JP5135418B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、絶縁機能を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

近年、地球環境保全への意識の高まりから、効率が高いハイブリッド自動車の普及が進められている。ハイブリッド自動車は、走行モーター駆動用の主バッテリと補機駆動用の補機バッテリをもつ。これら電圧が異なる２つのバッテリ間で電力を融通できれば、車両電源システムの設計自由度を増すことができる。

そこで、電圧が異なる２つの電源間で双方向に電力を変換する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが〔特許文献１〕に開示されている。このコンバータは、高圧側の回路と低圧側の回路とをトランスを介して接続している。高圧側回路のスイッチング素子を動作させることで高圧側電源から低圧側電源へ電力を供給し、低圧側回路のスイッチング素子を動作させることで低圧側電源から高圧側電源へ電力を供給する。

また、スイッチング素子とコンデンサの直列接続体を含む電圧クランプ回路を低圧側回路に接続した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが〔特許文献２〕に開示されている。このコンバータは、電圧クランプ回路により降圧動作時に循環電流による損失を低減する。また、昇降圧動作時に低圧側回路におけるサージ電圧の発生を防止してスイッチング素子の耐圧を低減し、高効率で小型な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

また、トランスの巻線と直列にＬＣ共振回路を接続した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが〔特許文献３〕に開示されている。このコンバータは、スイッチング損失が少なく、オン・オフ時にスイッチング素子に大電流が流れる恐れをなくすことができ、簡単な制御系で効率よく２つの直流電源系で電力を融通し合うことができる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。

特開２００２−１６５４４８号公報 特開２００６−１８７１４７号公報 特開２００４−２８２８２８号公報

一般的に双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを小型・高効率化するためには、スイッチング特性が速いスイッチング素子を用いることが効果的である。しかしながら、前述の特許文献に開示された従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、電圧の高い直流電源と電力を授受し、かつ小型・高効率化するために、スイッチング素子として例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴを用いても、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードの逆回復特性がＭＯＳＦＥＴのスイッチング特性と比較して遅いために、小型・高効率化の障害となっていた。

本発明の目的は、スイッチング素子として例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング特性が速くてボディダイオードの逆回復特性が比較的遅い素子を用いて、スイッチング損失を低減しつつ、ボディダイオードの逆回復特性が比較的遅いことによる影響を軽減し、小型・高効率な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の平滑コンデンサが並列接続された第１の直流電源の電力を直流端子間に入力し、該電力を交流に変換して交流端子間から１次巻線に供給する第１のスイッチング回路と、第２の平滑コンデンサが並列接続された第２の直流電源の電力を直流端子間に入力し、該電力を交流に変換して交流端子間から２次巻線に供給する第２のスイッチング回路と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記第１，第２の直流電源の間で電力を授受するように前記第１，第２のスイッチング回路を制御する制御手段と、を備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１のスイッチング回路は、スイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、スイッチング素子Ｈ３とスイッチング素子Ｈ４とを直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグと、を備え、前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記スイッチング素子Ｈ１と前記スイッチング素子Ｈ２との直列接続点と、前記スイッチング素子Ｈ３と前記スイッチング素子Ｈ４との直列接続点との間を交流端子間とし、前記制御手段は、前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ電力を送る場合に、前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３のオン状態を保つモードＡを備えたことを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３とのオン状態を保ったまま、前記第２のスイッチング回路が備えたスイッチング素子の状態を切り替えて前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給するモードＢを備えたことを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給したまま、前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３とをターンオフすることを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記モードＡにおいて、前記スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４の全てをオン状態に保つことを特徴とする。
また、前記制御手段は、前記モードＢの期間の長さを変化させることにより、前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ送る電力の大きさを調整することを特徴とする。
そして、前記第２のスイッチング回路は、前記第２の直流電源に流れる電流を平滑する平滑リアクトルを備え、前記第２のスイッチング回路が備えたスイッチング素子の状態を切り替えて前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給するときに、前記平滑リアクトルに蓄積した前記第２の直流電源のエネルギーを放出することを特徴とする。

なお、本発明は、第１の直流電源に並列接続され、かつ第１のスイッチング回路の直流端子間に接続された第１の平滑コンデンサと、第２の直流電源に並列接続され、かつ第２のスイッチング回路の直流端子間に接続された第２の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と、前記第２のスイッチング回路の交流端子間に接続された２次巻線と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記第１，第２の直流電源の間で電力を授受するよう前記第１，第２のスイッチング回路を制御する制御手段と、を備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の直流電源および前記第１の平滑コンデンサと前記第１のスイッチング回路の直流端子との間に、カソードが前記第１の直流電源の正極を向くよう直列に挿入された第１のダイオードと、前記第１のダイオードに並列接続された第１のスイッチとを備え、前記制御手段は、前記第１の直流電源から前記第２の直流電源へ電力を送る場合には前記第１のスイッチをオン状態にし、前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ電力を送る場合には前記第１のスイッチをオフ状態にする。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線に直列に挿入された共振リアクトルを備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線に直列に挿入された共振コンデンサを備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１のスイッチング回路は、第１，第２のスイッチング素子を直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３，第４のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグとを備え、前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第１，第２のスイッチング素子の直列接続点と前記第３，第４のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第３，第４のスイッチング素子をそれぞれ第１，第２のコンデンサに置き換えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記１次巻線は、第１の１次巻線の一端と第２の１次巻線の一端との接続体を備え、前記第１のスイッチング回路は、第１，第２のスイッチング素子を備え、前記第１の１次巻線の他端に前記第１のスイッチング素子の一端を接続し、前記第２の１次巻線の他端に前記第２のスイッチング素子の一端を接続し、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第１，第２のスイッチング素子の接続点と前記第１，第２の１次巻線の接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２のスイッチング回路は、平滑リアクトルと、第５，第６のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７，第８のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第３のスイッチングレッグに並列接続された第４のスイッチングレッグとを備え、前記第３のスイッチングレッグの一端に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端と前記第３のスイッチングレッグの他端との間を直流端子間とし、前記第５，第６のスイッチング素子の直列接続点と前記第７，第８のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記２次巻線は、第１の２次巻線の一端と第２の２次巻線の一端との接続体を備え、前記第２のスイッチング回路は、平滑リアクトルと、第５，第６のスイッチング素子とを備え、前記第１の２次巻線の他端に前記第５のスイッチング素子の一端を接続し、前記第２の２次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端を接続し、前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第１，第２の２次巻線の接続点に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端と前記第５，第６のスイッチング素子の接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２のスイッチング回路は、第１の平滑リアクトルの一端と第２の平滑リアクトルの一端との接続体と、第５のスイッチング素子の一端と第６のスイッチング素子の一端との接続体とを備え、前記第５のスイッチング素子の他端に前記第１の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第６のスイッチング素子の他端に前記第２の平滑リアクトルの他端を接続し、前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端との間を交流端子間とし、前記第１，第２の平滑リアクトルの接続点と前記第５，第６のスイッチング素子の接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２の直流電源および前記第２の平滑コンデンサと前記第２のスイッチング回路の直流端子との間に、カソードが前記第２の直流電源の正極を向くよう直列に挿入された第２のダイオードと、前記第２のダイオードに並列接続された第２のスイッチとを備え、前記制御手段は、前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ電力を送る場合には前記第２のスイッチをオン状態に保ち、前記第１の直流電源から前記第２の直流電源へ電力を送る場合には前記第２のスイッチをオフ状態に保つようにしたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第２のスイッチング回路は、第５，第６のスイッチング素子を直列接続した第３のスイッチングレッグと、第７，第８のスイッチング素子を直列接続し、かつ前記第３のスイッチングレッグに並列接続された第４のスイッチングレッグとを備え、前記第３のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし、前記第５，第６のスイッチング素子の直列接続点と前記第７，第８のスイッチング素子の直列接続点との間を交流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第７，第８のスイッチング素子をそれぞれ第３，第４のコンデンサに置き換えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記２次巻線は、第１の２次巻線の一端と第２の２次巻線の一端との接続体を備え、前記第２のスイッチング回路は、第５，第６のスイッチング素子を備え、前記第１の２次巻線の他端に前記第５のスイッチング素子の一端を接続し、前記第２の２次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端を接続し、前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第５，第６のスイッチング素子の接続点と前記第１，第２の２次巻線の接続点との間を直流端子間としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれに逆並列接続された逆並列ダイオードを備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１〜第８のスイッチング素子のそれぞれに並列接続されたスナバコンデンサを備えたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１，第２のスイッチは電磁継電器としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１，第２のスイッチは半導体スイッチング素子としたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１〜第８のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴとしたことを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記第１，第２のダイオードは、前記第１〜第８のスイッチング素子のボディダイオード及び／又は前記逆並列ダイオードよりも逆回復特性が速いことを特徴とするものである。

また、上記課題を解決するために、本発明は第１の直流電源に並列接続された第１のスイッチング回路と、第２の直流電源に並列接続された第２のスイッチング回路と、前記第１のスイッチング回路の交流端子間に接続された１次巻線と、前記第２のスイッチング回路の交流端子間に接続された２次巻線と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記第１，第２の直流電源の間で電力を授受するよう前記第１，第２のスイッチング回路を制御する制御手段とを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、第１の整流素子を前記第１の直流電源と前記第１のスイッチング回路の直流端子との間に、整流方向が前記第１の直流電源の正極を向くよう直列に挿入すること、前記第１の整流素子に第１のスイッチを並列接続すること、前記制御手段は、前記第１の直流電源から前記第２の直流電源へ電力を送る場合には前記第１のスイッチをオン状態にし、前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ電力を送る場合には前記第１のスイッチをオフ状態にすることを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線に直列に挿入された共振リアクトルを備えることを特徴とするものである。

更に、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、前記１次巻線及び／又は前記２次巻線に直列に挿入された共振コンデンサを備えることを特徴とするものである。

本発明によれば、スイッチング素子として例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴのようにスイッチング特性が速くてボディダイオードの逆回復特性が比較的遅い素子を用いて、スイッチング損失を低減しつつ、ボディダイオードの逆回復特性が比較的遅いことによる影響を軽減して、小型・高効率な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが実現できる。

本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの順電送時の動作を説明する回路図。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆電送時の動作を説明する回路図。 本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図。

本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

本明細書では、直流電源Ｖ１から直流電源Ｖ２へ電力伝送することを順電送と呼称し、逆に直流電源Ｖ２から直流電源Ｖ１へ電力伝送することを逆電送と呼称する。また、オン状態のスイッチング素子の電圧またはダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧と呼称し、スイッチング素子に印加された電圧がゼロ電圧の状態でこのスイッチング素子のオンとオフを切り替えてスイッチング損失を低減することをゼロ電圧スイッチングと呼称する。

図１は、本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２との間に接続され、直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２との間で電力の授受を行う。直流電源Ｖ１には負荷Ｒ１が接続され、直流電源Ｖ２には負荷Ｒ２が接続されている。

図１において、平滑コンデンサＣ１は直流電源Ｖ１に接続され、平滑コンデンサＣ２は直流電源Ｖ２に接続されている。スイッチング回路１１の直流端子は、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に接続される。このダイオードＤ１は、スイッチング回路１１から直流電源Ｖ１へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ１からスイッチング回路１１へは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤ１にはスイッチＳＷ１が並列接続されている。
また、スイッチング回路１２の直流端子は平滑コンデンサＣ２に接続されている。

スイッチング回路１１の交流端子には巻線Ｎ１が接続され、スイッチング回路１２の交流端子には巻線Ｎ２が接続されている。トランス２は、巻線Ｎ１と巻線Ｎ２とを磁気結合している。

スイッチング回路１１と、スイッチング回路１２と、スイッチＳＷ１は、制御手段１によって制御される。制御手段１には、電圧センサ２１，２２及び電流センサ３１，３２が接続されている。

実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの順電送時の動作を説明する。制御手段１は、スイッチＳＷ１をオン状態に保ちながら、スイッチング回路１１をスイッチング動作させ、巻線Ｎ１に交流電圧を印加する。スイッチング回路１２は、巻線Ｎ２に生じた誘起電圧を整流し、直流電源Ｖ２に電力を供給する。

このように順電送時は、スイッチＳＷ１をオン状態に保つ。これにより、ダイオードＤ１の両端は短絡されるから、スイッチング回路１１の直流端子は、ダイオードＤ１を介さずに直接平滑コンデンサＣ１に接続された場合と同様の状態になる。この状態は、既に述べた特許文献１〜３の回路構成と同様であり、スイッチング動作も同様とすることができる。

次に、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの逆電送時の動作を説明する。制御手段１は、スイッチＳＷ１をオフ状態に保ちながら、スイッチング回路１２をスイッチング動作させ、巻線Ｎ２に交流電圧を印加する。スイッチング回路１１は、巻線Ｎ１に生じた誘起電圧を整流し、直流電源Ｖ１に電力を供給する。

このように逆電送時は、スイッチＳＷ１をオフ状態に保ち、スイッチング回路１１が整流回路として作用する。このとき、スイッチング回路１１を構成する整流素子として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードのように逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードＤ１が、直流電源Ｖ１や平滑コンデンサＣ１からスイッチング回路１１への電力の逆流を防ぐ。これにより、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、効率的な逆電送が可能である。ダイオードＤ１を備えない従来の回路構成では、整流素子の逆導通期間中は、直流電源Ｖ１や平滑コンデンサＣ１からスイッチング回路１１へ電力が逆流し、効率的な逆電送を妨げることは容易に理解できる。

上記した実施例によらない解決方法として、スイッチング回路１１のスイッチング・整流素子として、逆並列ダイオードを備えたＩＧＢＴを用いる方法がある。しかしながらＩＧＢＴは、高耐圧ＭＯＳＦＥＴと比較してスイッチング特性が遅いため、スイッチング損失が大きくなり順電送時の効率低下を招く。また、スイッチング損失を抑えるためにスイッチング周波数を低下させれば、トランス２や平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を大きくしなければならず、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの体積増加を招く。

また、他の本発明によらない解決方法として、スイッチング回路１１のスイッチング・整流素子として、逆並列ダイオードを備えた逆阻止ＭＯＳＦＥＴを用いる方法がある。しかし、この方法では、部品点数増加によるコストアップや体積増加を招く。

一方、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、スイッチＳＷ１は、順電送と逆電送の切り替え時のみ、オン状態とオフ状態を切り替えるため、動作が比較的遅いＩＧＢＴや、電磁継電器のような機械式スイッチを用いることができる。ＩＧＢＴを用いる場合、逆並列ダイオードを内蔵したパッケージのものを用いれば、ダイオードＤ１を外付けする必要がなく、小型化に有利である。また、機械式スイッチを用いれば、導通損失が小さいことから、更に効率の高い順電送が可能となる。

図２は、本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、その両端に接続された直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２との間で電力の授受を行う。直流電源Ｖ１には負荷Ｒ１が接続され、直流電源Ｖ２には負荷Ｒ２が接続されている。

図２において、平滑コンデンサＣ１は直流電源Ｖ１に接続され、平滑コンデンサＣ２は直流電源Ｖ２に接続されている。スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグは、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に接続される。このダイオードＤ１は、第１のスイッチングレッグから直流電源Ｖ１へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ１から第１のスイッチングレッグへは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤ１にはスイッチＳＷ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｈ３，Ｈ４を直列接続した第２のスイッチングレッグは、第１のスイッチングレッグに並列接続される。スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２の直列接続点と、スイッチング素子Ｈ３，Ｈ４の直列接続点との間に、巻線Ｎ１と共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒとが直列接続されている。

トランス３は、巻線Ｎ１，Ｎ２１，Ｎ２２を磁気結合している。巻線Ｎ２１の一端と巻線Ｎ２２の一端とが接続され、巻線Ｎ２１の他端はスイッチング素子Ｓ１の一端に接続され、巻線Ｎ２２の他端はスイッチング素子Ｓ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｓ１の他端とスイッチング素子Ｓ２の他端とが平滑コンデンサＣ２の一端に接続されている。巻線Ｎ２１，Ｎ２２の接続点は、平滑リアクトルＬを介して平滑コンデンサＣ２の他端に接続されている。

スイッチング素子Ｓ３とスイッチング素子Ｓ４とクランプコンデンサＣｃの、それぞれ一端を接続して成る電圧クランプ回路は、スイッチング素子Ｓ３の他端がスイッチング素子Ｓ１の一端に接続され、スイッチング素子Ｓ４の他端がスイッチング素子Ｓ２の一端に接続され、クランプコンデンサＣｃの他端がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の他端に接続されている。

スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ逆並列ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１〜ＤＳ４が接続されている。ここで、これらのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードとしてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することができる。

スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４と、スイッチＳＷ１は、制御手段１によって制御される。制御手段１には、電圧センサ２１，２２及び電流センサ３１，３２が接続されている。

（Ｖ１→Ｖ２：順電送）
図３は、実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの順電送時の動作を説明する回路図である。以下、この図３を参照しながら順電送時の動作を詳細に説明する。ただし、図３において、（ａ）〜（ｆ）は、モードａ〜ｆを表す。

（モードａ）
まず、モードａでは、スイッチＳＷ１，スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオン状態、スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオフ状態であり、直流電源Ｖ１の電圧が、スイッチＳＷ１，スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４，共振コンデンサＣｒ，共振リアクトルＬｒを介して巻線Ｎ１に印加されている。

スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３はオフ状態であり、巻線Ｎ２１に生じた電圧が、ダイオードＤＳ１，平滑リアクトルＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。また、巻線Ｎ２１，Ｎ２２に生じた電圧が、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４を介してクランプコンデンサＣｃに印加され、クランプコンデンサＣｃは充電される。

このとき、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＭＯＳＦＥＴを用いている場合は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態とすれば、ダイオードＤＳ１，ＤＳ４に流れる電流をスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４へ分流することで損失を低減できる場合がある。このように、ＭＯＳＦＥＴと逆並列接続されたダイオード、またはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに、ダイオードの順方向電流が流れるとき、このＭＯＳＦＥＴをオン状態として損失を低減することを、以後、同期整流と呼称する。このとき、スイッチング素子Ｓ４をオンさせる（ゼロ電圧スイッチング）。

（モードｂ）
クランプコンデンサＣｃの充電電流は減少していき、やがて放電に変化する。クランプコンデンサＣｃの放電電流は、スイッチング素子Ｓ４，巻線Ｎ２２，平滑リアクトルＬを介して直流電源Ｖ２に供給される。

（モードｃ）
スイッチング素子Ｈ４をオフすると、スイッチング素子Ｈ４を流れていた電流は、ダイオードＤＨ３，スイッチング素子Ｈ１，共振コンデンサＣｒ，共振リアクトルＬｒ，巻線Ｎ１へ流れる。このとき、スイッチング素子Ｈ３をオンさせる（ゼロ電圧スイッチング）。

また、スイッチング素子Ｓ４をオフすると、クランプコンデンサＣｃの放電は終了し、スイッチング素子Ｓ４を流れていた電流は、ダイオードＤＳ２へ転流する。このとき、スイッチング素子Ｓ２をオンすれば同期整流となる。平滑リアクトルＬに蓄積されているエネルギーは、直流電源Ｖ２に供給される。

（モードｄ）
スイッチング素子Ｈ１をオフすると、スイッチング素子Ｈ１を流れていた電流は、スイッチＳＷ１及び／又はダイオードＤ１，直流電源Ｖ１，ダイオードＤＨ２，共振コンデンサＣｒ，共振リアクトルＬｒ，巻線Ｎ１，ダイオードＤＨ３を流れる。このとき、スイッチング素子Ｈ２をオンさせる（ゼロ電圧スイッチング）。共振リアクトルＬｒには、直流電源Ｖ１の電圧が印加され、この電流は減少していく。

（モードｅ）
スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３はオン状態であるから、共振リアクトルＬｒの電流がゼロに達した後は、逆向きにこの電流が増加していく。これに伴い、ダイオードＤＳ１と巻線Ｎ２１を通る電流は減少し、ダイオードＤＳ２と巻線Ｎ２２を通る電流が増加していく。
巻線Ｎ２１を通る電流がゼロに達する前に、スイッチング素子Ｓ１をオフしておく。

（モードｆ）
巻線Ｎ２１を通る電流がゼロに達すると、ダイオードＤＳ１は逆導通した後、逆回復する。この逆導通中に流れていた電流は、逆回復後、ダイオードＤＳ３に転流する。このとき、スイッチング素子Ｓ３をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。また、直流電源Ｖ１の電圧が巻線Ｎ１に印加される。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４はオフ状態であり、巻線Ｎ２２に生じた電圧が、ダイオードＤＳ２，平滑リアクトルＬを介して直流電源Ｖ２に印加され、直流電源Ｖ２にエネルギーが供給される。また、巻線Ｎ２１，Ｎ２２に生じた電圧が、ダイオードＤＳ２，ＤＳ３を介してクランプコンデンサＣｃに印加され、クランプコンデンサＣｃは充電される。

このモードｆは、モードａの対称動作である。以降、モードｂ〜ｅの対称動作の後、モードａへ戻るため容易に理解できると考えるので詳細な説明は省略する。

（Ｖ１←Ｖ２：逆電送）
図４は、実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの順電送時の動作を説明する回路図である。以下、この図４を参照しながら順電送時の動作を詳細に説明する。ただし、図４において、（Ａ）〜（Ｈ）は、モードＡ〜Ｈを表す。

（モードＡ）
まず、モードＡでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオン状態、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフ状態である。直流電源Ｖ２の電圧が、巻線Ｎ２１，Ｎ２２，スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を介して平滑リアクトルＬに印加され、直流電源Ｖ２のエネルギーを平滑リアクトルＬに蓄積している。

また、スイッチＳＷ１，スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４がオフ状態、スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３がオン状態である。共振リアクトルＬｒには、共振コンデンサＣｒ，ダイオードＤＨ１，ＤＨ４，スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３，巻線Ｎ１を通る電流が流れている。このとき、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４としてＭＯＳＦＥＴを用いている場合は、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をオン状態にすれば同期整流となる。

（モードＢ）
スイッチング素子Ｓ２をオフすると、スイッチング素子Ｓ２を流れていた電流は、ダイオードＤＳ４を流れてクランプコンデンサＣｃを充電する。このとき、スイッチング素子Ｓ４をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。

巻線Ｎ２１，Ｎ２２には、クランプコンデンサＣｃの電圧が印加され、巻線Ｎ１に電圧が生じる。この巻線Ｎ１の電圧は共振リアクトルＬｒに印加され、共振リアクトルＬｒの電流は増加していく。

また、平滑リアクトルＬに蓄積されたエネルギーは放出されていく。

（モードＣ）
スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３をオフすると、スイッチング素子Ｈ２，Ｈ３を流れていた電流は、ダイオードＤＨ４，巻線Ｎ１，共振リアクトルＬｒ，共振コンデンサＣｒ，ダイオードＤＨ１，ダイオードＤ１を通り、直流電源Ｖ１へ流れ、直流電源Ｖ１にエネルギーが供給される。このとき、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４をオンさせる（ゼロ電圧スイッチング）。

（モードＤ）
共振リアクトルＬｒの電流の増加に伴い、クランプコンデンサＣｃの充電電流は減少していき、やがて放電に転じる。

（モードＥ）
スイッチング素子Ｓ４をオフすると、スイッチング素子Ｓ４に流れていたクランプコンデンサＣｃの放電電流はダイオードＤＳ２を導通する。このとき、スイッチング素子Ｓ２をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。

巻線Ｎ２１，Ｎ２２には、クランプコンデンサＣｃの電圧ＶＣｃが印加されなくなるため、巻線Ｎ１に電圧が生じなくなり、共振リアクトルＬｒには、直流電源Ｖ１の電圧が印加され、共振リアクトルＬｒの電流は減少していく。

また、モードＡと同様に、直流電源Ｖ２のエネルギーを平滑リアクトルＬに蓄積していく。

（モードＦ）
共振リアクトルＬｒの電流の減少に伴い、スイッチング素子Ｓ２の電流の向きが反転する。

（モードＧ）
スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４はオン状態、スイッチＳＷ１はオフ状態であるから、共振リアクトルＬｒの電流がさらに減少しゼロに達すると、まず、ダイオードＤ１が逆導通し、共振リアクトルＬｒには、モードＦと逆向きの電流が流れる。

（モードＨ）
ダイオードＤ１が逆回復すると、このダイオードＤ１の逆導通中に蓄積された共振リアクトルＬｒの電流は、ダイオードＤＨ２，ＤＨ３を導通し、ダイオードＤＨ２，ＤＨ３，共振コンデンサＣｒ，巻線Ｎ１，スイッチング素子Ｈ１，Ｈ４を流れる。このとき、共振コンデンサＣｒには電荷が蓄積されており、共振リアクトルＬｒの電流を増加させる向きに電圧を生じており、共振リアクトルＬｒの電流は徐々に増加していく。

このモードＨは、モードＡの対称動作である。以降、モードＢ〜Ｇの対称動作の後、モードＡへ戻るため容易に理解できると考えるので詳細な説明は省略する。

上記のモードＡ（Ｈ）の期間中に、ダイオードＤＨ２（ＤＨ１），ＤＨ３（ＤＨ４）は逆回復している。しかしながら、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４として、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードのように逆回復特性が比較的遅いダイオードを用いている場合には、この期間中に逆回復しない場合がある。モードＡの期間中に、ダイオードＤＨ２，ＤＨ３が逆回復しない場合は、モードＢの期間中に逆回復すれば、上記で説明した動作と同様となる。
モードＢの期間中にも逆回復しない場合には、逆回復次第モードＣの動作に移行する。しかしながら、モードＢからモードＣの動作への移行を遅らせると、出力電力が増加する場合がある。この場合には、出力電力を所望の値に容易に調整するために、モードＢの期間が終わるまでにダイオードＤＨ２，ＤＨ３を逆回復させるのがよい。このために、次に述べるようにダイオードＤ１と並列に静電容量成分を付加する方法がある。

また、モードＡ（Ｈ）において、ダイオードＤ１と並列に静電容量成分を有する場合には、ダイオードＤ１が逆回復した後に、この静電容量成分を充電する電流が流れる。この充電電流が流れる期間にも共振リアクトルＬｒに電流が蓄積される。例えば、ダイオードＤ１と並列にコンデンサを接続すれば、モードＡ（Ｈ）における共振リアクトルＬｒの電流を増加することができる。この共振リアクトルＬｒの電流の増加は、ダイオードＤＨ２（ＤＨ１），ＤＨ３（ＤＨ４）の逆回復を促進する効果がある。

しかしながら、モードＡ（Ｈ）において、共振リアクトルＬｒの電流が大きくなると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンがゼロ電圧スイッチングになりにくくなる場合がある。モードＡにおいて、共振リアクトルＬｒの電流すなわち巻線Ｎ１の電流が大きいと、巻線Ｎ１，Ｎ２１，Ｎ２２が磁気結合していることから、巻線Ｎ２１とスイッチング素子Ｓ１の電流よりも、巻線Ｎ２２とスイッチング素子Ｓ２の電流の方が、より小さくなる。モードＢでは、スイッチング素子Ｓ２が遮断した電流がクランプコンデンサＣｃの充電電流となる。したがって、この遮断電流が小さくなると、モードＢ，ＣにおけるクランプコンデンサＣｃの充電電流が小さくなり、モードＤにおけるクランプコンデンサＣｃの放電電流も小さくなる。モードＥでは、クランプコンデンサＣｃの放電電流をスイッチング素子Ｓ４が遮断することにより、この電流をダイオードＤＳ２へ転流させて、スイッチング素子Ｓ２のオンのゼロ電圧スイッチングを実現しているからである。

そこで、モードＡ（Ｈ）における共振リアクトルＬｒの電流を比較的大きくしても、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンがゼロ電圧スイッチングになりやすくする方法として、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率の上限を、入力電圧すなわち直流電源Ｖ２の電圧に応じて変化させる方法がある。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率を大きくすると、出力電力の増加と共に、クランプコンデンサＣｃの電圧の上昇を招く。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４には、クランプコンデンサＣｃの電圧が印加されるから、この電圧の上昇はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の破壊を招く場合がある。このため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率には上限を設け、このオン時間比率を上限で動作させても出力電力が足りない場合には、オン時間比率を上限とした状態でモードＢの期間を長くすることで出力電力を得る。このとき、出力電力はモードＢの期間の長さで調整を行う。なお、モードＢの期間の長さをゼロ、すなわちモードＢにおいてスイッチング素子Ｓ２をオフするタイミングとほぼ同時にモードＣにおいてスイッチング素子Ｈ２，Ｈ３をオフさせても十分な出力電力が得られる場合には、モードＢの期間の長さを例えばゼロに固定した状態で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率を調整して、出力電力を調整しても良い。

しかしながら、出力電力を得るためにモードＢの期間を長くすると、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンがゼロ電圧スイッチングになりにくくなる場合がある。モードＢにおいて、巻線Ｎ１に生じた電圧は、ほぼ全て共振リアクトルＬｒに印加されるため、共振リアクトルＬｒの電流は急速に増加する。したがって、クランプコンデンサＣｃの充電電流は急速に減少し、モードＢ〜Ｃにおける充電電荷量が少なくなることから、モードＤにおけるクランプコンデンサＣｃの放電電流も小さくなる。モードＥでは、クランプコンデンサＣｃの放電電流をスイッチング素子Ｓ４が遮断することにより、この電流をダイオードＤＳ２へ転流させて、スイッチング素子Ｓ２のオンのゼロ電圧スイッチングを実現しているからである。

上述の、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率を上限に固定し、モードＢの期間の長さを調整して出力電力を調整し、所望の出力電力を得ている場合は、オン時間比率の上限を引き上げることにより、モードＢの期間を短くしても所望の出力電力が得られるため、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンがゼロ電圧スイッチングになりやすくできる。このとき、クランプコンデンサＣｃの電圧の上昇によるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の破壊を防ぐためには、入力電圧すなわち直流電源Ｖ２の電圧の減少に伴って、オン時間比率の上限を引き上げるようにすればよい。オン時間比率を固定した場合、クランプコンデンサＣｃの電圧は、入力電圧すなわち直流電源Ｖ２の電圧に概略比例するからである。

このように、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４の逆回復を促進するために、モードＡ（Ｈ）における共振リアクトルＬｒの電流を比較的大きくしても、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間比率の上限を、入力電圧すなわち直流電源Ｖ２の電圧に応じて変化させるようにすることで、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオンがゼロ電圧スイッチングになりやすくすることができる。

以上、説明したように、実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、順電送時はスイッチＳＷ１をオン状態に保ち、逆電送時はスイッチＳＷ１をオフ状態に保つことが最大の特徴である。これにより逆電送時は、ダイオードＤＨ１〜ＤＨ４として、高耐圧ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードのように逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードＤ１が、直流電源Ｖ１や平滑コンデンサＣ１からダイオードＤＨ１〜ＤＨ４への電力の逆流を防ぎ、効率的な逆電送が可能である。これにより、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４とダイオードＤＨ１〜ＤＨ４として、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴとそのボディダイオードを用いても、効率的な逆電送が可能である。

その他の特徴は、実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４とダイオードＤＨ１〜ＤＨ４が、実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング回路１１のスイッチング・整流素子に相当することに留意すれば、実施例１と同様であり、詳細な説明は省略する。

また、この実施例２では、電圧型フルブリッジ回路と電流型センタタップ回路の組合せとしたが、電圧型センタタップ回路や、ハーフブリッジ回路，電流型フルブリッジ回路，カレントダブラ回路の組合せであっても同様の構成，効果を有することは当然である。

図５は、本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、その両端に接続された直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２との間で電力の授受を行う。

図５において、平滑コンデンサＣ１は直流電源Ｖ１に接続され、平滑コンデンサＣ２は直流電源Ｖ２に接続されている。スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を直列接続した第１のスイッチングレッグは、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に接続される。このダイオードＤ１は、第１のスイッチングレッグから直流電源Ｖ１へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ１から第１のスイッチングレッグへは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤ１にはスイッチＳＷ１が並列接続されている。スイッチング素子Ｈ２の両端間に、巻線Ｎ１と共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒとが直列接続されている。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を直列接続した第２１のスイッチングレッグは、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２に接続される。このダイオードＤ２は、第２１のスイッチングレッグから直流電源Ｖ２へは電力を流し、逆に直流電源Ｖ２から第２１のスイッチングレッグへは電力を流さない向きに接続され、ダイオードＤ２にはスイッチＳＷ２が並列接続されている。スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を直列接続した第２２のスイッチングレッグは、第２１のスイッチングレッグに並列接続される。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列接続点と、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の直列接続点との間に、巻線Ｎ２が接続されている。トランス２は、巻線Ｎ１，Ｎ２を磁気結合している。

スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２，Ｓ１〜Ｓ４には、それぞれ逆並列ダイオードＤＨ１，ＤＨ２，ＤＳ１〜ＤＳ４が接続されている。ここで、これらのスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、逆並列ダイオードとしてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを利用することができる。

実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。順電送時には、スイッチＳＷ１をオン状態に保ち、スイッチＳＷ２をオフ状態に保つ。スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２を相補にオンオフ動作させ、共振コンデンサＣｒと共振リアクトルＬｒを通して巻線Ｎ１に交流の共振電流を流す。ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４は、巻線Ｎ２に生じた誘導電流を整流し、ダイオードＤ２を介して直流電源Ｖ２に電力が供給される。

このとき、ダイオードＤＳ１〜ＤＳ４として逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードＤ２が、直流電源Ｖ２や平滑コンデンサＣ２からダイオードＤＳ１〜ＤＳ４への電力の逆流を防ぎ、効率的な順電送が可能である。これにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とダイオードＤＳ１〜ＤＳ４として、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴとそのボディダイオードを用いても、効率的な順電送が可能である。

次に、逆電送時には、スイッチＳＷ２をオン状態に保ち、スイッチＳＷ１をオフ状態に保つ。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を相補にオンオフ動作させるとともに、スイッチング素子Ｓ４，Ｓ３をそれぞれスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に同期させてオンオフ動作させ、巻線Ｎ２に交流の共振電流を流す。巻線Ｎ１に生じた誘導電流は、共振コンデンサＣｒと共振リアクトルＬｒを通り、ダイオードＤＨ１，ＤＨ２により整流され、ダイオードＤ１を介して直流電源Ｖ１に電力が供給される。

このとき、ダイオードＤＨ１，ＤＨ２として逆回復特性が比較的遅い素子を用いても、逆回復特性が比較的速いダイオードＤ１が、直流電源Ｖ１や平滑コンデンサＣ１からダイオードＤＨ１，ＤＨ２への電力の逆流を防ぎ、効率的な逆電送が可能である。これにより、スイッチング素子Ｈ１，Ｈ２とダイオードＤＨ１，ＤＨ２として、例えば高耐圧ＭＯＳＦＥＴとそのボディダイオードを用いても、効率的な逆電送が可能である。

一般的にダイオードは、耐電圧を高くすると逆回復特性が悪くなる傾向にある。この実施例３では、直流電源Ｖ１と直流電源Ｖ２の両方の電圧が比較的高く、ダイオードＤＨ１，ＤＨ２，ＤＳ１〜ＤＳ４の全ての耐電圧が比較的高い場合にも、直流電源Ｖ１，Ｖ２からの電力の逆流を防ぎ、双方向に高効率な電力変換が可能となる。

ダイオードＤ１，Ｄ２，スイッチＳＷ１，ＳＷ２による効果は、前述の実施例１や実施例２と同様であるので詳細な説明は省略する。

また、この実施例３では、シングルエンドプッシュプル回路とフルブリッジ回路の組合せとしたが、ハーフブリッジ回路や、センタタップ回路の組合せとして構成することも可能である。

このように本発明は、絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電圧型回路が備えた平滑コンデンサとスイッチング回路との間に、逆並列ダイオードを備えたスイッチを挿入することで、本明細書中に示した効果を得るものであり、電圧型回路を備えた多くの絶縁型の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに適用できることは当然である。

以上、説明したように本発明は、絶縁機能を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ全般に適用することが可能である。

１ 制御手段
２，３ トランス
１１，１２ スイッチング回路
２１，２２ 電圧センサ
３１，３２ 電流センサ
Ｖ１，Ｖ２ 直流電源
Ｒ１，Ｒ２ 負荷
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｌ 平滑リアクトル
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｃｃ クランプコンデンサ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ２１，Ｎ２２ 巻線
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ
Ｈ１〜Ｈ４，Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，ＤＨ１〜ＤＨ４，ＤＳ１〜ＤＳ４ ダイオード

Claims (4)

1. 第１の平滑コンデンサが並列接続された第１の直流電源の電力を直流端子間に入力し，該電力を交流に変換して交流端子間から１次巻線に供給する第１のスイッチング回路と，
   第２の平滑コンデンサが並列接続された第２の直流電源の電力を直流端子間に入力し，該電力を交流に変換して交流端子間から２次巻線に供給する第２のスイッチング回路と，
   前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと，
   前記第１，第２の直流電源の間で電力を授受するように前記第１，第２のスイッチング回路を制御する制御手段と，を備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて，
   前記第１のスイッチング回路は，スイッチング素子Ｈ１とスイッチング素子Ｈ２とを直列接続した第１のスイッチングレッグと，スイッチング素子Ｈ３とスイッチング素子Ｈ４とを直列接続し，かつ前記第１のスイッチングレッグに並列接続された第２のスイッチングレッグと，を備え，前記第１のスイッチングレッグの両端間を直流端子間とし，前記スイッチング素子Ｈ１と前記スイッチング素子Ｈ２との直列接続点と，前記スイッチング素子Ｈ３と前記スイッチング素子Ｈ４との直列接続点との間を交流端子間とし，
   前記制御手段は，前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ電力を送る場合に，前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３とのオン状態を保つモードＡと，前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３とのオン状態を保ったまま，前記第２のスイッチング回路が備えたスイッチング素子の状態を切り替えて前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給するモードＢと，を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において，
   前記制御手段は，前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給したまま，前記スイッチング素子Ｈ２と前記スイッチング素子Ｈ３とをターンオフすることを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２のいずれかにおいて，
   前記制御手段は，前記モードＢの期間の長さを変化させることにより，前記第２の直流電源から前記第１の直流電源へ送る電力の大きさを調整することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて，
   前記第２のスイッチング回路は，前記第２の直流電源に流れる電流を平滑する平滑リアクトルを備え，前記第２のスイッチング回路が備えたスイッチング素子の状態を切り替えて前記第２の直流電源の電力を前記２次巻線に供給するときに，前記平滑リアクトルに蓄積した前記第２の直流電源のエネルギーを放出することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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