CN110301088B - 电源装置及电源单元 - Google Patents

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Abstract

电源装置(1)具有与变压器(TR1)的初级绕组连接的初级侧电路(10)以及与变压器(TR1)的次级绕组连接的次级侧电路(20)。初级侧电路(10)包含MOSFET：(Q1～Q4)，次级侧电路(20)包含整流从变压器(TR1)的初级侧传输的电能的MOSFET：(Q5、Q6)和蓄积被整流的电能的电容器(C1)。在将MOSFET：(Q1～Q4)从截止状态切换为导通状态之前，以MOSFET：(Q1～Q4)的源‑漏极间电压降低的方式，次级侧电路(20)进行使电容器(C1)放电并使电流流过变压器(TR1)的次级绕组的放电的动作。由此，提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率的电源装置。

Description

电源装置及电源单元
技术领域
本发明关于电源装置以及包含电源装置的电源单元。
背景技术
作为输出直流电压的电源装置，广泛使用具有柔性电路与变压器的DC/DC转换器。柔性电路包含有由串联连接的两个开关元件构成的开关元件对两对。在图36所示的柔性电路中，一对开关元件对包含有上侧臂元件Sa与下侧臂元件Sb，另一对开关元件对包含有上侧臂元件Sc与下侧臂元件Sd。上侧臂元件Sa与下侧臂元件Sb互补地进行动作(一个为导通状态时，另一个变为截止状态)，上侧臂元件Sc与下侧臂元件Sd也互补地进行动作。在典型的柔性电路中，上侧臂元件Sa与下侧臂元件Sd在同一时刻下导通/截止，下侧臂元件Sb与上侧臂元件Sc也在同一时刻下导通/截止。
在柔性电路中，需要降低开关元件的损耗。作为降低柔性电路中所包含的开关元件的损耗的方法，已知有在上侧臂元件Sa的动作时刻与下侧臂元件Sd的动作时刻之间设置相位差，在下侧臂元件Sb的动作时刻与上侧臂元件Sc的动作时刻之间也设置相位差的相移法。在相移法中，使用柔性电路的电流路径上已设置的电抗器所蓄积了的电能，在将开关元件的源-漏极之间的电压(或是发射极-集电极之间的电压)设置成几乎为0之后，使开关元件导通/截止。如此，通过进行各开关元件的零电压开关，能够降低开关损耗。
关于相移法例如被记载于专利文献1。为了在低输出时进行各开关元件零电压开关，专利文献2中记载有一种将已被蓄积于次级侧电路中所包含的电感的电能经由变压器传输至初级电路的电源装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本国特开2003-47245号公报
专利文献2：日本国特开2011-166949号公报
发明内容
本发明所要解决的技术问题
具有柔性电路的DC/DC转换器中，低输出时流过电抗器的电流小。因此，在低输出时，被蓄积于电抗器的电能也变小，开关元件的源-漏极间电压(或是发射极-集电极间电压)不再为0。其结果是，在低输出时，不进行各开关元件的零电压开关，开关损耗增加，功率转换效率降低。
如此，在具有以相移法驱动的柔性电路的DC/DC转换器中，存在在低输出时功率转换效率低下的问题。专利文献2中虽记载有解决该问题的电源装置，不过也考虑用别的方法解决该问题的电源装置。
由此，提出以提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率的电源装置为课题。
解决问题的方案
上述课题能够利用例如如下电源装置而解决，该电源装置包括：变压器；与所述变压器的初级绕组连接的开关电路；以及与所述变压器的次级绕组连接的整流电路，所述开关电路具有第一导通电极以及第二导通电极，并包含切换导通状态与截止状态的开关元件，所述整流电路包含对从所述变压器的初级侧传输的电能进行整流的整流元件、蓄积被整流的电能的电容器，在将所述开关元件从截止状态切换为导通状态之前，以所述开关元件的第一导通电极以及第二导通电极之间的电压降低的方式，所述整流电路进行使所述电容器放电并使电流流过所述变压器的次级绕组的放电动作。
发明效果
根据上述电源装置，通过使整流电路中所包含的电容器放电并使电流流过变压器的次级绕组，将被蓄积于电容器的电能经由变压器传输至开关电路，由此开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压即使在低输出时也降低。在导通电极之间的电压降低了之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗。尤其是，在使导通电极之间的电压降低至几乎为0之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够进行零电压开关，并降低开关损耗。因此，能够提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率，并且在从低输出时到高输出时的输出范围内高效率的电源装置。
附图说明
图1是第一实施方式所涉及的电源装置的电路图。
图2是图1所示的电源装置的时序图。
图3是具体地示出图2所示的时序图的一部分的图。
图4是图1所示的电源装置的期间T11内的电流路径图。
图5是图1所示的电源装置的期间T12的前半期间内的电流路径图。
图6是图1所示的电源装置的期间T12的后半期间内的电流路径图。
图7是图1所示的电源装置的期间T13的前半期间内的电流路径图。
图8是图1所示的电源装置的期间T13的后半期间内的电流路径图。
图9是图1所示的电源装置的期间T141内的电流路径图。
图10是图1所示的电源装置的期间T142的开始时的电流路径图。
图11是图1所示的电源装置的期间T143的前半期间内的电流路径图。
图12是图1所示的电源装置的期间T143的后半期间内的电流路径图。
图13是图1所示的电源装置的期间T15内的电流路径图。
图14是第一实施方式的变形例所涉及的电源装置的初级侧电路的电路图。
图15是第二实施方式所涉及的电源装置的电路图。
图16是图15所示的电源装置的时序图。
图17是具体地示出图16所示的时序图的一部分的图。
图18是图15所示的电源装置的期间T11内的电流路径图。
图19是图15所示的电源装置的期间T12的前半期间内的电流路径图。
图20是图15所示的电源装置的期间T13的后半期间内的电流路径图。
图21是图15所示的电源装置的期间T141内的电流路径图。
图22是图15所示的电源装置的期间T142的开始时的电流路径图。
图23是图15所示的电源装置的期间T143的前半期间内的电流路径图。
图24是图15所示的电源装置的期间T143的后半期间内的电流路径图。
图25是第三实施方式所涉及的电源装置的电路图。
图26是图25所示的电源装置的时序图。
图27是图25所示的电源装置的期间T21的前半期间内的电流路径图。
图28是图25所示的电源装置的期间T231内的电流路径图。
图29是图25所示的电源装置的期间T232内的电流路径图。
图30是图25所示的电源装置的期间T24内的电流路径图。
图31是图25所示的电源装置的期间T25内的电流路径图。
图32是图25所示的电源装置的期间T26的前半期间内的电流路径图。
图33是图25所示的电源装置的期间T26的后半期间内的电流路径图。
图34是第四实施方式所涉及的电源装置的电路图。
图35是第五实施方式所涉及的电源单元的框图。
图36是柔性电路的电路图。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是第一实施方式所涉及的电源装置的电路图。图1所示的电源装置1为具有N沟道型MOSFET(Metal Oxide Semic导通ductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)：Q1～Q6、变压器TR1、线圈L1、L2及电容器C1的DC/DC转换器。MOSFET：Q1～Q6分别内置有寄生二极管PD1～PD6，且具有寄生电容PC1～PC6。此外，在寄生电容PC1～PC6的静电电容不足够的情况下，也可以与寄生电容PC1～PC6并联地外设连接电容器。
电源装置1在变压器TR1的初级侧具有初级侧电路10，在变压器TR1的次级侧具有次级侧电路20。初级侧电路10包括作为负输入端子的第一输入端子11和作为正输入端子的第二输入端子12。次级侧电路20包括作为负输出端子的第一输出端子21和作为正输出端子的第二输出端子22。在第一及第二输入端子11、12之间连接有直流电源PS，在第一及第二输出端子21、22之间连接有负载RL1。以下将从直流电源PS供给的电压记为Vin。
MOSFET：Q1～Q6具有源电极(第一导通电极)、漏极(第二导通电极)及栅电极(控制电极)，为根据栅极电位而切换为导通状态(导通状态)和截止状态(非导通状态)的开关元件。初级侧电路10包含MOSFET：Q1～Q4及线圈L1。次级侧电路20包含MOSFET：Q5、Q6、线圈L2及电容器C1。
在初级侧电路10中，MOSFET：Q2的源电极与第一输入端子11连接，MOSFET：Q2的漏极与MOSFET：Q1的源电极连接，MOSFET：Q1的漏极与第二输入端子12连接。按照这种方式，在第一及第二输入端子11、12之间设有串联连接的两个MOSFET：Q2、Q1。另外，在第一及第二输入端子11、12之间同样地设有串联连接的MOSFET：Q4、Q3。以下将与MOSFET：Q1、Q2的中点连接的节点记为Na，将与MOSFET：Q3、Q4的中点连接的节点记为Nb，将节点Na、Nb的电位分别记为Va、Vb。节点Na、Nb经由线圈L1和变压器TR1的初级绕组连接。
在次级侧电路20中，在第一及第二输出端子21、22之间连接有电容器C1。MOSFET：Q5、Q6的源电极均与第一输出端子21连接。MOSFET：Q5的漏极与变压器TR1的次级绕组的一端(在图中为上端)连接。MOSFET：Q6的漏极与变压器TR1的次级绕组的另一端连接。变压器TR1的次级绕组设有中心抽头CT，中心抽头CT经由线圈L2与第二输出端子22连接。
按照这种方式，初级侧电路10为与变压器TR1的初级绕组连接的开关电路。该开关电路为全桥电路。次级侧电路20为与变压器TR1的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为中心抽头式的全波整流电路。在次级侧电路20中，电容器C1的一端(在图中为右端)经由MOSFET：Q5与变压器TR1的次级绕组的一端连接，且经由MOSFET：Q6与变压器TR1的次级绕组的另一端连接。电容器C1的另一端经由线圈L2与中心抽头CT连接。MOSFET：Q5、Q6均为对从变压器TR1的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C1蓄积整流后的电能。
线圈L1、L2使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C1使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L1、L2的电感及电容器C1的静电电容也可以是上述范围外的值。另外，也可以取代线圈L1使用变压器TR1的漏磁通。
此外，在电源装置的电路图中，省略非电路动作说明必需的元件。例如，在电源装置1中，在大多情况下，为了快速向全桥电路供给电流，在第一及第二输入端子11、12之间设置电容器，但在图1中省略该电容器。在图1中也省略了驱动MOSFET：Q1～Q6的栅电极的电路。
初级侧电路10基于从直流电源PS供给的直流，使用全桥电路生成交流(例如100kHz的交流)，将所生成的交流向变压器TR1的初级绕组供给。变压器TR1对供给至初级绕组的交流进行变压并从次级绕组输出。次级侧电路20对从变压器TR1的次级绕组输出的变压后的交流进行整流，使电容器C1充电。按照这种方式，电源装置1对从直流电源PS供给的电能进行电压电平转换并向负载RL1供给。
向第一及第二输入端子11、12供给的直流电压的电平与从第一及第二输出端子21、22输出的直流电压的电平间的关系主要由变压器TR1的绕组比决定。例如，在将电源装置1用作笔记本型个人计算机用的AC适配器的情况下，作为从直流电源PS供给的电压能够使用功率因数改善电路的输出电压(例如400V电压)，将电源装置1的输出电压设为19V。
以下参照图2～图13说明输出电能较小情况下(即负载RL1小的情况下)的电源装置1的动作。图2是输出电能较小情况下的电源装置1的时序图。图2中示出MOSFET：Q1～Q6的栅极电位、MOSFET：Q1的源-漏间电压VQ1SD、MOSFET：Q2的源-漏间电压VQ2SD、节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)、在变压器TR1的初级绕组中流通的电流I1、在MOSFET：Q5中流通的电流I2a及在MOSFET：Q6中流通的电流I2b的变化。MOSFET：Q1～Q6在栅极电位为高电平(在图中记为H)时为导通状态，在栅极电位为低电平(在图中记为L)时为截止状态。电源装置1的一个动作周期被分割为8个期间T11～T18。
图3是具体地示出图2所示的时序图的一部分的图。在图3中放大示出整个期间T14和期间T13、T15的一部分。在图3中，取代MOSFET：Q3、Q4的栅极电位、电压VQ1SD及电位差(Va-Vb)的变化示出在线圈L2中流通的电流I2的变化。电流I2为电流I2a、I2b的和(I2＝I2a+I2b)。当忽略在负载RL1中流通的电流时，电流I2与在电容器C1中流通的电流相等。电流I1、I2a、I2b、I2的正方向如图1所示。
图4是期间T11内的电流路径图。在期间T11内，MOSFET：Q1、Q4、Q6为导通状态，MOSFET：Q2、Q3、Q5为截止状态。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q4及第一输入端子11的路径P11中流通。电流I1随时间的经过而增加，电能被蓄积于线圈L1。在次级侧电路20中，变压器TR1的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、MOSFET：Q6及变压器TR1的次级绕组的另一端的路径P21中流通。此时，电容器C1被充电。在期间T11内，电流从初级侧电路10向次级侧电路20传输。
在期间T12开始时，MOSFET：Q4截止。在期间T12内，MOSFET：Q1、Q6为导通状态，MOSFET：Q2～Q5为截止状态。MOSFET：Q4具有寄生电容PC4，因此在MOSFET：Q4截止时，MOSFET：Q4的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q4的截止动作与零电压开关相当。
初级侧电路10电流路径在期间T12的中途变化。以下将直到电流路径变化为止的期间称为期间T12的前半期间，将之后的期间称为期间T12的后半期间。图5是期间T12的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、寄生电容PC4及第一输入端子11的路径P12，和在变压器TR1的初级绕组之后经由寄生电容PC3的路径P13中流通。此时，寄生电容PC3放电，寄生电容PC4被充电。因此，节点Nb的电位上升，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)减小，电流I1减小。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21中流通。另外，变压器TR1的次级绕组的电动势降低，因此寄生电容PC5放电。因此，电流也在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、寄生电容PC5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P22中流通。
若寄生电容PC3的放电和寄生电容PC4的充电结束，则期间T12的后半期间开始。图6是期间T12的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)大致变为0。电流在依次经由MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组及寄生二极管PD3的路径P14中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21中流通，并且在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、寄生二极管PD5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P23中流通。电流I2a、I2b均在电容器C1的两端电压的作用下减小。
在期间T13开始时，MOSFET：Q3导通，在期间T13的中途，MOSFET：Q5导通。以下将直到MOSFET：Q5导通为止的期间称为期间T13的前半期间，将之后的期间称为期间T13的后半期间。在期间T13中，MOSFET：Q1、Q3、Q6为导通状态，MOSFET：Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q5在期间T13的前半期间为截止状态，在期间T13的后半期间为导通状态。MOSFET：Q3在顺方向电流流过寄生二极管PD3的期间内导通。因此，MOSFET：Q3的导通动作与零电压开关相当。
图7是期间T13的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由MOSFET：Q1、线圈L1、变压器TR1的初级绕组及MOSFET：Q3的路径P15中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P21、P23中流通。电流I2a、I2b均在电容器C1的两端电压的作用下继续减小。
在电流I2a变为0之前，MOSFET：Q5导通，期间T13的后半期间开始。图8是期间T13的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流继续在上述的路径P15中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路20中，若MOSFET：Q5导通一段时间，则电流I2a变为负(电流I2a的方向反转)。此时，电流在上述的路径P21和依次经由变压器TR1的次级绕组的一端、MOSFET：Q5、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P24中流通。电流I2a、I2b的和即电流I2在期间T13的前半期间为正，在期间T13的后半期间变为负。在期间T13的前半期间，电容器C1被充电，在期间T13的后半期间，电容器C1放电。不久后，电流I2b也变为负(电流I2b的方向反转)。
在期间T14开始时，MOSFET：Q1截止，在期间T14的中途，MOSFET：Q6截止。在期间T14中，MOSFET：Q3、Q5为导通状态，MOSFET：Q1、Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q6直到中途为止为导通状态，其后为截止状态。MOSFET：Q1具有寄生电容PC1，因此在MOSFET：Q1截止时，MOSFET：Q1的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q1的截止动作与零电压开关相当。如图3所示，期间T14被分割为直到MOSFET：Q6截止动作开始为止的期间T141、直到在MOSFET：Q6中流通的电流变为0为止的期间T142及之后的期间T143。
图9是期间T141内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第一输入端子11、寄生电容PC2、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q3及第二输入端子12的路径P16和在MOSFET：Q3之后经由寄生电容PC1的路径P17中流通。此时，寄生电容PC1被充电，寄生电容PC2放电。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)下降。在期间T141内，电流朝向作为正输入端子的第二输入端子12流通。为了使该电流流通，使用线圈L1中蓄积的电能。因此，电流I1急速减小，很快变为0。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24和依次经由变压器TR2的次级绕组的另一端、MOSFET：Q6、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P25中流通。在期间T141内，由于电流I1减小，电流I2a增加，电流I2b减小。电流I2继续减小。
在电源装置1的输出电能较大的情况(即负载RL1大的情况)下，期间T13内的电流I1大，线圈L1中蓄积的电能也很大。因此，在期间T14内，在电流I1变为0之前，电压VQ2SD变为0。因此，MOSFET：Q2的截止动作与零电压开关相当。另一方面，在输出电能较小的情况下，在电流I1变为0的时刻，电压VQ2SD仍未达到0。因此，若不采取特定的措施，则MOSFET：Q2的截止动作不与零电压开关相当。在电源装置1中，为了使MOSFET：Q2的截止动作成为零电压开关，在期间T142开始时，MOSFET：Q6截止。
图10是期间T142开始时(MOSFET：Q6截止的瞬间)的电流路径图。此时，在初级侧电路10中无电流流通。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24和依次经由变压器TR1的次级绕组的另一端、寄生电容PC6、电容器C1、线圈L2及中心抽头CT的路径P26中流通。此时，寄生电容PC6被充电。在期间T142内，随着寄生电容PC6的充电的进行，电流I2b增加而接近0，另一方面，电流I2a减小。因此，在变压器TR1的次级绕组中流通的电流实质上从次级绕组的另一端朝向一端(在图中为从下端朝向上端)流通。由此，变压器TR1的初级绕组感应产生电压，电流I1再次增加。
初级侧电路10的电流路径在期间T143的中途变化。以下将直到电流路径变化为止的期间称为期间T143的前半期间，将之后的期间称为期间T143的后半期间。图11是期间T143的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流再次在与期间T141相同的路径(上述的路径P16、P17)中流通。因此，寄生电容PC1的充电和寄生电容PC2的放电再次开始。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)再次下降。在次级侧电路20中，电流在上述的路径P24中流通。
在电压VQ2SD大致变为0时，期间T143的后半期间开始。图12是期间T143的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在依次经由第一输入端子11、寄生二极管PD2、线圈L1、变压器TR1的初级绕组、MOSFET：Q3及第二输入端子12的路径P18中流通。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P24中流通。
按照这种方式，在期间T14内，电容器C1放电。另外，在次级侧电路20中，电容器C1的放电电流实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通，从而变压器TR1的初级绕组感应产生电压。因此，在初级侧电路10中，电流I1向使MOSFET：Q2的源-漏间电压为0的方向流通。
在期间T15开始时，MOSFET：Q2导通。在期间T15开始时，电压VQ2SD大致为0，顺方向电流流过寄生二极管PD2。因此，MOSFET：Q2的导通动作与零电压开关相当。此外，在期间T14的中途MOSFET：Q6未截止的情况下(即，实质上电流未从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的情况下)，电压VQ2SD和电流I1在图3中分别以单点划线W1、W2所示的方式变化。该状态下的MOSFET：Q2的截止动作不与零电压开关相当。
图13是期间T15内的电流路径图。在期间T15内，MOSFET：Q2、Q3、Q5为导通状态，MOSFET：Q1、Q4、Q6为截止状态。在初级侧电路10中，电流在依次经由第二输入端子12、MOSFET：Q3、变压器TR1的初级绕组、线圈L1、MOSFET：Q2及第一输入端子11的路径P19中流通。在次级侧电路20中，变压器TR1的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由中心抽头CT、线圈L2、电容器C1、MOSFET：Q5及变压器TR1的次级绕组的一端的路径P27中流通。此时，电容器C1被充电。在期间T15内，与期间T11相比，在变压器TR1的初级绕组中流通的电流的方向反转，在变压器TR1的次级绕组中流通的电流的方向也反转。
电源装置1在期间T15～T18内与期间T11～T14对称地动作。具体来说，期间T15～T18内的MOSFET：Q1～Q6的动作分别与期间T11～T14内的MOSFET：Q3、Q4、Q1、Q2、Q6、Q5的动作相同。期间T15～T18内的电流I2a、I2b的变化分别与期间T11～T14内的电流I2b、I2a的变化相同。期间T15～T18内的电流I1的变化与期间T11～T14内的电流I1的变化相反(绝对值相同，而正负相反)。
在电源装置1中，在MOSFET：Q2导通前，电容器C1开始放电。在期间T141中，电流从电容器C1的正极端子(在图中为左侧的端子)朝向负极端子(在图中为右侧的端子)，在经由线圈L2、中心抽头CT及MOSFET：Q5的路径P24和经由线圈L2、中心抽头CT及MOSFET：Q6的路径P25中流通(参照图9)。在期间T142开始时，若MOSFET：Q6截止，则在路径P24中流通的电流I2a减小，在路径P25中流通的电流I2b变为0(参照图3)。因此，电流实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通，变压器TR1的初级绕组感应产生电压，电流I1流通。由于电流I1流通，从而电压VQ2SD下降。
通过在使电压VQ2SD下降后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在使电压VQ2SD降低至大致为0后，使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置1将在次级侧电路20的电容器C1中蓄积的电能向初级侧电路10传输，在使MOSFET：Q2的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q2导通。由此，能够减小MOSFET：Q2的导通动作时的开关损耗。电源装置1以同样的方法减小MOSFET：Q1、Q3、Q4的导通动作时的开关损耗。
在此，关于实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的电流，说明优选条件。将MOSFET：Q1、Q2的输出电容(Coss)的蓄积能量(Eoss)分别设为E1、E2，将实质上从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通的电流的总能量设为E3。输出电容为漏-源间电容Cds与栅-漏间电容Cgd的和。输出电容的蓄积能量E1、E2通过按电压对输出电容进行积分而求出，表示输出电容具有的能量。总能量E3为，在电流实质上开始从变压器TR1的次级绕组的另一端朝向一端流通后且直到MOSFET：Q2导通为止的期间内，通过将变压器TR1的次级绕组的两端电压与电流的乘积进行积分而求出。
总能量E3优选满足下式(1)。
0.1×(E1+E2)＜E3＜10×(E1+E2)…(1)
在总能量E3小于式(1)的下限值时，无法使MOSFET：Q2的源-漏间电压充分降低。另一方面，在总能量E3大于式(1)的上限值时，在期间T143的后半期间(参照图12)，电流在路径P18、P24中流通时的导通损耗变大，因此基于使MOSFET：Q2的截止动作为零电压开关的损耗减小效果大幅度损失。
另外，说明用于进行从电容器C1的放电到使电压VQ2SD下降为止的一连串动作的优选条件。DC/DC转换器为了在启动时进行电路保护，存在以使输出电压逐渐上升的模式动作的情况(软启动)。另外，存在使DC/DC转换器的输出电压在一定范围内可变的情况。此时，在输出电压显著低的情况下，电容器C1中蓄积的电能变小。因此，上述一连串动作所需的时间显著增长，存在电源装置1的一个动作周期变长的情况。因此，优选仅在例如输出电压大于额定值的50％时进行上述一连串动作。此外，以上所述的两种优选条件不仅应用于本实施方式，也应用于后述各实施方式。
如上所示，本实施方式所涉及的电源装置1具有变压器TR1、与变压器TR1的初级绕组连接的开关电路(初级侧电路10)以及与变压器TR1的次级绕组连接的整流电路(次级侧电路20)。开关电路具有第一导通电极以及第二导通电极(源极与漏极)，并包含切换导通状态与截止状态的开关元件(MOSFET：Q1～Q4)，整流电路包含有对从变压器TR1的初级侧传输的电能进行整流的整流元件(MOSFET：Q5、Q6)、以及蓄积被整流的电能的电容器C1。在将开关元件从截止状态切换为导通状态之前，以开关元件的第一导通电极以及第二导通电极之间的电压(源-漏极间电压)降低的方式，整流电路进行使电容器C1放电并使电流流过变压器TR1的次级绕组的放电的动作。
由此，根据本实施方式所涉及的电源装置1，通过使整流电路中所包含的电容器C1放电并使电流流过变压器TR1的次级绕组，将被蓄积于电容器C1的电能经由变压器TR1传输至开关电路，由此开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压即使在低输出时也降低。在导通电极之间的电压降低了之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗。尤其是，在使导通电极之间的电压降低至几乎为0之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够进行零电压开关，并降低开关损耗。因此，能够提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率，并且在从低输出时到高输出时的输出范围内高效率的电源装置。
此外，整流电路包含作为整流元件的第一开关元件以及第二开关元件(MOSFET：Q5、Q6)、线圈L2，变压器TR1的次级绕组具有中心抽头CT。电容器C1的一端(附图中为右端)经由第一开关元件(MOSFET：Q5)与次级绕组的一端(附图中为上端)连接，同时经由第二开关元件(MOSFET：Q6)与次级绕组的另一端(附图中为下端)连接，电容器C1的另一端(附图中为左端)经由线圈L2与中心抽头CT连接。整流电路作为放电的动作进行如下动作：在使电流流过经由线圈L2、中心抽头CT、次级绕组的一端以及第一开关元件的路径P24、和经由线圈L2、中心抽头CT、次级绕组的另一端以及第二开关元件的路径P25而开始了电容器C1的放电之后，将第二开关元件截止。
在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过两个路径P24、P25而开始了电容器C1的放电后，使第二开关元件导通，从而能够使电流流过变压器TR1的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压降低。由此，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。
此外，开关电路为柔性电路。由此，能够提供一种具备柔性电路以作为开关电路的电源装置，即使在低输出时也具有高的功率转换效率。
关于本实施方式的电源装置1能够构成以下的变形例。图14是本实施方式的变形例的电源装置的初级侧电路的电路图。图14所示的初级侧电路15为包含4个IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：缘栅极双极型晶体管)：Qa～Qd的全桥电路。IGBT：Qa～Qd均为NPN型IGBT，各自具有寄生电容PCa～PCd。IGBT：Qa～Qd分别与二极管Da～Dd并联连接。
通常，在使用双极晶体管构成使用MOSFET构成的开关电路时，将MOSFET的源电极和漏极分别置换为双极晶体管的发射电极和集电极即可。初级侧电路15能够通过针对图1所示的初级侧电路10进行上述置换而获得。IGBT：Qa～Qd分别进行与初级侧电路10所包含的MOSFET：Q1～Q4相同的动作。
利用具有使用IGBT构成的全桥电路的电源装置，也能够获得与具有使用MOSFET构成的全桥电路的电源装置相同的效果。此外，此处使用了NPN型IGBT，但也可以使用PNP型IGBT。另外，也可以将次级侧电路所包含的MOSFET置换为使IGBT与二极管并联连接的电路。另外，也可以取代IGBT而使用双极晶体管、SiC(碳化硅)-MOSFET、GaN(氮化钠)-MOSFET等。
(第二实施方式)
图15是第二实施方式所涉及的电源装置的电路图。图15所示的电源装置2为具有N沟道型MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8、变压器TR2、线圈L1、L3、L4及电容器C2的DC/DC转换器。电源装置2在变压器TR2的初级侧具有初级侧电路10，在变压器TR2的次级侧具有次级侧电路30。初级侧电路10的结构和动作与第一实施方式相同。对本实施方式所涉及的电源装置的构成要素之中的、与第一实施方式相同的部分标注相同的附图标记并省略说明。
MOSFET：Q7、Q8为与MOSFET：Q1～Q6相同的开关元件。次级侧电路30包含MOSFET：Q7、Q8、线圈L3、L4及电容器C2。次级侧电路30包括作为负输出端子的第一输出端子31和作为正输出端子的第二输出端子32。在第一及第二输出端子31、32之间连接有电容器C2。MOSFET：Q7、Q8的源电极均与第一输出端子31连接。MOSFET：Q7的漏极与变压器TR2的次级绕组的一端(在图中为上端)及线圈L3的一端(在图中为左端)连接。MOSFET：Q8的漏极与变压器TR2的次级绕组的另一端及线圈L4的一端(在图中为左端)连接。线圈L3、L4的另一端均与第二输出端子32连接。
按照这种方式，次级侧电路30为与变压器TR2的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为倍流型全波整流电路。在次级侧电路30中，电容器C2的一端(在图中为左端)经由MOSFET：Q7与变压器TR2的次级绕组的一端连接，且经由MOSFET：Q8与变压器TR2的次级绕组的另一端连接。电容器C2的另一端经由线圈L3与变压器TR2的次级绕组的一端连接，且经由线圈L4与变压器TR2的次级绕组的另一端连接。MOSFET：Q7、Q8均为对从变压器TR2的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C2蓄积整流后的电能。
线圈L3、L4使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C2使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L3、L4的电感及电容器C2的静电电容也可以是上述范围外的值。
初级侧电路10与第一实施方式同样地动作。变压器TR2使供给至初级绕组的交流变压并从次级绕组输出。次级侧电路30对从变压器TR2的次级绕组输出的变压后的交流进行整流，使电容器C2充电。按照这种方式，电源装置2对从直流电源PS供给的电能进行电压电平转换并向负载RL2供给。
以下参照图16～图24说明输出电能较小情况下的电源装置2的动作。图16是输出电能较小情况下的电源装置2的时序图。图16中示出MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8的栅极电位、MOSFET：Q1的源-漏间电压VQ1SD、MOSFET：Q2的源-漏间电压VQ2SD、节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)、在变压器TR1的初级绕组中流通的电流I1、在线圈L3中流通的电流I2L3及在线圈L4中流通的电流I2L4的变化。电源装置2的一个动作周期被分割为8个期间T11～T18。
图17是具体地示出图16所示的时序图的一部分的图。在图17中放大示出整个期间T14和期间T13、T15的一部分。在图17中，取代MOSFET：Q3、Q4的栅极电位、电压VQ1SD及电位差(Va-Vb)的变化而示出电流I2、I2T的变化。电流I2为电流I2L3、I2L4的和(I2＝I2L3+I2L4)，电流I2T为在变压器TR2的次级绕组中流通的电流。在能够忽略在负载RL2中流通的电流时，电流I2与在电容器C2中流通的电流相等。电流I1、I2L3、I2L4、I2、I2T的正方向如图15所示。
图18是期间T11内的电流路径图。在期间T11内，MOSFET：Q1、Q4、Q8为导通状态，MOSFET：Q2、Q3、Q7为截止状态。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P11中流通。电流I1随时间的经过而增加，电能被蓄积于线圈L1。在次级侧电路30中，变压器TR2的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由变压器TR2的次级绕组的一端、线圈L3、电容器C2、MOSFET：Q8及变压器TR2的次级绕组的另一端的路径P31中流通。电流I2L3随时间的经过而增加，线圈L3蓄积电能。线圈L4中残留有半周期前蓄积的电能，因此，电流也流入依次经由线圈L4的另一端、电容器C2、MOSFET：Q8及线圈L4的一端的路径P32。此时电容器C2被充电。在期间T11内，从初级侧电路10向次级侧电路30传输电能。
在期间T12开始时，MOSFET：Q4截止。在期间T12内，MOSFET：Q1、Q8为导通状态，MOSFET：Q2～Q4、Q7为截止状态。根据与第一实施方式相同的理由，MOSFET：Q4的截止动作与零电压开关相当。
与第一实施方式同样地，初级侧电路10的电流路径在期间T12的中途变化。图19是期间T12的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P12、P13中流通。此时，寄生电容PC3放电，寄生电容PC4被充电。因此，节点Nb的电位上升，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)减小，电流I1减小。在次级侧电路20中，电流继续在上述的路径P31、P32中流通。另外，由于变压器TR2的次级绕组的电动势减小，因此寄生电容PC7放电。因此，电流也流入依次经由第一输出端子31、寄生电容PC7、线圈L3及第二输出端子32的路径P33。
若寄生电容PC3的放电和寄生电容PC4的充电结束，则期间T12的后半期间开始。在初级侧电路10中，节点Na、Nb间的电位差(Va-Vb)大致变为0，电流在上述的路径P14中回流(参照图6)。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P31～P33中流通。电流I2L3、I2L4均在电容器C2的两端电压的作用下减小。
在期间T13开始时，MOSFET：Q3导通，在期间T13的中途，MOSFET：Q7导通。以下将直至MOSFET：Q7导通为止的期间称为期间T13的前半期间，将之后的期间称为期间T13的后半期间。在期间T13内，MOSFET：Q1、Q3、Q8为导通状态，MOSFET：Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q7在期间T13的前半期间为截止状态，在期间T13的后半期间为导通状态。根据与第一实施方式相同的理由，MOSFET：Q3的导通动作与零电压开关相当。
在期间T13的前半期间，在初级侧电路10中，电流在上述的路径P15中回流(参照图7)。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P31～P33中流通。电流I2L3、I2L4均在电容器C2的两端电压的作用下继续减小。
在电流I2L4变为0之前，MOSFET：Q7导通，期间T13的后半期间开始。图20是期间T13的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流继续在上述的路径P15中回流。此时，电流I1大致恒定。在次级侧电路30中，若MOSFET：Q7导通一段时间，则电流I2L4变为负(电流I2L4的方向反转)。此时，电流在上述的路径P31、P33和在路径P31中的线圈L3后经由线圈L4的路径P34中流通。电流I2L3、I2L4继续减小，电流I2L3、I2L4的和即电流I2不久后变为负(电流I2的方向反转)。此时，电容器C2开始放电。
在期间T14开始时，MOSFET：Q1截止，在期间T14的中途，MOSFET：Q8截止。在期间T14内，MOSFET：Q3、Q7为导通状态，MOSFET：Q1、Q2、Q4为截止状态。MOSFET：Q8直到中途为导通状态，其后为截止状态。根据与第一实施方式相同的理由，MOSFET：Q1的截止动作与零电压开关相当。如图17所示，期间T14被分割为直到MOSFET：Q8开始截止动作为止的期间T141、直到在MOSFET：Q8中流通的电流变为0为止的期间T142及之后的期间T143。
图21是期间T141内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P16、P17中流通。此时，寄生电容PC1被充电，寄生电容PC2放电。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)下降。在期间T141内，电流朝向作为正输入端子的第二输入端子12流通。为了使该电流流通，使用线圈L1中蓄积的电能。因此，电流I1急速减小，很快变为0。在次级侧电路30中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、MOSFET：Q8及第一输出端子31的路径P35、在MOSFET：Q8后依次经由MOSFET：Q7及线圈L3的路径P36、以及在线圈L4后依次经由变压器TR2的次级绕组及线圈L3的路径P37中流通。此时，电容器C2放电。
图22是期间T142开始时(MOSFET：Q8截止的瞬间)的电流路径图。此时，在初级侧电路10中无电流流通。在次级侧电路30中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、寄生电容PC8及第一输出端子31的路径P38、以及在寄生电容PC8后依次经由MOSFET：Q7及线圈L3的路径P39中流通。此时，寄生电容PC8被充电。由于电流I1为0，因此电流I2T也为0。其中，此处忽略在变压器TR2中流通的励磁电流。在期间T142内，随着寄生电容PC8的充电的进行，在寄生电容PC8中流通的电流减小并接近0。因此，电流I2T开始流通。由此，变压器TR2的初级绕组感应产生电压，电流I1再次增加。
与第一实施方式同样地，初级侧电路10的电流路径在期间T143的中途变化。图23是期间T143的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流再次在与期间T141相同的路径(上述的路径P16、P17)中流通。因此，寄生电容PC1的充电和寄生电容PC2的放电再次开始。因此，节点Na的电位(及电压VQ2SD)再次下降。在次级侧电路20中，电流在依次经由第二输出端子32、线圈L4、变压器TR2的次级绕组、MOSFET：Q7及第一输出端子31的路径P3a和在变压器TR2的次级绕组后经由线圈L3的路径P3b中流通。
在电压VQ2SD大致变为0时，期间T143的后半期间开始。图24是期间T143的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路10中，电流在上述的路径P18中流通。在次级侧电路30中，电流继续在上述的路径P3a、P3b中流通。
按照这种方式，在期间T14内，电容器C2放电。另外，在次级侧电路30中，电容器C2的放电电流从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通，从而变压器TR2的初级绕组感应产生电压。因此，在初级侧电路10中，电流I1朝向使电压VQ2SD为0的方向流通。
在期间T15开始时，MOSFET：Q2导通。根据与第一实施方式相同的理由，MOSFET：Q2的导通动作与零电压开关相当。此外，在期间T14的中途MOSFET：Q8未截止的情况下(即，电容器C2的放电电流未从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通的情况下)，电压VQ2SD和电流I1在图17中分别以单点划线W3、W4所示的方式变化。该状态下的MOSFET：Q2的导通动作不与零电压开关相当。
电源装置2在期间T15～T18内与期间T11～T14对称地动作。具体来说，期间T15～T18内的MOSFET：Q1～Q4、Q7、Q8的动作分别与期间T11～T14内的MOSFET：Q3、Q4、Q1、Q2、Q8、Q7的动作相同。期间T15～T18内的电流I2L3、I2L4的变化分别与期间T11～T14内的电流I2L4、I2L3的变化相同。期间T15～T18内的电流I1与期间T11～T14中的电流I1的变化相反(绝对值相同，而正负相反)。
在电源装置2中，在MOSFET：Q2导通前，电容器C2开始放电。在期间T141内，电流从电容器C2的正极端子(在图中为右侧的端子)朝向负极端子(在图中为左侧的端子)在经由线圈L4及MOSFET：Q8的路径P35等中流通(参照图21)。在期间T142开始时，若MOSFET：Q8截止，则电流在经由线圈L4、变压器TR2的次级绕组及MOSFET：Q7的路径P3a中流通(参照图23)。因此，电流从变压器TR2的次级绕组的另一端朝向一端流通，变压器TR2的初级绕组感应产生电压，流通电流I1。通过流通电流I1，从而电压VQ2SD下降。
通过在使电压VQ2SD下降后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在电压VQ2SD降低至大致为0后使MOSFET：Q2导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置2将次级侧电路30的电容器C2蓄积的电能向初级侧电路10传输，在使MOSFET：Q2的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q2导通。由此，能够在MOSFET：Q2的导通动作时减小开关损耗。电源装置2以同样的方法减小MOSFET：Q1、Q3、Q4的导通动作时的开关损耗。
如以上所示，在本实施方式的电源装置2中，整流电路(次级侧电路30)包含作为整流元件的第一及第二开关元件(MOSFET：Q7、Q8)和第一及第二线圈L3、L4。电容器C2的一端(在图中为左端)经由第一开关元件(MOSFET：Q7)与变压器TR2的次级绕组的一端(在图中为上端)连接，且经由第二开关元件(MOSFET：Q8)与次级绕组的另一端(在图中为下端)连接，电容器C2的另一端(在图中为右端)经由第一线圈L3与次级绕组的一端连接，且经由第二线圈L4与次级绕组的另一端连接。整流电路进行以下放电动作，即，在使电流流过经由第二开关元件及第二线圈L4的路径P35并使电容器C2开始放电后，使第二开关元件截止，使电流流过经由第二线圈L4、次级绕组及第一开关元件的路径P3a。
如此，在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过经由第二开关元件以及第二线圈的路径P35，而开始了电容器的放电后，使第二开关元件导通，由此能够使电流流过变压器TR2的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压(源-漏极间电压)降低。由此，即使在低输出时也能够进行开关元件的零电压开关，并提高功率转换效率。
关于本实施方式的电源装置2能够构成以下的变形例。在电源装置2中，初级侧电路10为全桥电路，次级侧电路30为倍流电路。在变形例的电源装置中，也可以使初级侧电路和次级侧电路均为全桥电路。在变形例的电源装置中，初级侧电路和次级侧电路中的一方作为开关电路动作，另一方作为整流电路动作。通过根据需要交换两者的功能，能够构成双向DC/DC转换器。
(第三实施方式)
图25是第三实施方式的电源装置的电路图。图25所示的电源装置3为具有N沟道型MOSFET：Q11～Q14、变压器TR3、线圈L5及电容器C3、C4的DC/DC转换器。MOSFET：Q11～Q14分别内置寄生二极管PD11～PD14，具有寄生电容PC11～PC14。此外，在寄生电容PC11～PC14的静电电容不足够的情况下，也可以与寄生电容PC11～PC14并联地外设连接电容器。
电源装置3在变压器TR3的初级侧具有初级侧电路40，在变压器TR3的次级侧具有次级侧电路50。初级侧电路40包括作为负输入端子的第一输入端子41和作为正输入端子的第二输入端子42。次级侧电路50包括作为负输出端子的第一输出端子51和作为正输出端子的第二输出端子52。在第一及第二输入端子41、42之间连接有直流电源PS，在第一及第二输出端子51、52之间连接有负载RL3。
MOSFET：Q11～Q14为与MOSFET：Q1～Q8相同的开关元件。初级侧电路40包含MOSFET：Q11、Q12及电容器C3。次级侧电路50包含MOSFET：Q13、Q14、线圈L5及电容器C4。
在初级侧电路40中，变压器TR3的初级绕组的一端(在图中为上端)和电容器C3的一端(在图中为上端)与第二输入端子42连接。MOSFET：Q11的源电极与第一输入端子41连接，MOSFET：Q11的漏极与MOSFET：Q12的源电极和变压器TR3的初级绕组的另一端连接。MOSFET：Q12的漏极与电容器C3的另一端连接。以下将与变压器TR3的一端连接的节点记为Nc，将与变压器TR3的另一端连接的节点记为Nd，将节点Nc、Nd的电位分别记为Vc、Vd。
在次级侧电路50中，在第一及第二输出端子51、52之间连接有电容器C4。MOSFET：Q13的源电极与变压器TR3的次级绕组的一端(在图中为上端)连接，MOSFET：Q13的漏极与MOSFET：Q14的漏极和线圈L5的一端(在图中为左端)连接。线圈L5的另一端与第二输出端子52连接。MOSFET：Q14的源电极和变压器TR3的次级绕组的另一端与第一输出端子51连接。
按照这种方式，初级侧电路40为与变压器TR3的初级绕组连接的开关电路。该开关电路为正向电路。次级侧电路50为与变压器TR3的次级绕组连接的整流电路。该整流电路为正向电路。在次级侧电路50中，电容器C4的一端(在图中为上端)经由线圈L5和MOSFET：Q13与变压器TR3的次级绕组的一端连接，且经由线圈L5和MOSFET：Q14与变压器TR3的次级绕组的另一端连接。电容器C4的另一端与变压器TR3的次级绕组的另一端连接。MOSFET：Q13、Q14均为对从变压器TR3的初级侧传输的电能进行整流的整流元件，电容器C3蓄积整流后的电能。
线圈L5使用具有例如10～100μH电感的器件。电容器C3使用具有例如0.01～10μF静电电容的器件，电容器C4使用具有例如20～1000μF静电电容的器件。线圈L5的电感及电容器C3、C4的静电电容也可以是上述范围外的值。
在初级侧电路40中，MOSFET：Q11进行开关动作。由此，从直流电源PS供给的直流被断续地向变压器TR3的初级绕组供给。MOSFET：Q12和电容器C3作为重置变压器TR3的基于励磁电流的电能的电路发挥作用。变压器TR3使供给至初级绕组的电压变压并从次级绕组输出。次级侧电路50对从变压器TR3的次级绕组供给的变压后的交流进行整流，使电容器C4充电。按照这种方式，电源装置3将从直流电源PS供给的电能转换为电压电平并向负载RL3供给。
以下参照图26～图33说明输出电能较小情况下的电源装置3的动作。图26是输出电能较小情况下的电源装置3的时序图。图26中示出MOSFET：Q11～Q14的栅极电位、MOSFET：Q11的源-漏间电压VQ11SD、节点Nc、Nd间的电位差(Vc-Vd)、在变压器TR3的初级绕组中流通的电流I1T、在变压器TR3的次级绕组中流通的电流I2T及在线圈L5中流通的电流I2的变化。在能够忽略在负载RL3中流通的电流时，电流I2与在电容器C4中流通的电流相等。电流I1T、I2T、I2的正方向如图25所示。电源装置3的一个动作周期被分割为6个期间T21～T26，期间T23被进一步分割为两个期间T231、T232。
如图26所示，在期间T21的中途MOSFET：Q13截止。以下将直至MOSFET：Q13截止的期间称为期间T21的前半期间，将之后的期间称为期间T21的后半期间。在期间T21内，MOSFET：Q11为导通状态，MOSFET：Q12、Q14为截止状态。MOSFET：Q13在期间T21的前半期间为导通状态，在期间T21的后半期间为截止状态。
图27为期间T21的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在依次经由第二输入端子42、变压器TR3的初级绕组、MOSFET：Q11及第一输入端子41的路径P41中流通。电流I1T随时间的经过而增加。在次级侧电路50中，变压器TR3的次级绕组感应产生电压。电流在依次经由变压器TR3的次级绕组的一端、MOSFET：Q13、线圈L5、电容器C4及变压器TR3的次级绕组的另一端的路径P51中流通。此时，电容器C4被充电。在期间T21的前半期间，电能从初级侧电路40向次级侧电路50传输。
在期间T21的后半期间开始时，MOSFET：Q13截止。在期间T21的后半期间，在初级侧电路40中，电流继续在上述路径P41中流通。在次级侧电路50中，电流在依次经由变压器TR3的次级绕组的一端、寄生二极管PD13、线圈L5、电容器C4及变压器TR3的次级绕组的另一端的路径(未图示)中流通。
在期间T22开始时，MOSFET：Q11截止。在期间T22内，MOSFET：Q11～Q14均为截止状态。MOSFET：Q11具有寄生电容PC11，因此在MOSFET：Q11截止时，MOSFET：Q11的源-漏间电压几乎不上升。因此，MOSFET：Q11的截止动作与零电压开关相当。
在期间T22内，由于MOSFET：Q11为截止状态，因此节点Nd的电位上升，电流I1T减小。电流I1T中仅残留励磁电流。变压器TR3的次级绕组失去电动势，电流I2T变为0。由于励磁电流的作用，变压器TR3的初级绕组的两端电压(Vc-Vd)变为负，电压VQ11SD超过输入电压Vin。在次级侧电路50中，电流开始在依次经由寄生二极管PD14、线圈L5及电容器C4的路径(未图示)中流通。另外，电流I2开始减小。此外，在本实施方式中示出了电源装置3的动作说明所需的励磁电流，但在其他实施方式中忽略励磁电流。
在期间T23开始时，MOSFET：Q12、Q14导通。在期间T23内，MOSFET：Q12、Q14为导通状态，MOSFET：Q11、Q13为截止状态。此外，MOSFET：Q12、Q14导通的时机也可以不同。
图28是期间T231内的电流路径图。在初级侧电路40中，励磁电流流过变压器TR3的初级绕组。励磁电流在依次经由变压器TR3的初级绕组的另一端、MOSFET：Q12、电容器C3及变压器TR3的初级绕组的一端的路径P42中流通。此时，电容器C3被充电，电流I1T逐渐减小。在次级侧电路50中，在期间T21内蓄积电能的线圈L5的作用下，电流在依次经由线圈L5、电容器C4及MOSFET：Q14的路径P52中流通。电流I2在电容器C4的两端电压的作用下减小。
若电流I1T变为0，则期间T232开始(参照图26)。图29是期间T232内的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在依次经由变压器TR3的初级绕组的一端、电容器C3、MOSFET：Q12及变压器TR3的初级绕组的另一端的路径P43中流通。此时，电容器C3放电，变压器TR3的基于励磁电流的电能被重置。在次级侧电路50中，电流继续在上述路径P52中流通。电流I2继续减小，不久后变为负(电流I2的方向反转)。此时，电容器C4开始放电。
在期间T24开始时，MOSFET：Q12截止。在期间T24内，MOSFET：Q11～Q13为截止状态，MOSFET：Q14为导通状态。图30是期间T24内的电流路径图。在初级侧电路40中，由于MOSFET：Q12为截止状态，因此电容器C3的放电被妨碍。因此，节点Nd的电位下降。电流在依次经由第一输入端子41、寄生电容PC11、变压器TR3的初级绕组及第二输入端子42的路径P44，及在变压器TR3的初级绕组后依次经由电容器C3和寄生电容PC12的路径P45中流通。此时，寄生电容PC11放电，寄生电容PC12被充电。在次级侧电路50中，在电容器C4的两端电压的作用下，电流在依次经由线圈L5、MOSFET：Q14及电容器C4的路径P53中流通。
在电源装置3的输出电能较大的情况下，变压器TR3的占空比大，励磁电流也大。因此，期间T231内的节点Nd的电位高，电容器C3的两端电压也高，在期间T232内，电容器C3放电时的电流I1T的绝对值大。因此，在变压器TR3的初级绕组的漏电感的作用下，节点Nd的电位降低至0，电压VQ11SD变为0。由此，MOSFET：Q11的导通动作与零电压开关相当。另一方面，在电源装置3的输出电能较小的情况下励磁电流小，因此无法使节点Nd的电压降低至0。在电源装置3的输出电能小的情况下，节点Nd的电位仅降低至输入电压Vin(参照图26)。因此，在电源装置3中，为了使MOSFET：Q11的导通动作成为零电压开关，在期间T26开始时，MOSFET：Q14截止。由此，如以下所示，能够使电容器C4放电而使电流流过变压器TR3的次级绕组，将电容器C4蓄积的电能经由变压器TR1向初级侧电路40传输。
在期间T25开始时，MOSFET：Q13导通。在期间T25内，MOSFET：Q11、Q12为截止状态，MOSFET：Q13、Q14为导通状态。图31是期间T25内的电流路径图。在初级侧电路40中，由于节点Nd的电位与输入电压Vin相等，因此电流不流通。在次级侧电路50中，电流继续在上述路径P53中流通。
在期间T26开始时，MOSFET：Q14截止。在期间T26中，MOSFET：Q11、Q12、Q14为截止状态，MOSFET：Q13为导通状态。初级侧电路40中的电流路径在期间T26的中途变化。以下将直至电流路径变化为止的期间称为期间T26的前半期间，将之后的期间称为期间T26的后半期间。
图32是期间T26的前半期间内的电流路径图。在初级侧电路40中，电流再次在与期间T24相同的路径(上述的路径P44、P45)中流通。因此，寄生电容PC11的放电和寄生电容PC12的充电再次开始。因此，节点Nd的电位(及电压VQ11SD)再次下降。在次级侧电路50中，电流在依次经由线圈L5、MOSFET：Q13、变压器TR3的次级绕组及电容器C4的路径P54中流通。由于电流从变压器TR3的次级绕组的一端流入另一端，因此变压器TR3的初级绕组产生电动势。因此，电流再次开始从变压器TR3的初级绕组的另一端朝向一端流通。
在电压VQ11SD大致变为0时，期间T26的后半期间开始。图33是期间T26的后半期间内的电流路径图。在初级侧电路40中，电流在上述的路径P44中流通。在次级侧电路50中，电流继续在上述路径P54中流通。
按照这种方式，在期间T24～T26内，电容器C4放电。另外，电容器C4的放电电流经由线圈L5从变压器TR3的次级绕组的一端朝向另一端流通，从而变压器TR3的初级绕组感应产生电压。因此，电流I1T朝向使电压VQ11SD为0的方向流通。
在下一期间T21开始时，MOSFET：Q11导通。在下一期间T21开始时，电压VQ11SD大致为0，顺方向电流流过寄生二极管PD11。因此，MOSFET：Q11的导通动作与零电压开关相当。
在下一期间T21内，在初级侧电路40中，电流从变压器TR3的初级绕组的一端流向另一端(与期间T26相反的方向)。在次级侧电路50中，电流从变压器TR3的次级绕组的另一端朝向一端(与期间T26相反的方向)流通。
在电源装置3中，在MOSFET：Q11导通前，电容器C4开始放电。在期间T24内，电流从电容器C4的正极端子(在图中为上侧的端子)朝向负极端子(在图中为下侧的端子)而在经由线圈L5及MOSFET：Q14的路径P53中流通。在期间T26开始时，若MOSFET：Q14截止，则在MOSFET：Q14中流通的电流被阻断，电流在经由线圈L5、MOSFET：Q13及变压器TR3的次级绕组的路径P54中流通(参照图32)。因此，电流从变压器TR3的次级绕组的一端流向另一端，变压器TR3的初级绕组感应产生电压，电流I1T流通。通过电流I1T流通，电压VQ11SD降低。
通过在使电压VQ11SD下降后使MOSFET：Q11导通，从而能够减小开关损耗。特别地，通过在电压VQ11SD降低至大致0后使MOSFET：Q11导通，从而能够减小开关损耗。按照这种方式，电源装置3将次级侧电路50的电容器C4蓄积的电能向初级侧电路40传输，在使MOSFET：Q11的源-漏间电压下降后，使MOSFET：Q11导通。由此，能够在MOSFET：Q11的导通动作时减小开关损耗。
如以上所示，在本实施方式的电源装置3中，整流电路(次级侧电路50)包含作为整流元件的第一及第二开关元件(MOSFET：Q13、Q14)和线圈L5。电容器C4的一端(在图中为上端)经由线圈L5及第一开关元件(MOSFET：Q13)与变压器TR3的次级绕组的一端(在图中为上端)连接，且经由线圈L5及第二开关元件(MOSFET：Q14)与次级绕组的另一端(在图中为下端)连接。电容器C4的另一端(在图中为下端)与次级绕组的另一端连接。整流电路进行以下放电动作，即，在使电流流过经由线圈L5及第二开关元件的路径P53并使电容器C4开始放电后，使第二开关元件截止，使电流流过经由线圈L5、第一开关元件及次级绕组的路径P54。
由此，根据本实施方式所涉及的电源装置3，在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过经由线圈L5以及第二开关元件的路径P53而开始了电容器的放电后，使第二开关元件导通，从而能够使电流流过变压器TR3的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压(源-漏极间电压)降低。由此，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。
此外，开关电路(初级侧电路40)为正向电路，因此能够提供一种作为开关电路具备正向电路并且即使在低输出时也具有高的功率转换效率的电源装置。
(第四实施方式)
图34是第四实施方式所涉及的电源装置的电路图。图34所示的电源装置4是具备了MOSFET：Q1～Q6、Q21、Q22、变压器TR4、线圈L1、L2、L6以及电容器C1、C5的DC/DC变换器。电源装置4是在第一实施方式所涉及的电源装置1的基础上追加次级侧电路25的结构，特征为具有多个次级侧电路。能够分别针对次级侧电路20、25，设定额定输出电压与额定输出电流。此外，电源装置4也可以是具备三个以上的次级侧电路。
次级侧电路25具有与次级侧电路20相同的结构。次级侧电路25包含有MOSFET：Q21、Q22、电容器C5以及线圈L6。次级侧电路25具有作为负极输出端子的第一输出端子26以及作为正极输出端子的第二输出端子27。MOSFET：Q21、Q22分别内置寄生二极管PD21、PD22，且具有寄生电容PC21、PC22。在第一以及第二输出端子26、27之间连接有电阻RL4。变压器TR4具有两个次级绕组。次级侧电路20、25共用变压器TR4，并分别从变压器TR4的两个次级绕组提供电能。
在电源装置4中，为了在MOSFET：Q1～Q4中进行零电压开关，也可以通过MOSFET：Q5、Q6的开关动作从而将被蓄积于电容器C1的电能传输至初级侧电路10。或者，也可以通过MOSFET：Q21、Q22的开关动作从而将被蓄积于电容器C5的电能传输至初级侧电路10。或者，也可以将被蓄积于电容器C1、C5的双方的电能传输至初级侧电路10。
如上所示，在本实施方式所涉及的电源装置4中，在变压器TR4的次级侧设置有多个整流电路(次级侧电路20、25)。由此，根据本实施方式所涉及的电源装置4，与第一实施方式同样地，即使在低输出时也能够降低开关电路(初级侧电路10)中所包含的开关元件(MOSFET：Q1～Q4)中的开关损耗，并提高功率转换效率。此外，由于具备多个能够将被蓄积于电容器的电能传输至开关电路的整流电路，因此能够将更多的电能从多个整流电路传输至开关电路，即使在更低输出时也能够降低开关电路中所包含的开关元件中的开关损耗。
并且，在此基于第一实施方式所涉及的电源装置1，使得构成具备了多个次级侧电路的电源装置4。与之取代地，基于第二或第三实施方式所涉及的电源装置，或者各实施方式的变形例所涉及的电源装置，也可以构成具备了多个次级侧电路的电源装置。
(第五实施方式)
图35是第五实施方式的电源单元的电路图。图35所示的电源单元70包括功率因数改善电路71、电源装置72、AC插头73及输出端子74。电源装置72为第一～第四实施方式及其变形例的电源装置中的某一个。
功率因数改善电路71按照输入电压与输入电流大致成比例的方式进行控制，抑制谐波的产生。功率因数改善电路71在输入了例如100～240V交流电压时输出400V直流电压。电源装置72将从功率因数改善电路71输出的直流电压转换为希望电平的直流电压。电源单元70能够用作AC适配器或内置于电子设备的电源。
如以上所示，本实施方式的电源单元70包括第一～第四实施方式及其变形例的电源装置中的某一个。由此，根据本实施方式的电源单元70，能够提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率的电源装置。
此外，对于第一～第四实施方式及其变形例的电源装置的特征，只要不违反其性质即可任意组合，构成具有多个实施方式及变形例的特征的电源装置。
如上所示，电源装置包括：变压器；与所述变压器的初级绕组连接的开关电路；以及与所述变压器的次级绕组连接的整流电路，所述开关电路具有第一导通电极以及第二导通电极，并包含切换导通状态与截止状态的开关元件，所述整流电路包含对从所述变压器的初级侧传输的电能进行整流的整流元件、和蓄积被整流的电能的电容器，在将所述开关元件从截止状态切换为导通状态之前，以所述开关元件的第一导通电极以及第二导通电极之间的电压降低的方式，所述整流电路也可以进行使所述电容器放电并使电流流过所述变压器的次级绕组的放电动作(第一方式)。
也可以是，所述整流电路包含第一开关元件以及第二开关元件以作为所述整流元件，所述整流电路还包含线圈，所述次级绕组具有中心抽头，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述线圈与所述中心抽头连接，所述整流电路作为所述放电的动作进行如下动作：在使电流流过经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的一端以及所述第一开关元件的路径和经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的另一端以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止(第二方式)。
所述整流电路包含第一开关元件以及第二开关元件以作为所述整流元件，所述整流电路还包含第一线圈以及第二线圈，所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述第一线圈与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二线圈与所述次级绕组的另一端连接，所述整流电路作为所述放电的动作也可以进行如下动作：在使电流流过经由所述第二线圈以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止，并使电流流过经由所述第二线圈、所述次级绕组以及所述第一开关元件的路径(第三方式)。
所述整流电路包含第一开关元件以及第二开关元件以作为所述整流元件，所述整流电路还包含线圈，所述电容器的一端经由所述线圈以及所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述线圈以及所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端与所述次级绕组的另一端连接，所述整流电路作为所述放电的动作也可以进行如下动作：在使电流流过经由所述线圈以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止，并使电流流过经由所述线圈、所述第一开关元件以及所述次级绕组的路径(第四方式)。
所述开关电路也可以是柔性电路(第五方式)。所述开关电路也可以是正向电路(第六方式)。所述整流电路也可以在所述变压器的次级侧设置有多个(第七方式)。电源单元也可以具备第一至第七方式中的任一个方式的电源装置(第八方式)。
根据第一方式，通过使整流电路中所包含的电容器放电并使电流流过变压器的次级绕组，将被蓄积于电容器的电能经由变压器传输至开关电路，由此开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压即使在低输出时也降低。在导通电极之间的电压降低了之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗。尤其是，在使导通电极之间的电压降低至几乎为0之后，通过将开关元件切换成接通状态，即使在低输出时也能够进行零电压开关，并降低开关损耗。因此，能够提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率，并且在从低输出时到高输出时的大输出范围内高效率的电源装置。
根据第二方式，在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过两个路径而在开始了电容器的放电后，使第二开关元件导通，从而能够使电流流过变压器的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压降低。由此，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。
根据第三方式，在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过经由第二开关元件以及第二线圈的路径而开始了电容器的放电后，使第二开关元件导通，从而能够使电流流过变压器的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压降低。由此，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。
根据第四方式，在具有上述构成的整流电路中，通过在使电流流过经由线圈以及第二开关元件的路径，而开始了电容器的放电后，使第二开关元件导通，从而能够使电流流过变压器的次级绕组，即使在低输出时也能够使开关电路中所包含的开关元件的导通电极之间的电压降低。由此，即使在低输出时也能够降低开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。
根据第五方式，能够提供一种具备柔性电路以作为开关电路的电源装置，该电源装置在低输出时也具有高的功率转换效率。根据第六方式，能够提供一种具备正向电路以作为开关电路的电源装置，该电源装置在低输出时也具有高的功率转换效率。根据第七方式，即使在低输出时也能够降低开关元件中所包含的开关元件中的开关损耗，并提高功率转换效率。此外，将更多的电能从多个整流电路传输至开关电路，即使在更低输出时也能够降低开关电路中所包含的开关元件中的开关损耗。根据第八方式，能够提供一种即使在低输出时也具有高的功率转换效率的电源装置。
本申请是基于2017年2月23日申请的名为《电源装置以及电源单元》的日本国特愿2017-31949号主张的优先权的申请，该申请的内容通过引用被包含于本申请中。
附图标记说明
1～4 电源装置
10、15、40 初级侧电路
20、25、30、50 次级侧电路
11、41 第一输入端子
12、42 第二输入端子
21、26、31、51 第一输出端子
22、27、32、52 第二输出端子
70 电源单元
71 功率因素改善电路
72 电源装置
73 AC插头
74 输出端子

Claims (8)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：
变压器；
与所述变压器的初级绕组连接的开关电路；以及
与所述变压器的次级绕组连接的整流电路，
所述开关电路具有第一导通电极以及第二导通电极，并包含切换导通状态与截止状态的开关元件，
所述整流电路包含对从所述变压器的初级侧传输的电能进行整流的第一开关元件和第二开关元件、蓄积被整流的电能的电容器以及与所述电容器连接的线圈，
在将所述开关元件从截止状态切换为导通状态之前，以所述开关元件的第一导通电极以及第二导通电极之间的电压降低的方式，所述整流电路进行使所述电容器放电并使电流流过所述变压器的次级绕组的放电动作，
在所述放电动作的期间内，将所述第二开关元件导通，以开始所述电容器的放电，并使电流从所述电容器流过经由所述线圈以及所述第二开关元件的路径，之后，将所述第二开关元件截止，以使电流从所述电容器流过经由所述线圈、所述次级绕组以及变为导通的所述第一开关元件的路径。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述次级绕组具有中心抽头，
所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述线圈与所述中心抽头连接，
所述整流电路作为所述放电的动作进行如下动作：
在使电流流过经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的一端以及所述第一开关元件的路径和经由所述线圈、所述中心抽头、所述次级绕组的另一端以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止。
3.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述整流电路还包含第一线圈以及作为所述线圈的第二线圈，
所述电容器的一端经由所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端经由所述第一线圈与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述第二线圈与所述次级绕组的另一端连接，
所述整流电路作为所述放电的动作进行如下动作：
在使电流流过经由所述第二线圈以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止，并使电流流过经由所述第二线圈、所述次级绕组以及所述第一开关元件的路径。
4.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述电容器的一端经由所述线圈以及所述第一开关元件与所述次级绕组的一端连接，同时经由所述线圈以及所述第二开关元件与所述次级绕组的另一端连接，所述电容器的另一端与所述次级绕组的另一端连接，
所述整流电路作为所述放电的动作进行如下动作：
在使电流流过经由所述线圈以及所述第二开关元件的路径而开始了所述电容器的放电之后，将所述第二开关元件截止，并使电流流过经由所述线圈、所述第一开关元件以及所述次级绕组的路径。
5.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述开关电路为全电桥电路。
6.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述开关电路为正向电路。
7.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述整流电路在所述变压器的次级侧设置有多个。
8.一种电源单元，其特征在于，
具备根据权利要求1至7中任一项所述的电源装置。
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