以下本発明の第２の実施例について図面を参照しなが
ら説明する。

第５図は本発明の第２の実施例を示すスイッチング電
源装置の回路構成図である。

同図において第１図と同じものは同一の符号を記し説
明は省略する。第５図において、１は直流電流であり、
２−２′は入力端子であり、３はトランスで１次巻線3
a、バイアス巻線3b、２次巻線3cおよび3d、さらにトラ
ンス３に新たに巻線された高電圧を誘起する３次巻線3e
であり、３次巻線3eの両端に整流ダイオード22と平滑コ
ンデンサ23の直列回路を接続される。４はスイッチング
素子であり、５はダイオードであり、７および15は整流
ダイオードであり、９および16は平滑コンデンサであ
り、10は制御回路であり、11−11′および18−18′は出
力端子であり、13は同期発振回路である。17は２次スイ
ッチング素子であり、整流ダイオード22の両端に平列に
接続されスイッチング素子４のオン期間に蓄えられたト
ランス３のエネルギーが、スイッチング素子４のオフ期
間に前記２次巻線3c,3d,3eを介して整流ダイオード7,1
5,22又は前記２次スイッチング素子17から平滑コンデン
サ9,16,23に放出された後、今度は逆に平滑コンデンサ2
3から前記２次スイッチング素子17を介して前記２次巻
線3eに２次電流を流す逆流期間を、制御回路10より制御
される。この場合前記３次巻線3eに流れる電流は、放出
される電流の平均値と前記逆流期間に回生される電流の
平均値は等しく、平滑コンデンサ22の両端電圧V_Cはとなり一定であることは容易にわかる。ここで、N_S3は
前記３次巻線3eの巻線数である。第１図の構成と異なる
のは２次スイッチング素子17を出力を供給しない高電圧
を誘起する前記３次巻線3eに設けた点である。

上記のように構成されたスイッチング電源装置につい
て、代表制御出力V_OUT1および直接安定化されない非安
定出力V_OUT2が制御される動作は、第１図で説明したも
のと同一であることは容易に理解されるため省略する。

以上のように本実施例によれば、多出力を供給するト
ランスの複数の２次巻線以外に、高電圧の３次巻線を巻
線し整流平滑手段を接続すると共に整流手段と並列に接
続された第２のスイッチ手段のオン期間を、前記多出力
の少なくとも１つの出力電圧が直接安定化されるように
制御することにより、前記３次巻線の誘起電圧を出力電
圧と無関係に最適値に設定することが可能となり、前記
第２のスイッチ手段の耐圧および電流容量、さらに前記
平滑手段として使用するコンデンサの耐リップル容量が
それぞれ最も安価で部品も小型になるように設定するこ
とができる。尚、当方の実験によれば、入力電圧や出力
容量および使用部品等により多少変化するが、前記３次
巻線の誘起フライバック電圧で24V〜120Vくらいが最適
な範囲であった。

なお、第１の実施例および第２の実施例では共に２出
力の場合を記したが、さらに多くの２次巻線と整流平滑
回路を追加して多出力を構成してもよいことは言うまで
もない。さらにスイッチング素子および２次スイッチン
グ素子はダイオードおよび整流ダイオードに並列に接続
したが、前記スイッチング素子および２次スイッチング
素子として電界効果型トランジスタを使用し寄性的に内
蔵されるダイオードを利用すれば、ダイオードおよび整
流ダイオードは不用であることは言うまでもない。さら
にスイッチング素子および２次スイッチング素子に並列
にコンデンサを接続することで、スイッチングノイズの
低減およびスイッチング損失の低減を行なうことも可能
である。

発明の効果以上のように本発明は、トランスの複数の２次巻線を
介して得られる複数の出力電圧のうち少なくとも１つの
出力電圧を安定化するため、他の出力電圧を第２のスイ
ッチ手段を介して２次巻線に印加し１次巻線を介して回
生するエネルギーを制御することで行うことにより、安
定化された出力電圧以外の第２のスイッチ手段を付加し
た出力電圧も安定化することができ、特に軽負荷時の出
力電圧上昇を防止でき、さらに第２のスイッチ手段を付
加した出力電圧を高電圧な出力とすることで、第２のス
イッチ手段および平滑手段に流れる電流を減少させ、小
型で小容量な部品を使用することが可能となるなど小型
で出力の安定性が高く高効率・高信頼なスイッチング電
源装置を実現できるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例におけるスイッチング電
源装置の回路構成図、第２図は本発明の第１図の回路構
成図の動作波形を示す説明図、第３図〜第４図は本発明
の効果を説明する説明図、第５図は本発明の第２の実施
例におけるスイッチング電源装置を示す回路構成図、第
６図は従来のスイッチング電源装置の回路構成図、第７
図〜第８図は従来の第６図の回路構成図の動作波形を示
す説明図、第９図は従来の他のスイッチング電源装置の
回路構成図、第10図は従来の第９図の回路構成図の動作
波形を示す説明図である１……直流電源、２−２′……入力端子、３……トラン
ス、４……スイッチング素子、５……ダイオード、7,15
……整流ダイオード、9,16……平滑コンデンサ、10……
制御回路、11−11′・18−18′……出力端子、13……同
期発振回路、17……２次スイッチング素子。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも１次巻線と複数の２次巻線とを
有するトランスと、前記トランスの１次巻線に接続され
オンオフを繰返す第１のスイッチ手段と、前記複数の２
次巻線に接続される複数の整流平滑手段と、前記複数の
整流手段の少なくとも１つに前記第１のスイッチ手段と
は相補的にオンオフを繰返す第２のスイッチ手段が並列
に接続され、直流入力電圧が前記第１のスイッチ手段を
介して前記１次巻線に印加され、前記第１のスイッチ手
段がオフの期間に前記トランスに貯えられたエネルギー
を前記複数の２次巻線と前記複数の整流平滑手段を介し
て複数の直流出力電圧を発生し、前記複数の直流出力電
圧のうち少なくとも１つの直流出力電圧を安定化するよ
うに前記第２のスイッチ手段のオン期間を制御し、前記
安定化する直流出力電圧は前記第２のスイッチ手段を含
まない直流出力電圧とするスイッチング電源装置。