CN102959840A

CN102959840A - 电压转换器

Info

Publication number: CN102959840A
Application number: CN2011800323820A
Authority: CN
Inventors: A·克劳泽
Original assignee: Brusa Elektronik AG
Current assignee: Brussahapur
Priority date: 2010-06-29
Filing date: 2011-06-28
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2031-06-28
Also published as: JP2013530673A; EP2589136B1; US8693214B2; CN102959840B; WO2012001627A3; US20130107581A1; JP5851501B2; EP2589136A2; KR20130126580A; WO2012001627A2

Abstract

一种电压转换器（1a至1g），特别是一种用于将输入交流或直流电压（U_E）转换成输出直流电压（U_A）的谐振转换器。在次级侧，第一次级电容器（CS1）在变压器（TR1）的次级部分绕组（WS1、WS2）之间切换。而且，在次级侧，设置有第一次级全桥整流器（GS1），以提供输出直流电压（U_A），其输入部连接至变压器（TR1）的每一个次级部分绕组（WS1、WS2），从而在第一次级全桥整流器（GS1）的输入部处形成包括次级部分绕组（WS1、WS2）和第一次级电容器（CS1）的串联连接。最后，该电压转换器（1a至1f）包括与第一次级全桥整流器（GS1）并联切换的第二次级全桥整流器（GS2），以提供输出直流电压（U_A），其中，第一次级电容器（CS1）被切换至第二次级全桥整流器（GS2）的输入部。

Description

电压转换器

本申请要求2010年6月29日提交的在先美国临时申请no.61/359793的优先权，并且作为其非临时申请；本申请还要求2010年6月29日提交的在先欧洲申请no.EP10167766的优先权；通过引用将欧洲申请no.EP10167766和美国申请no.61/359793的全部内容直接并入于此用于所有目的和用途，如同在此进行同样的阐述一样。

本发明涉及用于将输入交流或直流电压转换成输出直流电压的电压转换器，该转换器包括至少一个初级绕组和至少两个次级部分绕组，以及用于从输入交流电压在初级绕组中生成交流电压的装置，其中，初级绕组中的交流电压具有比输入交流电压更高的频率。

在交流电流网络中使用的并且在输出部生成直流电压的有效电压转换器必须满足许多国际标准化法规，以便确保它们不干扰其它装置的操作或者不会对电源电压质量具有不良影响。特别地对于诸如对电动车辆的装置进行充电所需的千瓦特范围下的高输出来说，特别重要的是，电源输入电流中的谐波含量要小。

在理想情况下，网络中的电压转换器如同电阻，即，由网络获得的电流在时间上每一刻都与输入电压成比例。如果输入电压是正弦的（通常都是这种情况），则所获得的电流也应当完全是正弦的并且不包含任何其它谐波。

然而，许多用户并不像欧姆电阻一样运行，而是包含电感分量和电容分量。例如，如果在没有进一步措施的情况下经由整流器将电容器连接至交流电压网络，则电流以短脉冲的形式获得，由此包含许多谐波。

为了防止这种情况，在整流器与电容器之间频繁地切换功率因数校正（PFC）电路。在简单情况下，这是升压（boost）转换器，其被控制成使得通过网络获得的电流如同电网电压，即，在形状上通常是正弦的。

具体来说，电动车辆中的充电装置需要如下附加需求：它们应当较小、轻以及鲁棒性，但尽管如此，仍需基本没有任何损耗地将从网络获得的能量馈送至电池。出于安全和电磁兼容性（EMC）原因，应当为在网络与电池之间的电位隔离进行准备。

由于这些需求，因而，一个常见目标是省略附加PFC阶段。另外，该电压转换器应当尽可能简单地构成，并且使得实现有效的能量转换。经常性地，这些重量轻和构造尺寸小的需求仅可以通过利用高时钟频率来满足。然而，这意味着功率半导体元件中切换损耗的增加。为了避免这种情况，有利地使用“谐振拓扑”，其中，谐振电路使得实现半导体元件的无电流切换或无电压切换，从而产生比较小的切换损耗。

这种电压转换器例如根据DE 27 16 445是已知的，DE 27 16 445公开了用于将输入直流电压转换成输出直流电压的DC/DC谐振转换器。这里，全桥逆变器连接至变压器的每一个初级部分绕组。在该初级部分绕组之间切换电容器，导致位于该全桥逆变器的输出部处的、由初级部分绕组与电容器构成的串联连接。另外，该连接包括全桥整流器，其中，全桥整流器的输入部被切换至第一电容器，并且其输出部连接至全桥逆变器的输入部。在次级侧设置有中心点整流器，其根据逆变电压再次生成输出直流电压。

而且，EP 2 144 359A2示出了在其输入部处具有电桥的谐振DC/DC转换器，该转换器具有至少两个输出部。另外，该转换器包括具有谐振电感和谐振电容的谐振电路。而且，该转换器包括变压器，变压器的初级绕组连接至电桥，而其次级绕组连接至整流器。该转换器还包括处于谐振电路下游的升压级。通过附加切换元件，可以将该谐振电路短接，从而在谐振电感中存储能量，存储的能量在将该切换部件打开时被再次释放。

这些和其它电路的缺点在于，当在经整流的交流网络中操作时，它们产生电流谐波，因为在它们的作为降压（buck）转换器的电容中，仅在由变压器绕组比所变换的输入电压大于输出电压时它们才主要地操作。否则，在电源交流电压的零交叉区域中产生比较宽的“电流短缺”（current shortfall）。

因此，在本发明的范围内，提出了一种改进的电压转换器，特别是一种甚至针对比较低的输入电压来传送功率并由此在电流中仅生成少量谐波含量的电压转换器。

根据本发明，这种需求通过在本申请开始处提到的电压转换器来满足，该电压转换器附加地包括：

第一次级全桥整流器，其输入部连接至变压器的每一个次级部分绕组的每一个第一端子，并且在其输出侧用于提供输出直流电压，

第一次级电容器，其在次级部分绕组的每一个第二端子之间切换，以使由次级部分绕组与第一次级电容器构成的串联连接被切换至第一次级全桥整流器的输入部，以及

第二次级全桥整流器，其与第一次级全桥整流器并联切换，其中，第二次级全桥整流器的输入部具有第一次级电容器和切换至其的每一个次级部分绕组的第二端子，并且其中，其输出部按同极方式连接至第一次级全桥整流器的输出部。

利用根据本发明的办法，次级部分绕组可以经由第一次级整流器和电容器串联地或者经由第二次级整流器并联地起作用。

由此明显地减少了输入电压的零交叉周围的电流短缺，因为输入与输出电压之间的变压比由于次级部分绕组的并联切换而实际上被翻倍。对于更高的输入电压来说，并联连接附加地有效，以使损耗没有显著增加以及脉冲的衰减时间也没有明显增加。

一个特别的优点是，实现次级部分线圈的串联切换与并联切换之间的转换，而不需要附加装置，即，不需要提供控制信号。对于由第一次级电容器处的电压触发的转换来说，其由于次级部分绕组上的交流电压而永久性地被再充电，由此导致周期性转转。关于这点，应注意到，术语“开关”、“切换”以及“可切换地”在此用于指示通过电路中断开关以及电流方向转换/逆转的物理切换。因此，“开关”、“切换”以及“可切换地”在适用的情况下还被理解为“转换”。

因而，与根据本领域已知的电路相比，电流短缺的持续时间实际上被减半，其明显地减少了谐波，并且是朝向满足“功率因数校正”需求的重要一步。

在附属权利要求以及在结合附图阅读的说明书中，对本发明的有利设计和进一步实施进行了概述并且实际上进行了公开。

有利的是，该变压器包括两个初级绕组，以及用于在该初级绕组中生成交流电流的装置由以下部件形成：

用于整流输入交流电压的第一初级全桥整流器或中心点整流器，

关联全桥逆变器，其输出部连接至变压器的每一个初级部分绕组，

在初级部分绕组之间切换的第一初级电容器，从而在全桥逆变器的输出部处形成由初级部分绕组与第一初级电容器构成的串联连接，以及

反向并联地切换至全桥逆变器的第二初级全桥整流器，其中，其输入部具有切换至其的第一初级电容器，并且其中，其输出部连接至全桥逆变器的输入部。

这样，在初级侧形成了谐振电路，该电路使得逆变器的晶体管在不需要电功率的情况下实现地切换。因而，该电路在操作上具有高能效，并且显示了良好的EMV行为。

而且，如果设置有第一控制变压器来驱动全桥整流器是有利的。用于晶体管的控制信号是对称的，这是因为相应对角布置的晶体管分别被导通和断开。通过在考虑极性的情况下将控制变压器的次级侧线圈连接至晶体管的控制输入部，可以以相对简单的技术方式来驱动逆变器。

如果第一次级全桥整流器的输入部经由由第二次级电容器和至少一个切换元件构成的串联连接来连接，则尤其有利。利用本发明的这种变型例，次级部分绕组周期性地短路，从而变压器的漏电感充当升压转换器扼流圈。第二次级电容器可以被视为“虚拟负载”，其在次级整流器由于过高的输出电压而停止导电时变得有效。这样，即使次级侧整流器真正地导致电流短缺，电流也仍将流动。因而，以最佳可能方式满足了PFC功能。由于第二次级电容器导致形成另一谐振电路，因而在很大程度上能够避免升压转换器级中的切换损耗，这是因为通过开关的电流在其打开之前可以衰减至零。

如果第一次级全桥整流器的输入部经由由第二次级电容器和两个晶体管构成的串联连接来连接也特别有利，每一个晶体管都具有分别反向并联连接的内部或外部二极管，其中，晶体管的正向偏压方向彼此相对。利用本发明的这种变型例，前述实施方式的切换元件通过两个晶体管来形成，每一个晶体管都具有反向并联切换的内部或外部二极管。由此，可以在高频下实现切换。

对最后两个提到的变型例来说，如果设置有第二控制变压器以分别驱动切换元件/晶体管是有利的。通过在考虑极性的情况下将控制变压器的次级侧线圈连接至晶体管的控制输入部，可以以相对简单的技术方式来实现对它们的驱动（如上述针对逆变器进行说明的）。

如果根据本发明的电压转换器包括适于在第一和/或第二整流器无效时将切换元件/晶体管至少间或地驱动成导通状态的控制器，则尤其有利，。如所提到的，当次级部分绕组短路时，变压器的漏电感充当升压转换器扼流圈。有利的是，控制器监测出现的可操作状态，其中，次级侧整流器或多个整流器因过高的输出电压而停止导通。如果针对这种状态的先决条件存在（例如，过低的输入电压），则将切换元件/晶体管驱动成导通状态，允许电流仍然通过次级侧绕组。有利的是，在时间上利用初级侧逆变器驱动切换元件/晶体管。为了检测所述可操作状态的可能发生，可以测量流过第一和/或第二次级整流器的电流。然而，还可行的是，测量输入和输出电压，并且在输入和输出电压达到临界值时将切换元件/晶体管驱动成导通状态。于是，在对于次级绕组的串联连接与并联连接之间不存在转换的切换变型例来说，U_E＜U_A/ü为真，或者对于次级绕组的串联连接与并联连接之间存在转换的切换变型例来说，U_E＜U_A/2ü为真时，切换元件或晶体管被驱动成导通状态。在这种情况下，U_E是输入电压，U_A是输出电压，而是变压器的变压比。

如果自耦变压器的中心抽头（tap）连接至第一初级整流器的输出部，并且其端抽头可以经由切换元件可选地切换至初级部分绕组和第一初级电容器的串联连接，或者切换至中间电路的正电位，也特别有利。如果自耦变压器的端抽头被切换至初级部分绕组与第一初级电容器的串联连接，则通过自耦变压器向上变换的输入电压位于中间电路两端。然而，如果自耦变压器的端抽头被切换至中间电路的正电位，则仅输入电压位于中间电路两端。这样，即使电源电压或输入电压较低，仍可以有高电源电流或输入电流流动。如果不存在对增加的功率的需要，则将变压器绕组切换至中间电路的正电位。接着，并联切换的两个部分绕组充当输入侧滤波扼流圈。有利的是，这种切换变型例不需要另外的半导体器件，这是因为通常与逆变器或MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）中的体二极管一起使用的IGBT（绝缘栅极双极晶体管）的并联二极管代替了半导体器件，其由此用于双重目的。

上述绕组转换并非必须与自耦变压器的使用相关联。还可行的是，设置电位隔离变压器来代替自耦变压器。这样，也可以在电源侧或输入侧与中间电路之间实现电位隔离。

在本发明的又一优选实施例中，附加第一初级电容器与第一初级电容器可切换地并联连接，附加第一次级电容器与第一次级电容器可切换地并联连接，并且附加第二次级电容器与第二次级侧电容器可切换地并联连接。这是本发明的另一变型例，即使电源电压或输入电压较低，该变型例允许高电源电流或输入电流，而不需要较重且体积庞大的自耦变压器。

如果所使用的变压器是漏磁场变压器，则是有利的。由此，在初级侧与次级侧之间实现了松耦合。漏磁场变压器的漏电感与其主电感串联时有效，并由此大致确定谐振转换器的谐振频率。

最后，如果所使用的变压器是具有刚性耦合的变压器，并且与其初级绕组串联地设置附加外部扼流圈和/或与其次级绕组串联地设置附加外部扼流圈，则是有利的。可以使用具有刚性耦合的变压器代替漏磁场变压器。因为其主电感和漏电感比较小，所以有利的是，与变压器的初级和/或次级绕组串联地设置分离扼流圈，以固定谐振转换器的谐振频率。

上述设计和进一步实施例可以按随机方式组合。本说明书以及所附权利要求书的读者，参照附图应当明白，术语“连接（connected）”和“连接（connection）”在与电路元件相关地使用时指对电流流动敏感的电气连接。

下面，参照在附图的示意图中指示的实施例，对本发明进行详细说明，其中，

图1示出了现有技术电压转换器；

图2示出了图1中描述的电压转换器中突出显示的电流路径的部分；

图3示出了图1中描述的电压转换器的输入电压和输入电流；

图4示出了电压转换器的第一变型例；

图5示出了图4中描述的电压转换器中突出显示的电流路径的部分；

图6示出了图4中描述的电压转换器的输入电压和输入电流；

图7示出了电压转换器的第二变型例；

图8示出了电压转换器的第三变型例；

图9示出了图8中描述的电压转换器的输入电压和输入电流；

图10示出了针对相对于输出电压的极小电源电压，初级和次级电容器两端的电压和通过图8所示电压转换器的变压器的初级电流的随时间的变化；

图11和图10一样，但具有稍高的电源电压；

图12和图10一样，但具有相对于输出电压更高的电源电压；

图13示出了电压转换器的第四变型例，以及

图14示出了图13中描述的电压转换器中突出显示的电流路径的部分，

图15和图4一样，但具有刚性耦合的变压器和处于电压转换器的初级侧处的分离的扼流圈，

图16和4一样，但具有处于电压转换器的次级侧处的分离的扼流圈；

图17示出了本发明的具有附加可切换电容器的实施例，

图18和图7一样，但具有连接至晶体管的控制器，

图19和图8一样，但具有连接至控制变压器的控制器，以及

图20和图13一样，但具有电位隔离变压器来代替自耦变压器。

在附图中，相同和相似部件用相同的标号标记，并且具有相似功能的部件和特征（只要没有特别注明）用相同标号但不同的下标来标记。

图1示出了采用谐振转换器1a的形式的现有技术电压转换器，其用于将输入交流电压U_E转换成输出直流电压U_A，该转换器基于从DE 2716445获知的谐振转换器。

该电路示出了用于整流输入交流电压U_E的第一初级全桥整流器GP1（但也可以是中心点整流器），该整流器向中间电路电容器CZ馈电。连接至第一初级全桥整流器GP1的是全桥逆变器WR1，其输出部连接至变压器TR1的每一个初级部分绕组WP1、WP2。第一初级电容器CP1在初级部分绕组WP1之间切换，导致在全桥逆变器WR1的输出部处的由初级部分绕组WP1、WP2与第一初级电容器CP1构成的串联连接。反向并联地切换至全桥逆变器WR1的是第二初级全桥整流器GP2，其输入部具有切换至其的第一初级电容器CP1，并且其输出部连接至全桥逆变器WR1的输入部。另外，图1所示电路包括第一次级全桥整流器GS1，其输入部连接至变压器TR1的每一个次级部分绕组WS1、WS2，并且在其输出侧上提供输出直流电压U_A。最后，在输出侧上设置有滤波电容器CA。

下面参照图2对图1所示谐振转换器1a的功能进行详细说明，图2示出了图1所示的谐振转换器1a的包括电流路径的部分。这里的和下面的说明总是基于稳态条件。

就是说，在周期的开始，以电压U_CP1＝U_CZ对第一初级电容器CP1充电，并且电流为零。全桥逆变器WR1的晶体管T1中的左下侧晶体管和右上侧晶体管接着被激活。基于基尔霍夫第二定律（网格规则），两个初级绕组WP1、WP2处的电压为U_WP1＝U_WP2＝U_CZ，以使现在开始流动的电流对第一初级电容器CP1再充电。对应电流路径在图2中被绘制为粗线。

在再充电操作结束时，第一初级电容器CP1两端的电压为U_CZ，并且其极性翻转。然而，在该时间点，谐振电路中的电流通常继续流经通过左下方和右上方二极管DP2的虚线所示的电流路径，直到存储在变压器TR1的漏磁场中的能量已经传送至滤波电容器CA为止。这标志着半个周期的结束。通过从全桥逆变器WR1的晶体管T1中的左下方/右上方晶体管切换至右下方/左上方晶体管，在反向电流和电压条件下运行前述过程。这接着完成了整个周期，并且开始新的周期。可以在这些脉冲之间插入随机持续时间的暂停。

因而，在第一初级电容器CP1处形成了具有幅值U_CZ并且具有由谐振电路确定的频率/晶体管T1的切换频率的交流电压。应注意到，变压器TR1通常为漏磁场变压器，以便实现初级侧与次级侧之间的松耦合。漏电感在与所示的主电感WP1、WP1、WS1以及WS2串联时有效，并由在很大程度上确定谐振频率或上述脉冲的持续时间。

第二初级整流器GP2用于限制第一初级电容器CP1的电压。如果由于过冲，按所示极性的U_CP1升高为超过中间电路电压U_CZ，则第二初级整流器GP2的二极管DP2中的右下二极管和左上二极管开始导电，从而将理想二极管DP2的电压U_CP1限制成U_CP1=U_CZ。对于反向极性的U_CP1来说，对应地，第二初级整流器GP2的二极管DP2中的左下二极管和右上二极管开始导通，从而也按反向限制电压U_CP1（还参见图2中如虚线所示的电流路径）。这具有的效果是：存储在第一初级电容器CP1中的能量E总是完全地由中间电路的电压UZ的高度确定，并完全地随着每一个脉冲而传送至输出部：

E = 2 \cdot CP 1 \cdot U_{CZ}^{2} .

这意味着脉冲能量随着电压U_CZ的平方增加。如果上述周期按频率f重复，则所传送的功率P为

P = 4 \cdot f \cdot CP 1 \cdot U_{CZ}^{2} .

因而，输入部处的转换器如同电阻R，其值可以根据频率f改变：

P = \frac{U_{CZ}^{2}}{R}

R = \frac{1}{4 \cdot f \cdot CP 1} .

具体来说，如果输入电压为正弦的，则输入电流也是正弦的。

与第一初级电容器CP1两端的交流电压相对应地，经过第一初级电容器CP1并且还经过两个初级部分绕组WP1、WP2形成交流电流，该电流还经由变压器TR1以变压比

（在本实施例中，为简单起见，这被假定成为

）传送至次级部分绕组WS1、WS2。次级部分绕组WS1、WS2两端的电压现在由第一次级全桥整流器GS1整流、通过滤波电容器CA滤波，并接着可用作输出电压U_A。

然而，第一次级整流器GS1只有在次级部分绕组WS1、WS2两端的电压高于输出电压U_A时才导通。这就是为何在输出电压U_A的零交叉周围形成电流短缺，并且这些电流短缺随着输出电压U_A与输入电压U_E成比例地增加而增加，其中，第一变压器T1的变压比

也必须被考虑进来。

图3示出了在整个时间t中关联输入电压U_E和输入电流I_E，其中，半波持续达与典型电源频率f=50Hz相对应的10ms的时间。可以看出，对于

时电流短缺开始扩大，并且，如已经提到的，其随着输出电压U_A的增加而增加。但随着电流短缺的增加，输入电流中的谐波含量也增长，并且因而来自电源的不希望反冲也增加。

选择的变压器TR1的变压比

越大，所示的电流短缺会变小（正如将认识到的）。如果变压比被选择得大于

{\overset{\cdot \cdot}{u}}_{\max} \approx 2 \frac{U_{A}}{U_{E} (eff)},

则，电流脉冲会变得非常大，其明显地增加了功耗。而且，电流脉冲的衰减时间被延长，这降低了最大频率，并由此降低了最大功率。

为了减少这些缺点，图4中描绘的本发明的有利变型例示出了，第一次级电容器CS1在次级部分绕组WS1、WS2之间切换，从而在第一次级全桥整流器GS1的输入部处产生包括次级部分绕组WS1、WS2和第一次级电容器CS1的串联连接。另外，第一次级全桥整流器GS1与第二次级全桥整流器GS2并联地切换，第一次级电容器CS1切换至第二次级全桥整流器GS2的输入部，并且第二次级全桥整流器GS2的输出部与第一次级全桥整流器GS1的输出部连接。而且，在本发明的一个特别有利的变型例中，下面的公式应用于第一初级电容器CP1与第一次级电容器CS1之间的关系：

C_{S 1} = \frac{C_{P 1}}{{\overset{\cdot \cdot}{u}}^{2}} .

在实践中，为了补偿寄生效应和寄生电容，第一次级电容器CS1事实上可以被选择为大于上述公式指定的大约5-10%。

下面参照图5对图4的谐振转换器1b的功能进行详细说明，图5示出了图4所示谐振转换器1b中包括电流路径的部分。而且，下面的说明基于稳态条件。

在初级侧，电路1b针对图1所示电路保持无变化，这就是为何图1中给出的说明也应用于图4所示电路。在次级，假定第一次级电容器CS1首先被充电，如图5所示。电压U_WS1和U_WS2位于次级部分绕组WS1、WS2两侧。因此，在第一次级整流器GS1的左下方和右上方二极管DS1的两端形成电流（还参见如粗线绘制的电流路径）。该电流使得第一次级电容器CS1被再充电。如果现在的反向电压U_CS1上升到超过输出电压U_A，则第二次级整流器GS2的左上方和右下方二极管DS2变得导通。因而，沿虚线也形成电流路径。由此，可以认识到，两个部分绕组WS1、WS2不再串联地切换而现在是并联地切换，其中，有利的是，在不需要附加装置的情况下，即，不需要提供控制信号的情况下，实现切换。

在电压U_WS1和U_WS2在部分绕组WS1、WS2处改变了方向之后，在第二半波中发生几乎类似的续发事件，但是是以负的电压和二极管DS1和DS2两端的电流路径（其到目前为止是无效的）。接着，周期重新开始。

尽管与前述相同，对于U_E＜U_A/ü，未发生功率传送诺个，但是由于次级部分绕组WS1、WS2的主要并联效果，变压比可能实际上被翻倍，并且不会较大的增加损耗以及脉冲的衰减时间也不会变得太长。因而，与图1所示变型例相比，电流短缺的持续时间实际上被减半，其明显地减少了谐波。图6示出了对应电压和电流状况，其清楚地显示出，电流短缺已经显著减少。

应注意到，整流器GS1和GS2中的二极管DS1和DS2此时是以完全任意的方式分组。将二极管DS1和DS2视为并联切换的四个半桥是可行的。而且，还可行的是，将四个左手侧二极管指配给全桥整流器，而将四个右手侧二极管指配给另一个整流器。但电流的功能仍保持不变。

由于更小的电流短缺，因而可以减少电源电流I_E中的谐波含量，但在许多情况下其仍超出可容许的限制值。为了防止这种情况，即使对于非常小的输入电压（实际上下降至零），转换器也应当操作。因此，在本发明的进一步的实施例中引入了升压转换器功能，其在图7中进行了描述。

与图4所示电路相比，利用图7所示的电路，第一次级全桥整流器GS1的输入部经由由第二次级电容器CS2和至少一个切换元件构成的串联连接而彼此连接。具体来说，按所示方式，第一次级全桥整流器GS1的输入部经由由第二次级电容器CS2和两个晶体管T2、T3构成的串联连接而连接，每一个晶体管都包括反向并联切换的内部或外部二极管D5、D6。晶体管T2、T3的正向偏压方向彼此相对。

本发明的这个变型例的功能如下：

利用所示变型例，次级部分绕组WS1、WS2经由晶体管T2和T3而周期性地短路，使得变压器TR1的漏电感充当升压转换器扼流圈。第二次级电容器CS2还可以被视为“虚拟负载”，其在

|U_E|＜U_A/ü或者|U_E|＜U_A/2ü

时变为有效。

这样，即使在两个先前示出的变型例中存在电流短缺，也会继续有电流流动。由此，最佳地满足了PFC功能。

因而，即使对于电压源U_E处的小电压，输入侧上的电路1c也如同电阻R：

P = \frac{{U_{E}}^{2}}{R}

并且

R = \frac{1}{4 \cdot f \cdot C_{P 1}} .

利用第二次侧电容器CS2，由于形成另一个谐振电路可以在很大程度上避免升压转换器级中的切换损耗，这是因为通过半导体开关T2、T3的电流可以在它们打开之前下降至零。

附加第二次级电容器CS2的有利值为：

C_{S 2} = \frac{C_{S 1}}{4} = \frac{C_{P 1}}{4 {\overset{\cdot \cdot}{u}}^{2}}

实际上，第二次级电容器CS2可以比由上述公式指定的值大大约5-10%，以便补偿寄生效应和寄生电容。

图18示出了具有附加控制器CTR1的图7所示的电压转换器1c，该附加控制器控制晶体管T2与T3和逆变器WR的晶体管T1。

此时应注意到，还可以将升压转换器功能添加至图1所示电路1a。接着可以省略第二次级整流器GS2和第一次级电容器CS1。在这种情况下，电路更简单，然而，需要通过升压转换器功能桥接的电流短缺更大。

图8示出了的变型例，其中，初级和次级电源开关T1至T3由两个附加控制变压器TR2和TR3直接驱动。因为控制信号对称，所以仅仅控制变压器TR2和TR3的次级线圈需要连接至晶体管T1至T3的控制输入部。

所传送的电功率通常为：

P＝4·f·C_P1·U_E ²

其中，f指示逆变器WR1的分别地对角设置的晶体管T1的切换频率。转换器的功率由此与驱动频率直接成比例。为了防止控制变压器TR2和TR3在低频变得饱和，脉冲宽度可以相应地受到限制。

图19示出了具有附加控制器CTR2的图8所示的电压转换器1d，其通过控制变压器TR2和TR3来控制晶体管T2和T3以及逆变器WR的晶体管T1。

图9示出了控制信号的变化过程。高兴地看到，逆变器WR1或控制变压器TR2与TR3的切换频率比电源频率更高（注意：为了能够更好地例示切换频率，其被绘制成比其实际上更小的比例）。而且，可以清楚地认识到，控制变压器TR3以及之后的晶体管T2和T3仅仅在电源电压U_E的零交叉区域中有效，即，在满足下面的式子时有效：

|U_E|＜U_A/ü或者|U_E|＜U_A/2ü。

图10至12示出了针对三种不同操作条件在逆变器WR1的脉冲期间在电容器CP1、CS1以及CS2处的电压U_CP1、U_CS1和U_CS2以及初级电流I_P的典型变化。

在图10中，假定瞬时电源电压U_E比输出电压U_A小。在所示实施例中，选择60V作为针对电源电压U_E的瞬时值的示例，而选择160V作为输出电压U_A。可以看出，电容器CP1和CS1皆仅仅在60V电压量再充电，其中，U_CP1已经由第二初级整流器GP2限制，因为U_CP1在电流已经下降至零之前达到60V。另一方面，第二次级电容器CS2从-160V被再充电至+160V。这显示出，通过第二次级电容器CS2和晶体管T2和T3形成的升压转换器功能有效。

在图11中，仍然假定瞬时电源电压U_E比输出电压U_A小，但已经高于图10所示的情况。在所示实施例中，选择120V作为电源电压U_E的典型，而选择160V作为输出电压U_A。可以看出，这里第一初级电容器CP1处的电压量还受到第二初级整流器GP2的限制，同时，第一次级电容器CS1现在被充电到比120V的电压量多一点点。。第二次级电容器CS2再次从-160V被再充电至+160V，但按比在图10中明显更快的速率。由第二次级电容器CS2和晶体管T2和T3形成的升压转换器功能由此仍有效。

在图12中，现在假定瞬时电源电压U_E比输出电压U_A高。在所示实施例中，选择180V作为电源电压U_E的典型，而选择160V作为输出电压U_A。可以看出，第一次级电容器CS1处的电压量被第二次级整流器GS2限制成160V，同时第一初级电容器CP1被再充电到180V电压量，并且直到脉冲的最后才受第二初级整流器GP2的限制。在这种情况下，由第二次级电容器CS2和晶体管T2与T3形成的升压转换器功能已经被无效。

例如，如果针对240V电源电压形成转换器的尺寸，但转换器还应当操作在更低的电源电压（例如，在美国，通常是120V）下，则产生的功率由于“电阻特性”而明显较低；对于一半的电源电压来说，仅仅传送四分之一的功率。如果通过简单方式将低电源电压翻倍，则可以消除这种缺点。

图13示出了根据本发明的转换器1e的另一变型例，其中，自耦变压器TR4的中心抽头连接至第一初级整流器GP1的输出部，其端部抽头经由切换元件S1、S2（这里，经由线圈SP1驱动）可以选择性地切换至第一初级电容器CP1的初级部分绕组WP1、WP2的串联连接，或者切换至中间电路的正电位。

下面参照图14对这种附加变压器TR4的功能进行说明，其中，为更加清楚起见省略了第一逆变器WR1的晶体管T1，相反地，仅仅示出了反向并联体二极管DT1。这些体或并联二极管DT1使得（例如利用通常用于这种逆变器的MOSFET或IGBT）允许电流逆着针对晶体管T1设想的电流方向流动。如果这种二极管DT1不是固有地存在，则针对该电路的这种变型例将设置外部的反向并联二极管DT1，以使正常运转。

比方说，第一晶体管T1中的左下晶体管被接通，并且电压U_TR4a＝U_E位于自耦变压器TR4的左手侧部分绕组的两端。自耦变压器TR4的变压比优选为

从而产生对称的电压分布和右手侧部分绕组两端的电压U_TR4b=U_E。当然可以选择另一变压比

所施加的电压使得第一晶体管T1中的右上晶体管的体二极管DT1变得导通，结果使得中间电路电容器CZ两端的的输入电压U_E翻倍（还参见加粗绘制的电流路径）。这样，甚至针对一半电源电压U_E，转换器1e也能够传送其全部功率，从而允许相应的高电源电流流动。如图14所示，假若固有存在体二极管DT1或并联二极管DT1，则该切换变型例无需其它半导体器件。

如果不需要增加的功率，则将变压器绕组切换至中间电路的正电位。现在并联切换的两个部分绕组用作输入侧滤波扼流圈。

可以提供等值的电位隔离变压器TR5代替自耦变压器TR4，其初级侧连接至第一初级整流器GP1的输出部，并且其次级侧可以经由切换元件可选地切换至初级部分绕组WP1、WP2和第一初级电容器CP1的串联连接或者切换至中间电路的正电位（参见图20中的电压转换器1g，除了电位隔离变压器TR5以外其与图13的电压转换器1e相同）。

图15示出了图4已经示出的电压转换器1b的变型例。代替此变型例使用具有刚性耦合并由此具有低漏电感的变压器TR1，来代替先前使用的漏磁场变压器TR1和图4中未明确示出的关联固有存在的漏电感。为此，在电压转换器1b的图15所示变型例中设置分离的扼流圈L1和L2，以便形成与图2所示谐振电路类似的谐振电路。在这方面，图15还可以视为图4所示电压转换器1b的代表性变型例，其中，扼流圈L1和L2中的每一个都表示漏磁场变压器TR1的一半漏电感。

图16示出了具有分离扼流圈L3和L4的图4中已示出的电压转换器2b的次级侧。它们的目的可以与扼流圈L1和L2类似地从图15导出。因而，可以向刚性耦合的变压器TR1提供扼流圈L3和L4，或者它们可以表示漏磁场变压器TR1的固有存在的漏电感。

在这个实施例中，将扼流圈L3和L4示出为已耦合，先前在图15所示实施例中的扼流圈L1和L2也可以如此。扼流圈L1和L2/L3和L4的耦合例如可以通过将它们缠绕到一个芯体来实现，这能够形成完全小且简单的构造。

图17最终示出了本发明的采用转换器1f形式的变型例，其与图13的转换器1e相似即使针对一半电源电压U_E，也能够传送其全部功率，但是不需要变压器TR4。相反的，对第一初级电容器CP1补充有附加第一初级电容器CP1'，其可以通过由第二控制线圈SP2控制的第三开关S3而与第一初级电容器CP1并联切换。按类似方式，第一次级电容器CS1补充有附加第一次级电容器CS1'，其可以通过由第三控制线圈SP3控制的第四开关S4而与第一次级电容器CS1并联切换。最后，第二次级电容器CS2补充有附加第二次级电容器CS2'，其可以通过也由第三控制线圈SP3控制的第五开关S5而与第二次级电容器CS2并联切换。

如果开关S3至S5闭合，则所得电容加倍，从而由于

P＝I_E·U_E和P＝4·f·C_P1·U_F ²，

所以即使输入电压UE并且由此电压UCP1减半，通过变压器绕组WP1和WP2的电流也保持相同。注意，f并不指示由中间电路电容器CZ、第一初级电容器CP1以及初级部分绕组WP1、WP2构成的振荡电路的频率，而是指示逆变器WR1的切换频率。

参照图10、11以及12，还应注意到，如果输入电压U_E减小，则切换脉冲的长度减小，使得因加倍第一初级电容器CP1而造成的脉冲延长通过因降低输入电压U_E而形成的落差来或多或少地补偿。

图13的电压转换器1e和图17的电压转换器1f允许对于具有不同电网电压的欧洲和美国市场使用相同的装置。为此，如果电容加倍，则其非常有利，但是，如果需要，附加第一初级电容器CP1'、附加第一次级电容器CS1'以及附加第二次级电容器CS2′的任何其它值（严格说来，这些附加电容器CP1'、CS1'以及CS2′与它们的对应物之间的任何其它比率）也是可适用的。最后，应注意到，机电开关S3至S5也可以由固态开关来替换。

总之，应注意到，所示变型例仅仅表示根据本发明的电压转换器1a至1f的许多可能的示例，而不用于限制本发明的应用范围。例如，可以使用其它晶体管类型，例如，MOSFET，来代替在实施例中使用的IGBT。具体来说，并非强制性地在初级侧上设置谐振电路来用于根据本发明的功能，尽管这具有其优势。原则上，变压器TR1中的交流电压可以按任何希望方式生成。次级侧电路部分的功能由此仍保持不受影响。本领域技术人员可以在不超过本发明的保护范围的情况下，对本发明进行调整以适合其需要。另外，所指出的是，图中所示装置的多个部件还可以形成用于独立发明的基础。

参考标注列表

1a至1g 电压转换器

CA 滤波电容器

CP1 第一初级电容器

CP1' 附加第一初级电容器

CS1 第一次级电容器

CS1' 附加第一次级电容器

CS2 第二次级电容器

CS2' 附加第二次级电容器

CTR1、CTR2 控制器

CZ 中间电路电容器

D5、D6 二极管

DP1 GP1的二极管

DP2 GP2的二极管

DS1 GS1的二极管

DS2 GS2的二极管

DT1 WR1的二极管

GP1 第一初级整流器

GP2 第二初级整流器

GS1 第一次级整流器

GS2 第二次级整流器

I 电流

l_E 输入电流

I_P 初级侧电流

L1至L4 扼流圈

S1至S5 开关

SP1至SP3 控制线圈

t 时间

T1 WR1的晶体管

T2、T3 晶体管

TR1 第一变压器

TR2 第一控制变压器

TR3 第二控制变压器

TR4 自耦变压器

TR5 电位隔离变压器

u 电压

U_A 输出电压

U_CP1 CP1两端的电压

U_CS1 CS1两端的电压

U_CS2 CS2两端的电压

U_CZ 中间电路的电压

U_E 输入电压

变压比

U_TR2 TR2两端的电压

U_TR3 TR3两端的电压

U_TR4a TR4的第一部分线圈两端的电压

U_TR4b TR4的第二部分线圈两端的电压

U_WP1 WP1两端的电压

U_WP2 WP2两端的电压

U_WS1 WS1两端的电压

U_WS2 WS2两端的电压

WP1、WP2 TR1的初级部分绕组

WR1 逆变器

WS1、WS2 TR1的次级部分绕组

Claims

1.一种用于将输入电压（U_E）转换成输出直流电压（U_A）的电压转换器（1a至1g），该电压转换器包括：

变压器（TR1），该变压器具有至少一个初级绕组（WP1、WP2）和至少两个次级部分绕组（WS1、WS2），

用于根据所述输入交流电压（U_E）在所述初级绕组（WP1、WP2）中生成交流电压的装置，其中，所述初级绕组（WP1、WP2）中的所述交流电压具有比所述输入交流电压（U_E）更高的频率，

其特征在于，

第一次级全桥整流器（GS1），该第一次级全桥整流器的输入部连接至所述变压器（TR1）的每一个次级部分绕组（WS1、WS2）的每一个第一端子，并且该第一次级全桥整流器在输出侧用于提供所述输出直流电压（U_A），

第一次级电容器（CS1），该第一次级电容器在所述次级部分绕组（WS1、WS2）的每一个第二端子之间切换，以使由所述次级部分绕组（WS1、WS2）与所述第一次级电容器（CS1）构成的串联连接被切换至所述第一次级全桥整流器（GS1）的输入部，以及

第二次级全桥整流器（GS2），该第二次级全桥整流器与所述第一次级全桥整流器（GS1）并联地切换，其中，所述第二次级全桥整流器（GS2）的输入部具有所述第一次级电容器（CS1）和切换至其的每一个次级部分绕组（WS1、WS2）的所述第二端子，并且其中，所述第二次级全桥整流器的所述输出部以同极方式连接至所述第一次级全桥整流器（GS1）的所述输出部。

2.根据权利要求1所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，所述变压器（TR1）包括两个初级绕组（WP1、WP2），并且其特征在于，所述用于在所述初级绕组（WP1、WP2）中生成交流电压的装置由以下部件形成：

用于整流所述输入交流电压（U_E）的第一初级全桥整流器（GP1）或中心点整流器，

关联全桥逆变器（WR1），该关联全桥逆变器的输出部连接至所述变压器（TR1）的每一个初级部分绕组（WS1、WS2），

第一初级电容器（CP1），该第一初级电容器在所述初级部分绕组（WS1、WS2）之间切换，在所述全桥整流器（WR1）的输出部处形成由所述初级部分绕组（WS1、WS2）与所述第一初级电容器（CP1）构成的串联连接，以及

第二初级全桥整流器（GP2），该第二初级全桥整流器与所述全桥逆变器（WR1）反向并联地切换，其中，所述第二初级全桥整流器（GP2）的所述输入部具有切换至其的所述第一初级电容器（CP1），并且其中，所述第二初级全桥整流器的所述输出部连接至所述全桥逆变器（WR1）的所述输入部。

3.根据权利要求2所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，设置有第一控制变压器（TR2），以驱动所述全桥逆变器（WR1）。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，所述第一次级全桥整流器（GS1）的所述输入部经由由第二次级电容器（CS2）和至少一个切换元件构成的串联连接而连接。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，所述第一次级全桥整流器（GS1）的所述输入部经由由第二次级电容器（CS2）和两个晶体管（T2、T3）构成的串联连接而连接，每一个晶体管都具有反向并联切换的内部或外部二极管（D5、D6），其中，晶体管（T2、T3）的正向偏压方向彼此相对。

6.根据权利要求4或5所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，设置有第二控制变压器（TR3），以驱动所述切换元件或所述晶体管（T2、T3）。

7.根据权利要求4至6中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于包括控制器（CTR1、CTR2），该控制器适于如果所述第一整流器和/或所述第二整流器（GS1、GS2）无效，则将所述切换元件或所述晶体管（T2、T3）至少间或地驱动成导通状态。

8.根据权利要求1至7中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，自耦变压器（TR4）的中心抽头连接至所述第一初级整流器（GP1）的所述输出部，并且该自耦变压器的端部抽头可经由切换元件可选地被切换至所述初级部分绕组（WP1、WP2）和所述第一初级电容器（CP1）的所述串联连接，或者切换至中间电路的正电位。

9.根据权利要求2至7中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，附加第一初级电容器（CP1'）与所述第一初级电容器(CP1）可切换地并联连接，附加第一次级电容器（CS1'）与所述第一次级电容器(CS1）可切换地并联连接，并且附加第二次级电容器（CS2'）与所述第二次级电容器(CS2）可切换地并联连接。

10.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，设置的所述变压器（TR1）是漏磁场变压器。

11.根据权利要求1至9中的任意一项所述的电压转换器（1a至1g），其特征在于，设置的所述变压器（TR1）具有刚性耦合、与其初级绕组（WP1、WP2）串联的附加外部扼流圈（L1、L2）和/或与其次级绕组（WS1、WS2）串联的附加外部扼流圈（L3、L4）。

12.一种电压转换器，该电压转换器包括：

变压器，所述变压器具有至少一个初级侧绕组；

AC/AC转换电路，该AC/AC转换电路被连接成将输入交流电流转换成用于所述至少一个初级侧绕组的更高频率的输入交流电流；

所述变压器具有第一次级侧部分绕组，所述第一次级侧部分绕组具有相应第一端部，并且所述第一次级侧部分绕组具有相应第二端部；

所述变压器具有第二次级侧部分绕组，所述第二次级侧部分绕组具有相应第一端部，并且所述第一次级侧部分绕组具有相应第二端部；

第一次级侧全桥整流器，所述第一次级侧全桥整流器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第一端部的第一输入部，所述第一次级侧全桥整流器具有连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第一端部的第二输入部，所述第一次级侧全桥整流器具有被设置成提供输出直流电压的相应输出侧；

第一次级侧电容器，所述电容器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第二端部的第一侧，所述电容器具有连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部的第二侧；

第二次级侧全桥整流器，所述第二次级侧全桥整流器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第一次级侧电容器的所述第一侧的第一输入部，所述第二次级侧全桥整流器具有连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第一次级侧电容器的所述第二侧的第二输入部，所述第一次级侧全桥整流器具有与所述第一次级侧全桥整流器的所述相应输出侧以同极方式连接的相应输出侧。

13.根据权利要求12所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第二次级侧电容器，所述第二次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第一输入部的相应第一侧，所述第二次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第二输入部的相应第二侧；以及

与所述第二次级侧电容器串联连接的开关。

14.根据权利要求13所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述开关是第一晶体管；以及

二极管，该二极管与所述晶体管反向并联连接。

15.根据权利要求14所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

在所述第二次级侧电容器的所述第二侧处串联连接的第二晶体管和与所述第二晶体管反向并联连接的第二二极管；以及

所述第一晶体管、所述第二次级侧电容器以及所述第二晶体管的所述串联连接使得所述第一晶体管和所述第二晶体管的相应正向偏压方向分别彼此相对。

16.根据权利要求15所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

控制器，该控制器被构造为响应于所述第一次级侧全桥整流器和所述第二次级侧全桥整流器中的至少一个中的无效状态，来控制所述第一晶体管和所述第二晶体管。

17.根据权利要求15所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

控制变压器，该控制变压器被连接成可控地驱动所述第一晶体管和所述第二晶体管。

18.根据权利要求17所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述控制变压器具有次级侧线圈，所述控制变压器次级侧线圈连接至所述第一晶体管和所述第二晶体管的控制输入部。

19.根据权利要求12所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

至少一个扼流圈，该至少一个扼流圈与所述第一次级侧部分绕组或所述第二次级侧部分绕组中的一个串联连接。

20.根据权利要求12所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第一补充次级侧电容器，该第一补充次级侧电容器分别在所述第一次级侧部分绕组与所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部之间与所述第一次级侧电容器可切换地并联连接。

21.根据权利要求20所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第二次级侧电容器，所述第二次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第一输入部的相应第一侧，所述第二次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第二输入部的相应第二侧；

与所述第二次级侧电容器串联连接的开关；以及

第二补充次级侧电容器，该第二补充次级侧电容器分别在所述第一次级侧全桥整流器的所述第一输入部与所述第二输入部之间，与所述第二次级侧电容器可切换地并联连接。

22.根据权利要求21所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述开关是连接至所述第二次级侧电容器的所述第一侧的第一晶体管；

第二晶体管，该第二晶体管在所述第二次级侧电容器的所述第二侧处串联连接；并且

所述第一晶体管、具有所述并联第二补充次级侧电容器的所述第二次级侧电容器、以及所述第二晶体管的所述串联连接使得所述第一晶体管和所述第二晶体管的相应正向偏压方向分别彼此相对。

23.一种电压转换器，该电压转换器包括：

变压器，所述变压器具有初级侧和次级侧；

第一初级侧整流器，该第一初级侧整流器用于整流输入交流电流；

初级侧全桥逆变器，所述初级侧全桥逆变器具有经由来自所述第一初级侧整流器的整流电流而提供的输入部，所述初级侧全桥逆变器具有第一输出部和第二输出部；

所述变压器初级侧具有第一初级侧部分绕组，所述第一初级侧部分绕组具有相应第一端部和相应第二端部；

所述变压器初级侧具有第二初级侧部分绕组，所述第二初级侧部分绕组具有相应第一端部和相应第二端部；

所述初级侧全桥逆变器的所述第一输出部连接至所述第一初级侧部分绕组的所述第一端部，并且所述初级侧全桥逆变器的所述第二输出部连接至所述第二初级侧部分绕组的所述第一端部；

第二初级侧整流器，所述第二初级侧整流器具有连接至所述初级侧全桥逆变器的输入部的输出部，所述第二初级侧整流器具有连接至所述第一初级侧部分绕组的所述第二端部的第一输入部，所述第二初级侧整流器具有连接至所述第二初级侧部分绕组的所述第二端部的第二输入部；

第一初级侧电容器，所述第一初级侧电容器的第一侧连接至所述第一初级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第二初级侧整流器的所述第一输入部，所述第一初级侧电容器的第二侧连接至所述第二初级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第二初级侧整流器的所述第二输入部；

所述变压器具有第一次级侧部分绕组，所述第一次级侧部分绕组具有相应第一端部和相应第二端部；

所述变压器具有第二次级侧部分绕组，所述第二次级侧部分绕组具有相应第一端部和相应第二端部；

第一次级侧全桥整流器，所述第一次级侧全桥整流器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第一端部的第一输入部、具有连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第一端部的第二输入部以及具有被设置为提供输出直流电压的相应输出侧；

第一次级侧电容器，所述第一次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第二端部的第一侧和连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部的第二侧；

第二次级侧全桥整流器，所述第二次级侧全桥整流器的第一输入部连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第一次级侧电容器的所述第一侧，所述第二次级侧全桥整流器的第二输入部连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部并且连接至所述第一次级侧电容器的所述第二侧，所述第一次级侧全桥整流器的相应输出侧以同极方式连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述相应输出侧。

24.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第一控制变压器，该第一控制变压器被连接为可控地驱动所述初级侧全桥逆变器。

25.根据权利要求24所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

与所述第二次级侧电容器串联连接的开关，所述开关包括连接至所述第二次级侧电容器的所述第一侧的第一晶体管；

在所述第二次级侧电容器的所述第二侧处串联连接的第二晶体管；以及

第二控制变压器，该控制变压器被连接为可控地驱动所述第一晶体管和所述第二晶体管。

26.根据权利要求25所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

自耦变压器，所述自耦变压器具有中心抽头，所述中心抽头连接至所述第一初级侧整流器的输出部；

所述自耦变压器具有第一端抽头和第二端抽头；和

至少一个自耦变压器控制开关，该至少一个自耦变压器控制开关被设置成，将所述第一端抽头和所述第二端抽头分别可控地连接至所述第一初级侧部分绕组和所述第二初级侧部分绕组的所述相应第一端部。

27.根据权利要求25所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

电位隔离变压器，所述电位隔离变压器具有相应初级侧，所述电位隔离变压器初级侧连接至所述第一初级侧整流器的输出部；

所述电位隔离变压器具有相应次级侧；和

至少一个电位隔离变压器控制开关，该至少一个电位隔离变压器控制开关被设置成，将所述电位隔离变压器的所述次级侧可控地连接至所述第一初级侧部分绕组和所述第二初级侧部分绕组的所述相应第一端部。

28.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述自耦变压器具有第一端抽头和第二端抽头；和

29.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述电位隔离变压器具有相应次级侧；以及

30.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

至少一个扼流圈，该至少一个扼流圈与所述第一初级侧部分绕组或所述第二初级侧部分绕组中的一个串联连接。

31.根据权利要求30所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

至少一个附加扼流圈，该至少一个附加扼流圈与所述第一次级侧部分绕组或所述第二次级侧部分绕组中的一个串联连接；并且

所述变压器具有刚性耦合。

32.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

所述变压器是漏磁场变压器。

33.根据权利要求23所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第一补充初级侧电容器，该第一补充初级侧电容器分别在所述第一初级侧部分绕组的所述第二端部与所述第二初级侧部分绕组的所述第二端部之间，与所述第一初级侧电容器可切换地并联连接。

34.根据权利要求33所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第一补充次级侧电容器，该第一补充次级侧电容器分别在所述第一次级侧部分绕组的所述第二端部与所述第二次级侧部分绕组的所述第二端部之间，与所述第一次级侧电容器可切换地并联连接。

35.根据权利要求34所述的电压转换器，所述电压转换器还包括：

第二次级侧电容器，所述第二次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第一输入部的相应第一侧，以及具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第二输入部的相应第二侧；

与所述第二次级侧电容器串联连接的开关；以及

36.一种电压转换器，该电压转换器包括：

变压器，所述变压器具有初级侧和次级侧；

第二初级侧整流器，所述第二初级侧整流器具有连接至所述初级侧全桥逆变器的输入部的输出部、具有连接至所述第一初级侧部分绕组的所述第二端部的第一输入部以及具有连接至所述第二初级侧部分绕组的所述第二端部的第二输入部；

第一次级侧全桥整流器，所述第一次级侧全桥整流器具有连接至所述第一次级侧部分绕组的所述第一端部的第一输入部、具有连接至所述第二次级侧部分绕组的所述第一端部的第二输入部以及具有被设置成提供输出直流电压的相应输出侧；

次级侧电容器，所述次级侧电容器具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第一输入部的相应第一侧，以及具有连接至所述第一次级侧全桥整流器的所述第二输入部的相应第二侧；

与所述第二次级侧电容器串联连接的开关，所述开关具有第一晶体管；

与所述晶体管反向并联连接的二极管；

在所述次级侧电容器的所述第二侧处串联连接的第二晶体管和与所述第二晶体管反向并联连接的第二二极管；并且，

所述第一晶体管、所述次级侧电容器以及所述第二晶体管的所述串联连接使得所述第一晶体管和所述第二晶体管的相应正向偏压方向分别彼此相对。