KR20100027963A - 쌍방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 그 제어 방법 - Google Patents

쌍방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 그 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20100027963A
KR20100027963A KR20090074701A KR20090074701A KR20100027963A KR 20100027963 A KR20100027963 A KR 20100027963A KR 20090074701 A KR20090074701 A KR 20090074701A KR 20090074701 A KR20090074701 A KR 20090074701A KR 20100027963 A KR20100027963 A KR 20100027963A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switching
power supply
bidirectional
converter
switching element
Prior art date
Application number
KR20090074701A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101680893B1 (ko
Inventor
다까에 시마다
기미아끼 다니구찌
히로유끼 쇼지
Original Assignee
히다찌 컴퓨터 기끼 가부시끼가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 히다찌 컴퓨터 기끼 가부시끼가이샤 filed Critical 히다찌 컴퓨터 기끼 가부시끼가이샤
Publication of KR20100027963A publication Critical patent/KR20100027963A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101680893B1 publication Critical patent/KR101680893B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

소형ㆍ고효율의 절연형 쌍향향 DC-DC 콘버터를 제공한다. 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 권선 N1, N2를 자기 결합한 트랜스포머(2)와, 스위칭 회로(11, 12)와, 스위치 SW1이 병렬 접속된 다이오드 D1과, 평활 콘덴서 C1, C2와, 제어 수단(1)을 구비하고, 평활 콘덴서 C1, C2에 각각 병렬 접속된 직류 전원 V1, V2 사이에서 쌍방향으로 전력을 수수한다. 직류 전원 V1로부터 직류 전원 V2에 전력을 공급할 때에는 스위치 SW1을 온 상태로 유지한다. 한편, 직류 전원 V2로부터 직류 전원 V1에 전력을 공급할 때에는 스위치 SW1을 오프 상태로 유지하여, 직류 전원 V1로부터의 전력의 역류를 방지하도록 하였다.
Figure P1020090074701
트랜스포머, 스위칭 회로, 다이오드, 권선, 평활 콘덴서, 직류 전원, 스위치

Description

쌍방향 ＤＣ-ＤＣ 컨버터 및 그 제어 방법{TWO-WAY DC-DC CONVERTER AND MANUFACTURING METHOD THEREOF}
본 발명은, 절연 기능을 갖는 쌍방향 DC-DC 컨버터 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
최근, 지구 환경 보전에의 의식의 높아짐으로, 효율이 높은 하이브리드 자동차의 보급이 진행되고 있다. 하이브리드 자동차는, 주행 모터 구동용의 주 배터리와 보조 기기 구동용의 보조 기기 배터리를 갖는다. 이들 전압이 서로 다른 2개의 배터리간에서 전력을 융통할 수 있으면, 차량 전원 시스템의 설계 자유도를 증가시킬 수 있다.
따라서, 전압이 서로 다른 2개의 전원간에서 쌍방향으로 전력을 변환하는 쌍방향 DC-DC 컨버터가 [특허 문헌 1]에 개시되어 있다. 이 컨버터는, 고압측의 회로와 저압측의 회로를 트랜스포머를 통하여 접속하고 있다. 고압측 회로의 스위칭 소자를 동작시킴으로써 고압측 전원으로부터 저압측 전원에 전력을 공급하고, 저압측 회로의 스위칭 소자를 동작시킴으로써 저압측 전원으로부터 고압측 전원에 전력을 공급한다.
또한, 스위칭 소자와 콘덴서의 직렬 접속체를 포함하는 전압 클램프 회로를 저압측 회로에 접속한 쌍방향 DC-DC 컨버터가 [특허 문헌 2]에 개시되어 있다. 이 컨버터는, 전압 클램프 회로에 의해 강압 동작 시에 순환 전류에 의한 손실을 저감한다. 또한, 승강압 동작 시에 저압측 회로에서의 서지 전압의 발생을 방지하여 스위칭 소자의 내압을 저감하여, 고효율로 소형의 쌍방향 DC-DC 컨버터를 제공한다.
또한, 트랜스포머의 권선과 직렬로 LC 공진 회로를 접속한 쌍방향 DC-DC 컨버터가 [특허 문헌 3]에 개시되어 있다. 이 컨버터는, 스위칭 손실이 적고, 온ㆍ오프 시에 스위칭 소자에 대전류가 흐를 우려를 없앨 수 있어, 간단한 제어계로 효율 좋게 2개의 직류 전원계로 전력을 서로 융통할 수 있는 쌍방향 DC-DC 컨버터를 제공한다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 제2002-165448호 공보
[특허 문헌 2] 일본 특허 공개 제2006-187147호 공보
[특허 문헌 3] 일본 특허 공개 제2004-282828호 공보
일반적으로 쌍방향 DC-DC 컨버터를 소형ㆍ고효율화하기 위해서는, 스위칭 특성이 빠른 스위칭 소자를 이용하는 것이 효과적이다. 그러나, 전술한 특허 문헌에 개시된 종래의 쌍방향 DC-DC 컨버터에서는, 전압이 높은 직류 전원과 전력을 수수하고, 또한 소형ㆍ고효율화하기 위해, 스위칭 소자로서 예를 들면 고내압 MOSFET를 이용하여도, MOSFET의 보디 다이오드의 역회복 특성이 MOSFET의 스위칭 특성과 비교하여 느리기 때문에, 소형ㆍ고효율화의 장해로 되어 있었다.
본 발명의 목적은, 스위칭 소자로서 예를 들면 고내압 MOSFET와 같이 스위칭 특성이 빨라서 보디 다이오드의 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여, 스위칭 손실을 저감하면서, 보디 다이오드의 역회복 특성이 비교적 느린 것에 의한 영향을 경감하여, 소형ㆍ고효율의 쌍방향 DC-DC 컨버터 및 그 제어 방법을 제공하는 것이다.
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명은 제1 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 제1 스위칭 회로의 직류 단자간에 접속된 제1 평활 콘덴서와, 제2 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 제2 스위칭 회로의 직류 단자간에 접속된 제2 평활 콘덴서와, 상기 제1 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 1차 권선과, 상기 제2 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 2차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스포머와, 상기 제1, 제2 직류 전원 사이에서 전력을 수수하도록 상기 제1, 제2 스위칭 회로를 제어하는 제어 수단을 구비한 쌍방향 DC-DC 컨버터로서, 상기 제1 직류 전원 및 상기 제1 평활 콘덴서와 상기 제1 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 캐소드가 상기 제1 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입된 제1 다이오드와, 상기 제1 다이오드에 병렬 접속된 제1 스위치를 구비하고, 상기 제어 수단은, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 온 상태로 하고, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원 에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 오프 상태로 하는 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 리액터를 구비한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 콘덴서를 구비한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1 스위칭 회로는, 제1, 제2 스위칭 소자를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그와, 제3, 제4 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제1 스위칭 레그에 병렬 접속된 제2 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제1 스위칭 레그의 양단간을 직류 단자간으로 하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제3, 제4 스위칭 소자를 각각 제1, 제2 콘덴서로 치환한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 1차 권선은, 제1의 1차 권선의 일단과 제2의 1차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제1 스위칭 회로는, 제1, 제2 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 1차 권선의 타단에 상기 제1 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 1차 권선의 타단에 상기 제2 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단과 상기 제2 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 접속점과 상기 제1, 제2의 1차 권선 의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제2 스위칭 회로는, 평활 리액터와, 제5, 제6 스위칭 소자를 직렬 접속한 제3 스위칭 레그와, 제7, 제8 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제3 스위칭 레그에 병렬 접속된 제4 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제3 스위칭 레그의 일단에 상기 평활 리액터의 일단을 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단과 상기 제3 스위칭 레그의 타단 사이를 직류 단자간으로 하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제7, 제8 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 2차 권선은, 제1의 2차 권선의 일단과 제2의 2차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제2 스위칭 회로는, 평활 리액터와, 제5, 제6 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 2차 권선의 타단에 상기 제5 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 2차 권선의 타단에 상기 제6 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제1, 제2의 2차 권선의 접속점에 상기 평활 리액터의 일단을 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단과 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제2 스위칭 회로는, 제1 평활 리액터의 일단과 제2 평활 리액터의 일단과의 접속체와, 제5 스위칭 소자의 일단과 제6 스위칭 소자의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단에 상기 제1 평활 리액터의 타단을 접속하고, 상기 제6 스위칭 소자의 타단에 상기 제 2 평활 리액터의 타단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단 사이를 교류 단자간으로 하고, 상기 제1, 제2 평활 리액터의 접속점과 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제2 직류 전원 및 상기 제2 평활 콘덴서와 상기 제2 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 캐소드가 상기 제2 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입된 제2 다이오드와, 상기 제2 다이오드에 병렬 접속된 제2 스위치를 구비하고, 상기 제어 수단은, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제2 스위치를 온 상태로 유지하고, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제2 스위치를 오프 상태로 유지하도록 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제2 스위칭 회로는, 제5, 제6 스위칭 소자를 직렬 접속한 제3 스위칭 레그와, 제7, 제8 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제3 스위칭 레그에 병렬 접속된 제4 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제3 스위칭 레그의 양단간을 직류 단자간으로 하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제7, 제8 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제7, 제8 스위칭 소자를 각각 제3, 제4 콘덴서로 치환한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 2차 권선은, 제1의 2차 권선 의 일단과 제2의 2차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제2 스위칭 회로는, 제5, 제6 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 2차 권선의 타단에 상기 제5 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 2차 권선의 타단에 상기 제6 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점과 상기 제1, 제2의 2차 권선의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1∼제8 스위칭 소자의 각각에 역병렬 접속된 역병렬 다이오드를 구비한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1∼제8 스위칭 소자의 각각에 병렬 접속된 스너버 콘덴서를 구비한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1, 제2 스위치는 전자 계전기로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1, 제2 스위치는 반도체 스위칭 소자로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1∼제8 스위칭 소자는 MOSFET로 한 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제1, 제2 다이오드는, 상기 제1∼제8 스위칭 소자의 보디 다이오드 및/또는 상기 역병렬 다이오드보다도 역회복 특성이 빠른 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명은 제1 직류 전원에 병렬 접속된 제1 스위칭 회로와, 제2 직류 전원에 병렬 접속된 제2 스위칭 회로와, 상기 제1 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 1차 권선과, 상기 제2 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 2차 권선과, 상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스포머와, 상기 제1, 제2 직류 전원 사이에서 전력을 수수하도록 상기 제1, 제2 스위칭 회로를 제어하는 제어 수단을 구비한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서, 제1 정류 소자를 상기 제1 직류 전원과 상기 제1 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 정류 방향이 상기 제1 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입하고, 상기 제1 정류 소자에 제1 스위치를 병렬 접속하고, 상기 제어 수단은, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 온 상태로 하고, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 오프 상태로 하는 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터의 제어 방법은, 상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 리액터를 구비하는 것을 특징으로 하는 것이다.
또한, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터의 제어 방법은, 상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 콘덴서를 구비하는 것을 특징으로 하는 것이다.
본 발명에 따르면, 스위칭 소자로서 예를 들면 고내압 MOSFET와 같이 스위칭 특성이 빠르고 보디 다이오드의 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여, 스위 칭 손실을 저감하면서, 보디 다이오드의 역회복 특성이 비교적 느린 것에 의한 영향을 경감하여, 소형ㆍ고효율의 쌍방향 DC-DC 컨버터를 제공하는 것을 실현할 수 있다.
본 발명의 실시 형태에 대해서 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.
본 명세서에서는, 직류 전원 V1로부터 직류 전원 V2에 전력 전송하는 것을 순전송이라고 호칭하고, 반대로 직류 전원 V2로부터 직류 전원 V1에 전력 전송하는 것을 역전송이라고 호칭한다. 또한, 온 상태의 스위칭 소자의 전압 또는 다이오드의 순방향 강하 전압과 동등 정도나 그 이하인 전압을 제로 전압이라고 호칭하고, 스위칭 소자에 인가된 전압이 제로 전압인 상태에서 이 스위칭 소자의 온과 오프를 절환하여 스위칭 손실을 저감하는 것을 제로 전압 스위칭이라고 호칭한다.
<실시예 1>
도 1은, 본 발명의 실시예 1에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 직류 전원 V1과 직류 전원 V2 사이에 접속되고, 직류 전원 V1과 직류 전원 V2 사이에서 전력의 수수를 행한다. 직류 전원 V1에는 부하 R1이 접속되고, 직류 전원 V2에는 부하 R2가 접속되어 있다.
도 1에서, 평활 콘덴서 C1은 직류 전원 V1에 접속되고, 평활 콘덴서 C2는 직류 전원 V2에 접속되어 있다. 스위칭 회로(11)의 직류 단자는, 다이오드 D1을 통하여 평활 콘덴서 C1에 접속된다. 이 다이오드 D1은, 스위칭 회로(11)로부터 직류 전원 V1에는 전력을 흘리고, 반대로 직류 전원 V1로부터 스위칭 회로(11)에는 전력 을 흘리지 않는 방향으로 접속되고, 다이오드 D1에는 스위치 SW1이 병렬 접속되어 있다. 또한, 스위칭 회로(12)의 직류 단자는 평활 콘덴서 C2에 접속되어 있다.
스위칭 회로(11)의 교류 단자에는 권선 N1이 접속되고, 스위칭 회로(12)의 교류 단자에는 권선 N2가 접속되어 있다. 트랜스포머(2)는, 권선 N1과 권선 N2를 자기 결합하고 있다.
스위칭 회로(11)와, 스위칭 회로(12)와, 스위치 SW1은, 제어 수단(1)에 의해 제어된다. 제어 수단(1)에는, 전압 센서(21, 22) 및 전류 센서(31, 32)가 접속되어 있다.
실시예 1에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 순전송 시의 동작을 설명한다. 제어 수단(1)은, 스위치 SW1을 온 상태로 유지하면서, 스위칭 회로(11)를 스위칭 동작시켜, 권선 N1에 교류 전압을 인가한다. 스위칭 회로(12)는, 권선 N2에 생긴 유기 전압을 정류하여, 직류 전원 V2에 전력을 공급한다.
이와 같이 순전송 시는, 스위치 SW1을 온 상태로 유지한다. 이에 의해, 다이오드 D1의 양단은 단락되기 때문에, 스위칭 회로(11)의 직류 단자는, 다이오드 D1을 개재하지 않고 직접 평활 콘덴서 C1에 접속된 경우와 마찬가지의 상태로 된다. 이 상태는, 이미 설명한 특허 문헌 1∼3의 회로 구성과 마찬가지이며, 스위칭 동작도 마찬가지로 할 수 있다.
다음으로, 실시예 1에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 역전송 시의 동작을 설명한다. 제어 수단(1)은, 스위치 SW1을 오프 상태로 유지하면서, 스위칭 회로(12)를 스위칭 동작시켜, 권선 N2에 교류 전압을 인가한다. 스위칭 회로(11)는, 권선 N1 에 생긴 유기 전압을 정류하여, 직류 전원 V1에 전력을 공급한다.
이와 같이 역전송 시는, 스위치 SW1을 오프 상태로 유지하고, 스위칭 회로(11)가 정류 회로로서 작용한다. 이 때, 스위칭 회로(11)를 구성하는 정류 소자로서, 고내압 MOSFET의 보디 다이오드와 같이 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여도, 역회복 특성이 비교적 빠른 다이오드 D1이, 직류 전원 V1이나 평활 콘덴서 C1로부터 스위칭 회로(11)에의 전력의 역류를 방지한다. 이에 의해, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 효율적인 역전송이 가능하다. 다이오드 D1을 구비하지 않는 종래의 회로 구성에서는, 정류 소자의 역도통 기간 동안은, 직류 전원 V1이나 평활 콘덴서 C1로부터 스위칭 회로(11)에 전력이 역류하여, 효율적인 역전송을 방해하는 것은 용이하게 이해할 수 있다.
상기한 실시예에 따르지 않는 해결 방법으로서, 스위칭 회로(11)의 스위칭ㆍ정류 소자로서, 역병렬 다이오드를 구비한 IGBT를 이용하는 방법이 있다. 그러나 IGBT는, 고내압 MOSFET와 비교하여 스위칭 특성이 느리기 때문에, 스위칭 손실이 커져 순전송 시의 효율 저하를 초래한다. 또한, 스위칭 손실을 억제하기 위해 스위칭 주파수를 저하시키면, 트랜스포머(2)나 평활 콘덴서 C1, C2를 크게 해야만 하여, 쌍방향 DC-DC 컨버터의 체적 증가를 초래한다.
또한, 다른 본 발명에 따르지 않는 해결 방법으로서, 스위칭 회로(11)의 스위칭ㆍ정류 소자로서, 역병렬 다이오드를 구비한 역저지 MOSFET를 이용하는 방법이 있다. 그러나, 이 방법에서는, 부품 점수 증가에 의한 코스트 업이나 체적 증가를 초래한다.
한편, 본 발명의 쌍방향 DC-DC 컨버터에서는, 스위치 SW1은, 순전송과 역전송의 절환 시만, 온 상태와 오프 상태를 절환하므로, 동작이 비교적 느린 IGBT나, 전자 계전기와 같은 기계식 스위치를 이용할 수 있다. IGBT를 이용하는 경우, 역병렬 다이오드를 내장한 패키지의 것을 이용하면, 다이오드 D1을 외장할 필요가 없어, 소형화에 유리하다. 또한, 기계식 스위치를 이용하면, 도통 손실이 작으므로, 더욱 효율이 높은 순전송이 가능하게 된다.
<실시예 2>
도 2는, 본 발명의 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 그 양단에 접속된 직류 전원 V1과 직류 전원 V2 사이에서 전력의 수수를 행한다. 직류 전원 V1에는 부하 R1이 접속되고, 직류 전원 V2에는 부하 R2가 접속되어 있다.
도 2에서, 평활 콘덴서 C1은 직류 전원 V1에 접속되고, 평활 콘덴서 C2는 직류 전원 V2에 접속되어 있다. 스위칭 소자 H1, H2을 직렬 접속한 제1 스위칭 레그는, 다이오드 D1을 통하여 평활 콘덴서 C1에 접속된다. 이 다이오드 D1은, 제1 스위칭 레그로부터 직류 전원 V1에는 전력을 흘리고, 반대로 직류 전원 V1로부터 제1 스위칭 레그에는 전력을 흘리지 않는 방향으로 접속되고, 다이오드 D1에는 스위치 SW1이 병렬 접속되어 있다. 스위칭 소자 H3, H4를 직렬 접속한 제2 스위칭 레그는, 제1 스위칭 레그에 병렬 접속된다. 스위칭 소자 H1, H2의 직렬 접속점과, 스위칭 소자 H3, H4의 직렬 접속점 사이에, 권선 N1과 공진 리액터 Lr과 공진 콘덴서 Cr이 직렬 접속되어 있다.
트랜스포머(3)는, 권선 N1, N21, N22를 자기 결합하고 있다. 권선 N21의 일단과 권선 N22의 일단이 접속되고, 권선 N21의 타단은 스위칭 소자 S1의 일단에 접속되고, 권선 N22의 타단은 스위칭 소자 S2의 일단에 접속되어 있다. 스위칭 소자 S1의 타단과 스위칭 소자 S2의 타단이 평활 콘덴서 C2의 일단에 접속되어 있다. 권선 N21, N22의 접속점은, 평활 리액터 L을 통하여 평활 콘덴서 C2의 타단에 접속되어 있다.
스위칭 소자 S3과 스위칭 소자 S4와 클램프 콘덴서 Cc의, 각각 일단을 접속하여 이루어지는 전압 클램프 회로는, 스위칭 소자 S3의 타단이 스위칭 소자 S1의 일단에 접속되고, 스위칭 소자 S4의 타단이 스위칭 소자 S2의 일단에 접속되고, 클램프 콘덴서 Cc의 타단이 스위칭 소자 S1, S2의 타단에 접속되어 있다.
스위칭 소자 H1∼H4, S1∼S4에는, 각각 역병렬 다이오드 DH1∼DH4, DS1∼DS4가 접속되어 있다. 여기서, 이들 스위칭 소자로서 MOSFET를 이용한 경우에는, 역병렬 다이오드로서 MOSFET의 보디 다이오드를 이용할 수 있다.
스위칭 소자 H1∼H4, S1∼S4와, 스위치 SW1은, 제어 수단(1)에 의해 제어된다. 제어 수단(1)에는, 전압 센서(21, 22) 및 전류 센서(31, 32)가 접속되어 있다.
(V1→V2:순전송)
도 3은, 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 순전송 시의 동작을 설명하는 회로도이다. 이하, 이 도 3을 참조하면서 순전송 시의 동작을 상세하게 설명한다. 단, 도 3에서, (a)∼(f)는, 모드 a∼f를 나타낸다.
(모드 a)
우선, 모드 a에서는, 스위치 SW1, 스위칭 소자 H1, H4가 온 상태, 스위칭 소자 H2, H3이 오프 상태이며, 직류 전원 V1의 전압이, 스위치 SW1, 스위칭 소자 H1, H4, 공진 콘덴서 Cr, 공진 리액터 Lr을 통하여 권선 N1에 인가되어 있다.
스위칭 소자 S2, S3은 오프 상태이며, 권선 N21에 생긴 전압이, 다이오드 DS1, 평활 리액터 L을 통하여 직류 전원 V2에 인가되어, 직류 전원 V2에 에너지가 공급된다. 또한, 권선 N21, N22에 생긴 전압이, 다이오드 DS1, DS4를 통하여 클램프 콘덴서 Cc에 인가되어, 클램프 콘덴서 Cc는 충전된다.
이 때, 스위칭 소자 S1∼S4로서 MOSFET를 이용하고 있는 경우에는, 스위칭 소자 S1, S4를 온 상태로 하면, 다이오드 DS1, DS4에 흐르는 전류를 스위칭 소자 S1, S4로 분류함으로써 손실을 저감할 수 있는 경우가 있다. 이와 같이, MOSFET와 역병렬 접속된 다이오드, 또는 MOSFET의 보디 다이오드에, 다이오드의 순방향 전류가 흐를 때, 이 MOSFET를 온 상태로 하여 손실을 저감하는 것을, 이후 동기 정류라고 호칭한다. 이 때, 스위칭 소자 S4를 온시킨다(제로 전압 스위칭).
(모드 b)
클램프 콘덴서 Cc의 충전 전류는 감소해 가고, 머지않아 방전으로 변화한다. 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류는, 스위칭 소자 S4, 권선 N22, 평활 리액터 L을 통하여 직류 전원 V2에 공급된다.
(모드 c)
스위칭 소자 H4를 오프하면, 스위칭 소자 H4를 흐르고 있던 전류는, 다이오 드 DH3, 스위칭 소자 H1, 공진 콘덴서 Cr, 공진 리액터 Lr, 권선 N1에 흐른다. 이 때, 스위칭 소자 H3을 온시킨다(제로 전압 스위칭).
또한, 스위칭 소자 S4를 오프하면, 클램프 콘덴서 Cc의 방전은 종료되고, 스위칭 소자 S4를 흐르고 있던 전류는, 다이오드 DS2에 전류한다. 이 때, 스위칭 소자 S2를 온하면 동기 정류로 된다. 평활 리액터 L에 축적되어 있는 에너지는, 직류 전원 V2에 공급된다.
(모드 d)
스위칭 소자 H1을 오프하면, 스위칭 소자 H1을 흐르고 있던 전류는, 스위치 SW1 및/또는 다이오드 D1, 직류 전원 V1, 다이오드 DH2, 공진 콘덴서 Cr, 공진 리액터 Lr, 권선 N1, 다이오드 DH3을 흐른다. 이 때, 스위칭 소자 H2를 온시킨다(제로 전압 스위칭). 공진 리액터 Lr에는, 직류 전원 V1의 전압이 인가되고, 이 전류는 감소해 간다.
(모드 e)
스위칭 소자 H2, H3은 온 상태이므로, 공진 리액터 Lr의 전류가 제로에 도달한 후에는, 역방향으로 이 전류가 증가해 간다. 이에 수반하여, 다이오드 DS1과 권선 N21을 통하는 전류는 감소하고, 다이오드 DS2와 권선 N22를 통하는 전류가 증가해 간다. 권선 N21을 통하는 전류가 제로에 도달하기 전에, 스위칭 소자 S1을 오프해 둔다.
(모드 f)
권선 N21을 통하는 전류가 제로에 도달하면, 다이오드 DS1은 역도통한 후, 역회복한다. 이 역도통 중에 흐르고 있던 전류는, 역회복 후, 다이오드 DS3에 바꿔 흐르게 된다. 이 때, 스위칭 소자 S3을 온한다(제로 전압 스위칭). 또한, 직류 전원 V1의 전압이 권선 N1에 인가된다.
스위칭 소자 S1, S4는 오프 상태이며, 권선 N22에 생긴 전압이, 다이오드 DS2, 평활 리액터 L을 통하여 직류 전원 V2에 인가되어, 직류 전원 V2에 에너지가 공급된다. 또한, 권선 N21, N22에 생긴 전압이, 다이오드 DS2, DS3을 통하여 클램프 콘덴서 Cc에 인가되어, 클램프 콘덴서 Cc는 충전된다.
이 모드 f는, 모드 a의 대칭 동작이다. 이후, 모드 b∼e의 대칭 동작 후, 모드 a로 되돌아가기 때문에 용이하게 이해할 수 있다고 생각하므로 상세한 설명은 생략한다.
(V1←V2:역전송)
도 4는, 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 순전송 시의 동작을 설명하는 회로도이다. 이하, 이 도 4를 참조하면서 순전송 시의 동작을 상세하게 설명한다. 단, 도 4에서, (A)∼(H)는, 모드 A∼H를 나타낸다.
(모드 A)
우선, 모드 A에서는, 스위칭 소자 S1, S2가 온 상태, 스위칭 소자 S3, S4가 오프 상태이다. 직류 전원 V2의 전압이, 권선 N21, N22, 스위칭 소자 S1, S2를 통하여 평활 리액터 L에 인가되어, 직류 전원 V2의 에너지를 평활 리액터 L에 축적 하고 있다.
또한, 스위치 SW1, 스위칭 소자 H1, H4가 오프 상태, 스위칭 소자 H2, H3이 온 상태이다. 공진 리액터 Lr에는, 공진 콘덴서 Cr, 다이오드 DH1, DH4, 스위칭 소자 H2, H3, 권선 N1을 통하는 전류가 흐르고 있다. 이 때, 스위칭 소자 H1∼H4로서 MOSFET를 이용하고 있는 경우에는, 스위칭 소자 H1, H4를 온 상태로 하면 동기 정류로 된다.
(모드 B)
스위칭 소자 S2를 오프하면, 스위칭 소자 S2를 흐르고 있던 전류는, 다이오드 DS4를 흘러 클램프 콘덴서 Cc를 충전한다. 이 때, 스위칭 소자 S4를 온한다(제로 전압 스위칭).
권선 N21, N22에는, 클램프 콘덴서 Cc의 전압이 인가되어, 권선 N1에 전압이 생긴다. 이 권선 N1의 전압은 공진 리액터 Lr에 인가되어, 공진 리액터 Lr의 전류는 증가해 간다.
또한, 평활 리액터 L에 축적된 에너지는 방출되어 간다.
(모드 C)
스위칭 소자 H2, H3을 오프하면, 스위칭 소자 H2, H3을 흐르고 있던 전류는, 다이오드 DH4, 권선 N1, 공진 리액터 Lr, 공진 콘덴서 Cr, 다이오드 DH1, 다이오드 D1을 통하여, 직류 전원 V1에 흘러, 직류 전원 V1에 에너지가 공급된다. 이 때, 스위칭 소자 H1, H4를 온시킨다(제로 전압 스위칭).
(모드 D)
공진 리액터 Lr의 전류의 증가에 수반하여, 클램프 콘덴서 Cc의 충전 전류는 감소해 가고, 머지않아 방전으로 변화된다.
(모드 E)
스위칭 소자 S4를 오프하면, 스위칭 소자 S4에 흐르고 있던 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류는 다이오드 DS2를 도통한다. 이 때, 스위칭 소자 S2를 온한다(제로 전압 스위칭).
권선 N21, N22에는, 클램프 콘덴서 Cc의 전압 Cc가 인가되지 않게 되기 때문에, 권선 N1에 전압이 생기지 않게 되고, 공진 리액터 Lr에는, 직류 전원 V1의 전압이 인가되어, 공진 리액터 Lr의 전류는 감소해 간다.
또한, 모드 A와 마찬가지로, 직류 전원 V2의 에너지를 평활 리액터 L에 축적해 간다.
(모드 F)
공진 리액터 Lr의 전류의 감소에 수반하여, 스위칭 소자 S2의 전류의 방향이 반전된다.
(모드 G)
스위칭 소자 H1, H4는 온 상태, 스위치 SW1은 오프 상태이기 때문에, 공진 리액터 Lr의 전류가 더욱 감소하여 제로에 도달하면, 우선 다이오드 D1이 역도통하고, 공진 리액터 Lr에는, 모드 F와 역방향의 전류가 흐른다.
(모드 H)
다이오드 D1이 역회복하면, 이 다이오드 D1의 역도통 중에 축적된 공진 리액터 Lr의 전류는, 다이오드 DH2, DH3을 도통하고, 다이오드 DH2, DH3, 공진 콘덴서 Cr, 권선 N1, 스위칭 소자 H1, H4를 흐른다. 이 때, 공진 콘덴서 Cr에는 전하가 축적되어 있고, 공진 리액터 Lr의 전류를 증가시키는 방향으로 전압을 발생시키고 있어, 공진 리액터 Lr의 전류는 서서히 증가해 간다.
이 모드 H는, 모드 A의 대칭 동작이다. 이후, 모드 B∼G의 대칭 동작 후, 모드 A로 되돌아가기 때문에 용이하게 이해할 수 있다고 생각하므로 상세한 설명은 생략한다.
상기의 모드 A(H)의 기간 중에, 다이오드 DH2(DH1), DH3(DH4)은 역회복하고 있다. 그러나, 다이오드 DH1∼DH4로서, MOSFET의 보디 다이오드와 같이 역회복 특성이 비교적 느린 다이오드를 이용하고 있는 경우에는, 이 기간 중에 역회복하지 않는 경우가 있다. 모드 A의 기간 중에, 다이오드 DH2, DH3이 역회복하지 않는 경우에는, 모드 B의 기간 중에 역회복하면, 상기에 설명한 동작과 마찬가지로 된다. 모드 B의 기간 중에도 역회복하지 않는 경우에는, 역회복하자마자 모드 C의 동작으로 이행한다. 그러나, 모드 B로부터 모드 C의 동작으로의 이행을 지연시키면, 출력 전력이 증가되는 경우가 있다. 이 경우에는, 출력 전력을 원하는 값으로 용이하게 조정하기 위해, 모드 B의 기간이 끝날 때까지 다이오드 DH2, DH3을 역회복시키는 것이 좋다. 이를 위해, 다음에 설명하는 바와 같이 다이오드 D1과 병렬로 정전 용량 성분을 부가하는 방법이 있다.
또한, 모드 A(H)에서, 다이오드 D1과 병렬로 정전 용량 성분을 갖는 경우에는, 다이오드 D1이 역회복한 후에, 이 정전 용량 성분을 충전하는 전류가 흐른다. 이 충전 전류가 흐르는 기간에도 공진 리액터 Lr에 전류가 축적된다. 예를 들면, 다이오드 D1과 병렬로 콘덴서를 접속하면, 모드 A(H)에서의 공진 리액터 Lr의 전류 를 증가시킬 수 있다. 이 공진 리액터 Lr의 전류의 증가는, 다이오드 DH2(DH1), DH3(DH4)의 역회복을 촉진하는 효과가 있다.
그러나, 모드 A(H)에서, 공진 리액터 Lr의 전류가 커지면, 스위칭 소자 S1, S2의 온이 제로 전압 스위칭으로 되기 어려워지는 경우가 있다. 모드 A에서, 공진 리액터 Lr의 전류 즉 권선 N1의 전류가 크면, 권선 N1, N21, N22가 자기 결합하고 있으므로, 권선 N21과 스위칭 소자 S1의 전류보다도, 권선 N22와 스위칭 소자 S2의 전류쪽이, 보다 작아진다. 모드 B에서는, 스위칭 소자 S2가 차단한 전류가 클램프 콘덴서 Cc의 충전 전류로 된다. 따라서, 이 차단 전류가 작아지면, 모드 B, C에서의 클램프 콘덴서 Cc의 충전 전류가 작아지고, 모드 D에서의 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류도 작아진다. 모드 E에서는, 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류를 스위칭 소자 S4가 차단함으로써, 이 전류를 다이오드 DS2에 바꿔 흘리게 하여, 스위칭 소자 S2의 온의 제로 전압 스위칭을 실현하고 있기 때문이다.
따라서, 모드 A(H)에서의 공진 리액터 Lr의 전류를 비교적 크게 하여도, 스위칭 소자 S1, S2의 온이 제로 전압 스위칭으로 되기 쉽게 하는 방법으로서, 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율의 상한을, 입력 전압 즉 직류 전원 V2의 전압에 따라서 변화시키는 방법이 있다. 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율을 크게 하면, 출력 전력의 증가와 함께, 클램프 콘덴서 Cc의 전압의 상승을 초래한다. 스위칭 소자 S1∼S4에는, 클램프 콘덴서 Cc의 전압이 인가되기 때문에, 이 전압의 상승은 스위칭 소자 S1∼S4의 파괴를 초래하는 경우가 있다. 이 때문에, 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율에는 상한을 설정하고, 이 온 시간 비율을 상한에서 동작시켜도 출력 전력이 부족한 경우에는, 온 시간 비율을 상한으로 한 상태에서 모드 B의 기간을 길게 함으로써 출력 전력을 얻는다. 이 때, 출력 전력은 모드 B의 기간의 길이로 조정을 행한다. 또한, 모드 B의 기간의 길이를 제로, 즉 모드 B에서 스위칭 소자 S2를 오프하는 타이밍과 거의 동시에 모드 C에서 스위칭 소자 H2, H3을 오프시켜도 충분한 출력 전력이 얻어지는 경우에는, 모드 B의 기간의 길이를 예를 들면 제로로 고정한 상태에서, 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율을 조정하여, 출력 전력을 조정하여도 된다.
그러나, 출력 전력을 얻기 위해 모드 B의 기간을 길게 하면, 스위칭 소자 S1, S2의 온이 제로 전압 스위칭이 되기 어려워지는 경우가 있다. 모드 B에서, 권선 N1에 생긴 전압은, 거의 모두 공진 리액터 Lr에 인가되기 때문에, 공진 리액터 Lr의 전류는 급속히 증가한다. 따라서, 클램프 콘덴서 Cc의 충전 전류는 급속히 감소하고, 모드 B∼C에서의 충전 전하량이 적어지므로, 모드 D에서의 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류도 작아진다. 모드 E에서는, 클램프 콘덴서 Cc의 방전 전류를 스위칭 소자 S4가 차단함으로써, 이 전류를 다이오드 DS2에 바꿔 흐르게 하여, 스위칭 소자 S2의 온의 제로 전압 스위칭을 실현하고 있기 때문이다.
전술한, 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율을 상한으로 고정하고, 모드 B의 기간의 길이를 조정하여 출력 전력을 조정하고, 원하는 출력 전력을 얻고 있는 경우에는, 온 시간 비율의 상한을 인상시킴으로써, 모드 B의 기간을 짧게 하여도 원하는 출력 전력이 얻어지기 때문에, 스위칭 소자 S1, S2의 온이 제로 전압 스위칭으로 쉽게 될 수 있다. 이 때, 클램프 콘덴서 Cc의 전압의 상승에 의한 스위칭 소 자 S1∼S4의 파괴를 방지하기 위해서는, 입력 전압 즉 직류 전원 V2의 전압의 감소에 수반하여, 온 시간 비율의 상한을 인상시키도록 하면 된다. 온 시간 비율을 고정한 경우, 클램프 콘덴서 Cc의 전압은, 입력 전압 즉 직류 전원 V2의 전압에 개략적으로 비례하기 때문이다.
이와 같이, 다이오드 DH1∼DH4의 역회복을 촉진하기 위해, 모드 A(H)에서의 공진 리액터 Lr의 전류를 비교적 크게 하여도, 스위칭 소자 S1, S2의 온 시간 비율의 상한을, 입력 전압 즉 직류 전원 V2의 전압에 따라서 변화시키도록 함으로써, 스위칭 소자 S1, S2의 온이 제로 전압 스위칭으로 쉽게 될 수 있다.
이상, 설명한 바와 같이, 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 순전송 시는 스위치 SW1을 온 상태로 유지하고, 역전송 시는 스위치 SW1을 오프 상태로 유지하는 것이 최대의 특징이다. 이에 의해 역전송 시는, 다이오드 DH1∼DH4로서, 고내압 MOSFET의 보디 다이오드와 같이 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여도, 역회복 특성이 비교적 빠른 다이오드 D1이, 직류 전원 V1이나 평활 콘덴서 C1로부터 다이오드 DH1∼DH4에의 전력의 역류를 방지하여, 효율적인 역전송이 가능하다. 이에 의해, 스위칭 소자 H1∼H4와 다이오드 DH1∼DH4로서, 예를 들면 고내압 MOSFET와 그 보디 다이오드를 이용하여도, 효율적인 역전송이 가능하다.
그 밖의 특징은, 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 스위칭 소자 H1∼H4와 다이오드 DH1∼DH4가, 실시예 1에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 스위칭 회로(11)의 스위칭ㆍ정류 소자에 상당하는 것에 유의하면, 실시예 1과 마찬가지이며, 상세한 설명은 생략한다.
또한, 이 실시예 2에서는, 전압형 풀 브릿지 회로와 전류형 센터 탭 회로의 조합으로 하였지만, 전압형 센터 탭 회로나, 하프 브릿지 회로, 전류형 풀 브릿지 회로, 커런트 더블러 회로의 조합이어도 마찬가지의 구성, 효과를 갖는 것은 당연하다.
<실시예 3>
도 5는, 본 발명의 실시예 3에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도이다. 이 쌍방향 DC-DC 컨버터는, 그 양단에 접속된 직류 전원 V1과 직류 전원 V2 사이에서 전력의 수수를 행한다.
도 5에서, 평활 콘덴서 C1은 직류 전원 V1에 접속되고, 평활 콘덴서 C2는 직류 전원 V2에 접속되어 있다. 스위칭 소자 H1, H2를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그는, 다이오드 D1을 통하여 평활 콘덴서 C1에 접속된다. 이 다이오드 D1은, 제1 스위칭 레그로부터 직류 전원 V1에는 전력을 흘리고, 반대로 직류 전원 V1로부터 제1 스위칭 레그에는 전력을 흘리지 않는 방향으로 접속되고, 다이오드 D1에는 스위치 SW1이 병렬 접속되어 있다. 스위칭 소자 H2의 양단간에, 권선 N1과 공진 리액터 Lr과 공진 콘덴서 Cr이 직렬 접속되어 있다.
스위칭 소자 S1, S2를 직렬 접속한 제21 스위칭 레그는, 다이오드 D2를 통하여 평활 콘덴서 C2에 접속된다. 이 다이오드 D2는, 제21 스위칭 레그로부터 직류 전원 V2에는 전력을 흘리고, 반대로 직류 전원 V2로부터 제21 스위칭 레그에는 전력을 흘리지 않는 방향으로 접속되고, 다이오드 D2에는 스위치 SW2가 병렬 접속되어 있다. 스위칭 소자 S3, S4를 직렬 접속한 제22 스위칭 레그는, 제21 스위칭 레 그에 병렬 접속된다. 스위칭 소자 S1, S2의 직렬 접속점과, 스위칭 소자 S3, S4의 직렬 접속점 사이에, 권선 N2가 접속되어 있다. 트랜스포머(2)는, 권선 N1, N2를 자기 결합하고 있다.
스위칭 소자 H1, H2, S1∼S4에는, 각각 역병렬 다이오드 DH1, DH2, DS1∼DS4가 접속되어 있다. 여기서, 이들 스위칭 소자로서 MOSFET를 이용한 경우에는, 역병렬 다이오드로서 MOSFET의 보디 다이오드를 이용할 수 있다.
실시예 3에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 동작을 설명한다. 순전송 시에는, 스위치 SW1을 온 상태로 유지하고, 스위치 SW2를 오프 상태로 유지한다. 스위칭 소자 H1, H2를 상보로 온 오프 동작시키고, 공진 콘덴서 Cr과 공진 리액터 Lr을 통하여 권선 N1에 교류의 공진 전류를 흘린다. 다이오드 DS1∼DS4는, 권선 N2에 생긴 유도 전류를 정류하고, 다이오드 D2를 통하여 직류 전원 V2에 전력이 공급된다.
이 때, 다이오드 DS1∼DS4로서 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여도, 역회복 특성이 비교적 빠른 다이오드 D2가, 직류 전원 V2나 평활 콘덴서 C2로부터 다이오드 DS1∼DS4에의 전력의 역류를 방지하여, 효율적인 순전송이 가능하다. 이에 의해, 스위칭 소자 S1∼S4와 다이오드 DS1∼DS4로서, 예를 들면 고내압 MOSFET와 그 보디 다이오드를 이용하여도, 효율적인 순전송이 가능하다.
다음으로, 역전송 시에는, 스위치 SW2를 온 상태로 유지하고, 스위치 SW1을 오프 상태로 유지한다. 스위칭 소자 S1, S2를 상보로 온 오프 동작시킴과 함께, 스위칭 소자 S4, S3을 각각 스위칭 소자 S1, S2에 동기시켜 온 오프 동작시키고, 권선 N2에 교류의 공진 전류를 흘린다. 권선 N1에 생긴 유도 전류는, 공진 콘덴서 Cr과 공진 리액터 Lr을 통하여, 다이오드 DH1, DH2에 의해 정류되고, 다이오드 D1을 통하여 직류 전원 V1에 전력이 공급된다.
이 때, 다이오드 DH1, DH2로서 역회복 특성이 비교적 느린 소자를 이용하여도, 역회복 특성이 비교적 빠른 다이오드 D1이, 직류 전원 V1이나 평활 콘덴서 C1로부터 다이오드 DH1, DH2에의 전력의 역류를 방지하여, 효율적인 역전송이 가능하다. 이에 의해, 스위칭 소자 H1, H2와 다이오드 DH1, DH2로서, 예를 들면 고내압 MOSFET와 그 보디 다이오드를 이용하여도, 효율적인 역전송이 가능하다.
일반적으로 다이오드는, 내전압을 높게 하면 역회복 특성이 나빠지는 경향이 있다. 이 실시예 3에서는, 직류 전원 V1과 직류 전원 V2의 양방의 전압이 비교적 높고, 다이오드 DH1, DH2, DS1∼DS4의 모든 내전압이 비교적 높은 경우에도, 직류 전원 V1, V2로부터의 전력의 역류를 방지하여, 쌍방향으로 고효율의 전력 변환이 가능하게 된다.
다이오드 D1, D2, 스위치 SW1, SW2에 의한 효과는, 전술한 실시예 1이나 실시예 2와 마찬가지이므로 상세한 설명은 생략한다.
또한, 이 실시예 3에서는, 싱글 엔드 푸시 풀 회로와 풀 브릿지 회로의 조합으로 하였지만, 하프 브릿지 회로나, 센터 탭 회로의 조합으로서 구성하는 것도 가능하다.
이와 같이 본 발명은, 절연형의 쌍방향 DC-DC 컨버터의 전압형 회로가 구비한 평활 콘덴서와 스위칭 회로 사이에, 역병렬 다이오드를 구비한 스위치를 삽입함으로써, 본 명세서 내에 기재한 효과를 얻는 것이며, 전압형 회로를 구비한 많은 절연형의 쌍방향 DC-DC 컨버터에 적용 가능하는 것은 당연하다.
이상, 설명한 바와 같이 본 발명은, 절연 기능을 갖는 쌍방향 DC-DC 컨버터 전반에 적용하는 것이 가능하다.
도 1은 본 발명의 실시예 1에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
도 2는 본 발명의 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
도 3은 본 발명의 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 순전송 시의 동작을 설명하는 회로도.
도 4는 본 발명의 실시예 2에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 역전송 시의 동작을 설명하는 회로도.
도 5는 본 발명의 실시예 3에 의한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 회로 구성도.
<부호의 설명>
1 : 제어 수단
2, 3 : 트랜스포머
11, 12 : 스위칭 회로
21, 22 : 전압 센서
31, 32 : 전류 센서
V1, V2 : 직류 전원
R1, R2 : 부하
C1, C2 : 평활 콘덴서
L : 평활 리액터
Lr : 공진 리액터
Cr : 공진 콘덴서
Cc : 클램프 콘덴서
N1, N2, N21, N22 : 권선
SW1, SW2 : 스위치
H1∼H4, S1∼S4 : 스위칭 소자
D1, D2, DH1∼DH4, DS1∼DS4 : 다이오드

Claims (17)

  1. 제1 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 제1 스위칭 회로의 직류 단자간에 접속된 제1 평활 콘덴서와,
    제2 직류 전원에 병렬 접속되고, 또한 제2 스위칭 회로의 직류 단자간에 접속된 제2 평활 콘덴서와,
    상기 제1 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 1차 권선과,
    상기 제2 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 2차 권선과,
    상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스포머와,
    상기 제1, 제2 직류 전원 사이에서 전력을 수수하도록 상기 제1, 제2 스위칭 회로를 제어하는 제어 수단
    을 구비한 쌍방향 DC-DC 컨버터로서,
    상기 제1 직류 전원 및 상기 제1 평활 콘덴서와 상기 제1 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 캐소드가 상기 제1 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입된 제1 다이오드와,
    상기 제1 다이오드에 병렬 접속된 제1 스위치를 구비하고,
    상기 제어 수단은, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 온 상태로 하고, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 오프 상태로 하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 리액터를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 1차 권선 및/또는 상기 2차 권선에 직렬로 삽입된 공진 콘덴서를 구비한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 회로는,
    제1, 제2 스위칭 소자를 직렬 접속한 제1 스위칭 레그와,
    제3, 제4 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제1 스위칭 레그에 병렬 접속된 제2 스위칭 레그를 구비하고,
    상기 제1 스위칭 레그의 양단간을 직류 단자간으로 하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제3, 제4 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 제3, 제4 스위칭 소자를 각각 제1, 제2 콘덴서로 치환한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 1차 권선은, 제1의 1차 권선의 일단과 제2의 1차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제1 스위칭 회로는, 제1, 제2 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 1차 권선의 타단에 상기 제1 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 1차 권선의 타단에 상기 제2 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제1 스위칭 소자의 타단과 상기 제2 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제1, 제2 스위칭 소자의 접속점과 상기 제1, 제2의 1차 권선의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 회로는, 평활 리액터와, 제5, 제6 스위칭 소자를 직렬 접속한 제3 스위칭 레그와, 제7, 제8 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제3 스위칭 레그에 병렬 접속된 제4 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제3 스위칭 레그의 일단에 상기 평활 리액터의 일단을 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단과 상기 제3 스위칭 레그의 타단 사이를 직류 단자간으로 하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제7, 제8 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 2차 권선은, 제1의 2차 권선의 일단과 제2의 2차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제2 스위칭 회로는, 평활 리액터와, 제5, 제6 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 2차 권선의 타단에 상기 제5 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 2차 권선의 타단에 상기 제6 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제1, 제2의 2차 권선의 접속점에 상기 평활 리액터의 일단을 접속하고, 상기 평활 리액터의 타단과 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 회로는, 제1 평활 리액터의 일단과 제2 평활 리액터의 일단과의 접속체와, 제5 스위칭 소자의 일단과 제6 스위칭 소자의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단에 상기 제1 평활 리액터의 타단을 접속하고, 상기 제6 스위칭 소자의 타단에 상기 제2 평활 리액터의 타단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단 사이를 교류 단자간으로 하고, 상기 제1, 제2 평활 리액터의 접속점과 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 제2 직류 전원 및 상기 제2 평활 콘덴서와 상기 제2 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 캐소드가 상기 제2 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입된 제2 다이오드와, 상기 제2 다이오드에 병렬 접속된 제2 스위치를 구비하고, 상기 제어 수단은, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제2 스위치를 온 상태로 유지하고, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제2 스위치를 오프 상태로 유지하도록 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제2 스위칭 회로는, 제5, 제6 스위칭 소자를 직렬 접속한 제3 스위칭 레그와, 제7, 제8 스위칭 소자를 직렬 접속하고, 또한 상기 제3 스위칭 레그에 병렬 접속된 제4 스위칭 레그를 구비하고, 상기 제3 스위칭 레그의 양단간을 직류 단자간으로 하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 직렬 접속점과 상기 제7, 제8 스위칭 소자의 직렬 접속점 사이를 교류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제7, 제8 스위칭 소자를 각각 제3, 제4 콘덴서로 치환한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 2차 권선은, 제1의 2차 권선의 일단과 제2의 2차 권선의 일단과의 접속체를 구비하고, 상기 제2 스위칭 회로는, 제5, 제6 스위칭 소자를 구비하고, 상기 제1의 2차 권선의 타단에 상기 제5 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제2의 2차 권선의 타단에 상기 제6 스위칭 소자의 일단을 접속하고, 상기 제5 스위칭 소자의 타단과 상기 제6 스위칭 소자의 타단을 접속하고, 상기 제5, 제6 스위칭 소자의 접속점과 상기 제1, 제2의 2차 권선의 접속점 사이를 직류 단자간으로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 제1, 제2 스위치는 전자 계전기로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  15. 제7항에 있어서,
    상기 제1∼제8 스위칭 소자는 MOSFET로 한 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 제1, 제2 다이오드는, 상기 제1∼제8 스위칭 소자의 보디 다이오드 및/또는 상기 역병렬 다이오드보다도 역회복 특성이 빠른 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터.
  17. 제1 직류 전원에 병렬 접속된 제1 스위칭 회로와,
    제2 직류 전원에 병렬 접속된 제2 스위칭 회로와,
    상기 제1 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 1차 권선과,
    상기 제2 스위칭 회로의 교류 단자간에 접속된 2차 권선과,
    상기 1차 권선과 상기 2차 권선을 자기 결합하는 트랜스포머와,
    상기 제1, 제2 직류 전원 사이에서 전력을 수수하도록 상기 제1, 제2 스위칭 회로를 제어하는 제어 수단
    을 구비한 쌍방향 DC-DC 컨버터의 제어 방법으로서,
    제1 정류 소자를 상기 제1 직류 전원과 상기 제1 스위칭 회로의 직류 단자 사이에, 정류 방향이 상기 제1 직류 전원의 정극을 향하도록 직렬로 삽입하고,
    상기 제1 정류 소자에 제1 스위치를 병렬 접속하며,
    상기 제어 수단은, 상기 제1 직류 전원으로부터 상기 제2 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 온 상태로 하고, 상기 제2 직류 전원으로부터 상기 제1 직류 전원에 전력을 보내는 경우에는 상기 제1 스위치를 오프 상태로 하는 것을 특징으로 하는 쌍방향 DC-DC 컨버터의 제어 방법.
KR1020090074701A 2008-09-02 2009-08-13 쌍방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 그 제어 방법 KR101680893B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2008-224231 2008-09-02
JP2008224231A JP4643695B2 (ja) 2008-09-02 2008-09-02 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20100027963A true KR20100027963A (ko) 2010-03-11
KR101680893B1 KR101680893B1 (ko) 2016-11-29

Family

ID=41466954

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020090074701A KR101680893B1 (ko) 2008-09-02 2009-08-13 쌍방향 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 그 제어 방법

Country Status (6)

Country Link
US (3) US8378646B2 (ko)
EP (2) EP2159908B1 (ko)
JP (1) JP4643695B2 (ko)
KR (1) KR101680893B1 (ko)
CN (2) CN103259413B (ko)
TW (2) TWI401875B (ko)

Families Citing this family (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009017556A1 (de) * 2009-04-17 2010-10-21 Bär, Ralf, Dipl.-Ing. Verfahren zum Betreiben einer Montageanlage und fahrerlose, mobile Montage- und/oder Materialtransporteinheit hierfür
SG186432A1 (en) 2010-06-21 2013-01-30 Univ Singapore Energy storage system
US9184662B2 (en) * 2010-10-19 2015-11-10 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Electric power supply apparatus
CN102237801A (zh) * 2010-12-30 2011-11-09 保定天威集团有限公司 一种双向直流变换器的控制方法
CN102064702B (zh) * 2010-12-31 2013-09-11 刘闯 双向隔离式的串联谐振dc/dc变换器
US8884462B2 (en) * 2011-01-27 2014-11-11 Eaton Corporation Power flow regulator including a plurality of DC-DC converters
CN105337509A (zh) * 2011-03-10 2016-02-17 三菱电机株式会社 功率转换装置
EP2487776A4 (en) * 2011-05-16 2013-12-18 Huawei Tech Co Ltd AUXILIARY POWER SUPPLY UNIT FOR BIDIRECTIONAL POWER SUPPLY
JP5892172B2 (ja) * 2011-10-25 2016-03-23 株式会社村田製作所 インバータ装置
US9065321B2 (en) * 2011-12-22 2015-06-23 Varentec, Inc. Isolated dynamic current converters
US10139843B2 (en) 2012-02-22 2018-11-27 Honeywell International Inc. Wireless thermostatic controlled electric heating system
US20140372050A1 (en) * 2012-03-27 2014-12-18 Mitsubishi Electric Corporation Life diagnosis method for power storage device
JP2013209017A (ja) * 2012-03-30 2013-10-10 Toyota Industries Corp 電源回路
JP6035882B2 (ja) * 2012-06-01 2016-11-30 株式会社デンソー 電力伝送装置
TWI540822B (zh) 2012-07-03 2016-07-01 盈正豫順電子股份有限公司 雙向直流／直流轉換器之控制方法
JP6103874B2 (ja) * 2012-10-12 2017-03-29 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置とその運転方法
DE102012219365A1 (de) * 2012-10-23 2014-04-24 Schmidhauser Ag Gleichspannungswandler
KR101438610B1 (ko) * 2012-12-28 2014-09-15 현대자동차 주식회사 충전기 및 그 구동 방법
TWI485959B (zh) * 2013-02-08 2015-05-21 Univ Nat Formosa 隔離型雙向直流／直流轉換裝置及其主動式緩振器
US9806705B2 (en) 2013-04-23 2017-10-31 Honeywell International Inc. Active triac triggering circuit
US9584119B2 (en) 2013-04-23 2017-02-28 Honeywell International Inc. Triac or bypass circuit and MOSFET power steal combination
EP2816700B1 (en) * 2013-06-18 2016-09-14 General Electric Technology GmbH Electrical assembly
US11054448B2 (en) 2013-06-28 2021-07-06 Ademco Inc. Power transformation self characterization mode
US10811892B2 (en) 2013-06-28 2020-10-20 Ademco Inc. Source management for a power transformation system
US9983244B2 (en) 2013-06-28 2018-05-29 Honeywell International Inc. Power transformation system with characterization
CN103414336A (zh) * 2013-08-15 2013-11-27 中山市利富科电子有限公司 Dc-dc电源模块
US9857091B2 (en) 2013-11-22 2018-01-02 Honeywell International Inc. Thermostat circuitry to control power usage
US9673811B2 (en) * 2013-11-22 2017-06-06 Honeywell International Inc. Low power consumption AC load switches
CN104811047B (zh) 2014-01-27 2019-03-15 山特电子（深圳）有限公司 双向dc/dc变换器及其控制方法
US9793813B1 (en) 2014-03-07 2017-10-17 Bassam Marawi Step-down power conversion with zero current switching
JP5943952B2 (ja) * 2014-03-26 2016-07-05 株式会社豊田中央研究所 電源システム
US9628074B2 (en) 2014-06-19 2017-04-18 Honeywell International Inc. Bypass switch for in-line power steal
US9683749B2 (en) 2014-07-11 2017-06-20 Honeywell International Inc. Multiple heatsink cooling system for a line voltage thermostat
KR20160020099A (ko) * 2014-08-13 2016-02-23 주식회사 솔루엠 전원장치 및 그의 구동방법
TWI562518B (en) * 2014-09-11 2016-12-11 Avertronics Inc Bidirectional dc-dc converter
JP6102872B2 (ja) * 2014-09-25 2017-03-29 株式会社豊田中央研究所 電力変換装置
CN105720819B (zh) * 2014-12-04 2018-06-22 力博特公司 一种双向谐振变换器
US9800071B2 (en) 2015-02-24 2017-10-24 Green Cubes Technology Corporation Methods and system for add-on battery
KR101632243B1 (ko) * 2015-07-10 2016-06-21 포항공과대학교 산학협력단 양방향 직류/직류 컨버터
TW201709647A (zh) * 2015-08-20 2017-03-01 Lunghwa Univ Of Science And Tech 一種低壓大電流輸出之數位控制轉換器
DE102015219338A1 (de) * 2015-10-07 2017-04-13 Schaeffler Technologies AG & Co. KG Gleichspannungswandler und Verfahren zum Betrieb eines Gleichspannungswandlers
KR102469868B1 (ko) * 2015-10-29 2022-11-23 엘지이노텍 주식회사 양방향 dc-dc 컨버터
TWI602388B (zh) 2016-03-10 2017-10-11 盈正豫順電子股份有限公司 雙向隔離式多階直流－直流電能轉換裝置及其方法
US9973092B2 (en) * 2016-04-22 2018-05-15 General Electric Company Gas tube-switched high voltage DC power converter
US10008938B2 (en) * 2016-05-09 2018-06-26 Omron Corporation Power conversion device
US9847723B2 (en) * 2016-05-09 2017-12-19 Omron Corporation Power conversion device
US10439496B2 (en) 2016-08-30 2019-10-08 Lg Chem, Ltd. Control system for transitioning a DC-DC voltage converter from a buck operational mode to a safe operational mode
WO2018176459A1 (en) * 2017-04-01 2018-10-04 Abb Schweiz Ag Dc to dc converter
US10284110B2 (en) * 2017-06-19 2019-05-07 Esab Ab Power supply having four quadrant converter and techniques for operation
US11140751B2 (en) * 2018-04-23 2021-10-05 Whirlpool Corporation System and method for controlling quasi-resonant induction heating devices
CN110635696A (zh) * 2018-06-25 2019-12-31 台达电子工业股份有限公司 电源切换电路以及切换方法
DE102018121268A1 (de) 2018-08-31 2020-03-05 Brusa Elektronik Ag Verfahren und Vorrichtung zur Spannungsanpassung des Glättungskondensators eines DC-DC-Wandlers vor Konnektierung einer Hochvoltbatterie
TWI725447B (zh) * 2019-06-14 2021-04-21 盈正豫順電子股份有限公司 再生能源發電之功率平滑化方法及其系統
US11294438B2 (en) * 2020-04-29 2022-04-05 Dell Products L.P. System and method of providing power from one portion of an information handling system to another portion of the information handling system
JP7491080B2 (ja) * 2020-06-22 2024-05-28 富士電機株式会社 電力変換装置
AT523958A1 (de) * 2020-07-03 2022-01-15 B & R Ind Automation Gmbh Energieversorgungssystem
US20220399821A1 (en) * 2021-06-15 2022-12-15 Texas Instruments Incorporated Llc converter and control
DE102021128141A1 (de) 2021-10-28 2023-05-04 Audi Aktiengesellschaft Energiesystem für ein Elektrofahrzeug
DE102021128139A1 (de) 2021-10-28 2023-05-04 Audi Aktiengesellschaft Energiesystem für ein Elektrofahrzeug
DE102021128140A1 (de) 2021-10-28 2023-05-04 Audi Aktiengesellschaft Energiesystem für ein Elektrofahrzeug
US11804782B2 (en) * 2022-01-28 2023-10-31 Analog Devices, Inc. Active-clamp current-fed push-pull converter for bidirectional power transfer
US11658581B1 (en) * 2022-02-15 2023-05-23 Acbel Polytech Inc. Power converter with adjustable output voltage
CN116418238B (zh) * 2023-06-08 2023-08-15 西南交通大学 一种三开关半桥宽范围llc谐振变换器及使用方法

Family Cites Families (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5066900A (en) * 1989-11-14 1991-11-19 Computer Products, Inc. Dc/dc converter switching at zero voltage
US5552681A (en) * 1992-03-06 1996-09-03 Hino Jidosha Kogyo Kabushiki Kaisha Apparatus for storing energy generated during breaking of a vehicle and for providing energy to the internal combustion engine of the vehicle at other times
JPH0865904A (ja) * 1994-06-06 1996-03-08 Nippondenso Co Ltd 電気自動車用充電装置
US5710699A (en) * 1996-05-28 1998-01-20 General Electric Company Power electronic interface circuits for batteries and ultracapacitors in electric vehicles and battery storage systems
JP3805844B2 (ja) * 1996-12-05 2006-08-09 株式会社アイ・ヒッツ研究所 無停電電力供給装置
JP3318240B2 (ja) * 1997-09-12 2002-08-26 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
JP2000050402A (ja) * 1998-08-03 2000-02-18 Denso Corp ハイブリッド電気自動車用電源装置
GB2357641B (en) * 1999-12-20 2002-02-20 Motorola Ltd DC-DC Converter and energy management system
JP3402361B2 (ja) * 1999-12-28 2003-05-06 横河電機株式会社 スイッチング電源
JP2002165448A (ja) 2000-11-20 2002-06-07 Denso Corp 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6452815B1 (en) * 2001-02-22 2002-09-17 Lizhi Zhu Accelerated commutation for passive clamp isolated boost converters
US6512352B2 (en) * 2001-06-07 2003-01-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. Active clamp step-down converter with power switch voltage clamping function
JP2003153597A (ja) * 2001-11-14 2003-05-23 Toyota Motor Corp 電源装置
JP2003164151A (ja) * 2001-11-28 2003-06-06 Nissin Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
AU2002360779A1 (en) * 2001-12-28 2003-07-24 Northeastern University Dc-dc converters providing reduced deadtime
US6930893B2 (en) * 2002-01-31 2005-08-16 Vlt, Inc. Factorized power architecture with point of load sine amplitude converters
JP3825020B2 (ja) 2002-08-01 2006-09-20 株式会社アイ・ヒッツ研究所 分散給電システム
JP2004140959A (ja) 2002-10-21 2004-05-13 Toyota Motor Corp 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4274353B2 (ja) 2003-03-13 2009-06-03 本田技研工業株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2004357346A (ja) * 2003-05-27 2004-12-16 Toyota Industries Corp 双方向コンバータ
EP1526631A1 (en) * 2003-10-24 2005-04-27 Alcatel High power switching converter
CN100340046C (zh) * 2003-10-28 2007-09-26 黄敏超 多功能太阳能供电系统
JP4318174B2 (ja) * 2003-12-11 2009-08-19 本田技研工業株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4430531B2 (ja) 2004-12-28 2010-03-10 株式会社日立製作所 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7612602B2 (en) * 2005-01-31 2009-11-03 Queen's University At Kingston Resonant gate drive circuits
JP4423565B2 (ja) * 2006-01-31 2010-03-03 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
EP1748539B1 (en) 2005-07-29 2018-06-06 TDK Corporation Switching power supply with surge voltage suppression
JP4719567B2 (ja) 2005-12-21 2011-07-06 日立オートモティブシステムズ株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP4861040B2 (ja) * 2006-04-06 2012-01-25 株式会社日立製作所 単方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP4768498B2 (ja) * 2006-04-14 2011-09-07 日立コンピュータ機器株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびそれを用いた電源装置
JP2008079454A (ja) 2006-09-22 2008-04-03 Toyota Industries Corp 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
JP4770798B2 (ja) * 2007-06-15 2011-09-14 株式会社豊田自動織機 電源装置
US7986535B2 (en) * 2007-07-17 2011-07-26 Raytheon Company Methods and apparatus for a cascade converter using series resonant cells with zero voltage switching

Also Published As

Publication number Publication date
EP2662964B1 (en) 2017-12-20
TW201027895A (en) 2010-07-16
US20120098341A1 (en) 2012-04-26
US8629661B2 (en) 2014-01-14
JP4643695B2 (ja) 2011-03-02
US8378646B2 (en) 2013-02-19
EP2159908A3 (en) 2011-09-14
JP2010063215A (ja) 2010-03-18
CN101667784B (zh) 2013-05-22
CN103259413A (zh) 2013-08-21
KR101680893B1 (ko) 2016-11-29
EP2159908B1 (en) 2013-07-17
CN103259413B (zh) 2015-07-29
US20140092639A1 (en) 2014-04-03
EP2159908A2 (en) 2010-03-03
US20100052423A1 (en) 2010-03-04
TWI401875B (zh) 2013-07-11
TWI497893B (zh) 2015-08-21
EP2662964A1 (en) 2013-11-13
CN101667784A (zh) 2010-03-10
TW201406033A (zh) 2014-02-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4643695B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及びその制御方法
US20180337610A1 (en) PWM Controlled Resonant Converter
WO2011161729A1 (ja) Ｄｃ－ｄｃコンバータ
WO2009128373A1 (ja) 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータおよびパワーコンディショナ
TWI472140B (zh) DC-DC converter
JP2015159711A (ja) スイッチング電源装置、電力変換装置
EP2757673A2 (en) Converter
EP3916979A1 (en) Switching converter
US20060139968A1 (en) DC conversion apparatus
JP2015181329A (ja) 電力変換装置
EP3748834B1 (en) Power supply device
US7218535B2 (en) DC conversion apparatus
JP5135418B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5412515B2 (ja) 電源装置
CN110313122B (zh) 电源装置及电源单元
JP5587382B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR102525753B1 (ko) 절연형 스위칭 전원 공급 장치
CN110301088B (zh) 电源装置及电源单元
KR100540799B1 (ko) 직류-직류 변환 장치
KR102537358B1 (ko) 절연형 스위칭 전원
CN115917948A (zh) 一种直流转换器、电子设备和充电器

Legal Events

Date Code Title Description
N231 Notification of change of applicant
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20191008

Year of fee payment: 4