JP2005006455A

JP2005006455A - 整流装置

Info

Publication number: JP2005006455A
Application number: JP2003169300A
Authority: JP
Inventors: Masaaki Shigeta; 正昭繁田; Kazuhiro Nakajima; 和弘中島
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-06-13
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2005-01-06

Abstract

【課題】三相交流電源側に流出する高調波電流を少なくした整流装置を提供する。
【解決手段】三相交流電源１０１は、同次フィルタ１１１、主三相全波整流器１０３及び変圧器１０６に並列に入力される。ここで、主三相全波整流器１０３に入力された三相交流は直流に変換される。また、変圧器１０６に入力された三相交流は６相交流に変換され、さらに２台の補助三相全波整流器１０７，１０８により直流に変換される。主三相全波整流器１０３及び補助三相全波整流器１０７，１０８により変換された直流は、電圧発生手段４０５によりリップル分が低減される。
このようにしてリップル分が低減されること、および、三相交流電源１０１入力部の線間に同次フィルタ１１１を設けたことにより、三相交流電源側に流出する高調波電流は低減される。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源側に流出する高調波電流を少なくすることができる整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、エレクトロニクス技術を応用した電気機器は急速な普及を示し、産業分野における省力化・自動化になくてはならない存在となっている。反面、これに伴い、整流装置等のエレクトロニクス機器から発生する高調波が他の電気機器へ障害を与えるという問題が年々増加してきた。このため、平成６年９月に通産省資源エネルギー庁（当時）は、高調波抑制対策ガイドラインを制定し、需要家が高調波発生機器を新設、増設又は更新する際に、その需要家から流出する高調波電流の上限値を規定している。
【０００３】
ここではまず、高調波を発生する機器として従来三相交流電圧を直流電圧に変換する場合に多く用いられる６個の整流素子で構成される三相全波整流回路を取り上げ、このような三相全波整流回路から電源側に流出する高調波について説明する。
【０００４】
図１３は、このような６個の整流素子で構成される三相全波整流回路を用いた従来の整流装置（６相全波整流器）の構成図である。
【０００５】
図１３に示すように、この整流装置は三相全波整流回路１３０３と、直流リアクトル（ＤＣＬ）１３０４と、平滑コンデンサ１３０５から成り、三相交流電源１３０３は三相全波整流回路１３０３の交流側端子に入力される。三相全波整流回路１３０３は、入力された三相交流を整流し、電源周波数ｆｓの６倍の周波数のリップルを含む三相全波整流電圧Ｖｒｅｃを直流側に出力する。直流側に出力された三相全波整流電圧Ｖｒｅｃは、直流リアクトル１３０４及び平滑コンデンサ１３０５により、リップルが低減されて負荷１３０６に供給される。
【０００６】
図１４は、この電源周波数ｆｓの６倍の周波数のリップルを含む三相全波整流電圧Ｖｒｅｃすなわち６相整流電圧Ｖｒｅｃについての波形図である。この６相整流電圧Ｖｒｅｃの平均値Ｖｄｅは、系統インダクタンス１３０２の影響による重なり角をθ０、系統線間電圧実効値をＶＬＬとすると下記の（１）式で表される。
【０００７】
また、６相整流電圧Ｖｒｅｃの最小値Ｖｍｉｎは（２）式で表される。したがって、この（１），（２）式より平均値Ｖｄｅと最小値Ｖｍｉｎとの差電圧ΔＶｄｅは、（３）式のように表される。
【０００８】
さらに、直流電圧リップル実効値ΔＶｒは、差電圧ΔＶｄｅを振幅とする三角波近似により（４）式のように表される。したがって、直流電圧リップルによる直流電圧変動率は（５）式のように表される。このとき、θ０の値が１５．３°であるとすると、電圧変動率は、結局、（６）式のように表される。
【０００９】
【数１】

ここで、上記直流電圧リップル実効値ΔＶｒは、電源周波数ｆｓの６倍の周期６ｆｓで振動する高調波電圧であり、この高調波成分が電源側に流出し、他の需要家等に種々の障害を引き起こしている。
【００１０】
かかる問題を解決する手段として、例えば、直流リアクトルの設置や３台の三相全波整流回路を用いることにより１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを構成したもの等がある（特開平４−２２９０７７号公報）。
【００１１】
次に、このような１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した従来の整流装置について説明する。図１５は、この１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した整流装置の一例についての構成図である。
【００１２】
図１５に示した、１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した従来の整流装置は、電源ラインＲ１、Ｓ１、Ｔ１に対して、電圧が等しく位相がそれぞれ＋４０°及び−４０°ずれた６相の交流を出力する２つの変圧器１５０３と変圧器１５０４とを用いることを特徴とする。
【００１３】
すなわち、これら２つの変圧器１５０３と変圧器１５０４からの出力は、ラインＲ２、Ｓ２、Ｔ２及びＲ３、Ｓ３、Ｔ３を介して、それぞれ三相全波整流器１５０５と１５０６とに接続され、更に電源ラインＲ１、Ｓ１、Ｔ１には、三相全波整流器１５０７が直接接続された構成となっている。なお、３台の三相全波整流器１５０５、１５０６，１５０７の出力は、直流ラインＰとＮに並列接続される。
【００１４】
図１６は従来の１８相整流器変圧器の出力電圧ベクトル図である。
【００１５】
図１６において、Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１は、三相交流電源電圧の各相電圧に対応する。これらの三相電圧は、三相全波整流器１５０７に入力する。一方、変圧器１５０３からは、Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１を頂点として形成される正三角形を＋４０°回転させて得られる正三角形の頂点Ｒ２、Ｓ２、Ｔ２に対応する三相電圧が出力される。同様に、変圧器１５０４からは、Ｒ１、Ｓ１、Ｔ１を頂点として形成される正三角形を−４０°回転させて得られる正三角形の頂点Ｒ３、Ｓ３、Ｔ３に対応する三相電圧が出力される。
【００１６】
このように構成された１８パルス変換器では、三相全波整流器１５０７を通して出力される直流の電圧リップルの谷間を埋めるように三相全波整流器１５０５または三相全波整流器１５０７が導通するため、電圧リップルは小さくなるとともに、高調波が低減する。
【００１７】
図１７は、従来の１８相のＡＣ／ＤＣコンバータによる整流電圧波形を示す。
【００１８】
ここで、１８相整流された電圧波形を次式（７）〜（９）で定義する。
【００１９】
Ｖ１＝ＶＬＬｃｏｓ（θ＋１０）（７）
Ｖ２＝ＶＬＬｃｏｓ（θ−１０）（８）
Ｖ３＝ＶＬＬｃｏｓ（θ−３０）（９）
ここで、位相θ２はＶ１とＶ２の平均値がＶ３と等しくなる位相であり、次式（１０）により計算される。
【００２０】

この場合の１８相整流電圧平均は、次式（１１）により算出される。
【００２１】
【数２】

ここで、
【数３】

（１２）〜（１５）式を（１１）式に代入して整理すると、
【数４】

となる。
【００２２】
１８相整流電圧Ｖｒｅｃの最小値Ｖｍｉｎは、次式（１７）で表現される。
【００２３】
【数５】

よって整流電圧の平均値Ｖｄｅと最小値Ｖｍｉｎの差ΔＶｄｅは、（１６）、（１７）式より、
【数６】

となる。この差電圧ΔＶを振幅とする三角波近似により直流電圧リップル実効値ΔＶｒを計算すると、直流電圧リップル実効値ΔＶｒは次式（１９）で表現される。
【００２４】
【数７】

よって直流電圧リップルによる直流電圧変動率は、
【数８】

系統インダクタンスＬの変化率に対する重なり角の変化率が、√（Ｌ／Ｌ０）あると近似すると（Ｌ０は定格値）、系統インダクタンスが３倍になると重なり角は√３倍に増加する。
【００２５】
従って６相整流時の重なり角が１５．３°である場合、１８相整流時の重なり角は、
重なり角＝１５．３°×√３＝２６．５° （２１）
となる。このとき
θ１＝６．５° （２２）
θ２＝１３．４° （２３）
θ３＝２６．５° （２４）
となる。（２２）〜（２４）を（２０）に代入すると、１８相整流時の直流電圧変動率は、
【数９】

となる。
【００２６】
従って１８相整流時の直流電圧変動は、６相整流時の直流電圧変動率（６）式と比較すると、約１／３に低減されていることが分かる。つまり、１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した場合、先に述べた６個の整流素子で構成される３相全波整回路を用いた整流装置に比べ、大幅に電源側に流出する高調波が低減される。
【００２７】
例えばここで、系統線間電圧実効値ＶＬＬを２００［Ｖ］とすると、（２５）式より直流電圧変動は、
ΔＶｒ≒５．１［Ｖ］（２６）
となる。
【００２８】
【特許文献１】
特開２００３−８８１２４号公報
【００２９】
【特許文献２】
特開２００２−１０６４６号公報
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
上述のように、１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した整流装置を用いた場合、電源側に流出する高調波電流はかなり低減されるものの、第１７及び第１９高調波電流が電源側に流出する。また、上述の１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した整流装置においては、変圧器から電源の三相交流電圧と等しい大きさの電圧が出力される。したがって、３つの三相全波整流器は均等に導通することとなり、各々の三相全波整流器に流れる電流も均等となる。
【００３１】
このため、２台の変圧器を介して整流される電流は全体の２／３となり、その電流容量に耐える容量の変圧器が必要となる。一方、１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した整流装置において、整流装置の体積のほとんどを変圧器が占めるため、かかる容量の変圧器を用いることは、整流装置の小型化の妨げとなる。
【００３２】
また整流器の直流側に設置した直流リアクトルは、通過電流がすべて鉄心の励磁電流となるため磁気飽和しやすく、磁気飽和を避けるためには、鉄心断面積を大きく作る必要がある。しかし鉄心断面積を大きくすると装置が大型化し、コストアップを招くため、十分な大きさの鉄心断面積を確保しない場合が多い。一方、十分な大きさの鉄心断面積を確保しないと電流波形の波高値付近で鉄心が磁気飽和してしまい、電流ピークを十分抑制できなくなる。また、磁気飽和が発生すると電流平滑作用が損なわれ電源高調波を十分に低減できなくなる。このため、従来の整流装置では交流電源側に流出する高調波電流が多く残存し、全調波歪ＴＨＤも５４［％］程度までしか改善されていなかった。
【００３３】
さらに、直流リアクトルのインダクタンス値を大きくするだけだと、入力電流の過渡的な変化が遅くなり、負荷急変に対して入力電流が急速に応答できないため、直流平滑コンデンサの端子間電圧が大きく変動してしまい直流リンク電圧の安定性が損なわれる。
【００３４】
一方、交流電源側に流出する高調波電流を抑制するためには、特開平９−１８２４４１に記載のような制御機能を有する三相整流装置を適用しても良いが、この装置は、スイッチング素子のコストが高いため、コストがアップしてしまう。
【００３５】
また、直流リンク部に直接チョッパを挿入する方法によってもピーク電流や交流電源側に流出する高調波電流を抑制することができるが、スイッチング素子に主電流が流れるため、スイッチング素子の電流容量を高くすることが必要となり、スイッチング素子での電力損失が大きくなる。
【００３６】
本発明の目的は、交流電源側に流出する高調波電流を少なくすることができると共に、直流リンク電圧を安定化することができ、さらに、装置の小型化を図ることが可能な低コストの整流装置の提供を目的とする。
【００３７】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る整流装置は、三相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を直流に変換する主三相全波整流器と、前記三相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の線間に設けた同次フィルタと、前記Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相を頂点とした三角形を形成する変圧器ベクトル図において、各頂点を中心にし残りの２個の頂点を結んで円弧を描いたとき、各円弧を３等分する点の各位置に対応する大きさと位相を持つ合計６相の交流を出力する変圧器と、前記変圧器から出力される６相交流を直流に変換し、変換後の直流出力を前記主三相全波整流器の直流出力に並列接続する２台の補助三相全波整流器と、前記並列接続した直流出力に接続し、直流出力に任意の波形の電圧を付加する電圧発生手段と、前記電圧発生手段に、前記並列接続した直流出力の直流リップルを補償するような波形の電圧を発生させるように制御する制御手段と、前記電圧発生手段により電圧を付加した後の直流出力端に設けられた平滑コンデンサと、を具備することを特徴とする。
【００３８】
このように、本発明に係る整流装置によれば、三相交流の線間に同次フィルタを設けたので、整流器から交流電源側に流出する高調波電流を抑制することができる。また、変圧器からの出力電圧を電源電圧より低くしたので、補助三相全波整流器の導通期間が短くなり、したがって、変圧器容量を小さくすることが出来る。さらに、電圧発生手段により三相全波整流器の直流出力にリップルを補償するような波形の電圧を付加するので、直流出力の電圧リップルが小さくなる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る整流装置の実施の形態を図１乃至図１１を参照して詳細に説明する。
【００４０】
図１は本発明の第１の実施の形態を示した全体構成図である。
【００４１】
図１に示すように、本実施の形態における整流装置は、三相交流電源１０１入力部の線間に設けられた同次フィルタ１１１と、主三相全波整流器１０３と、変圧器１０６と、２台の補助三相全波整流器１０７，１０８と、電圧発生手段４０５と、制御手段４１２と、平滑コンデンサ４２１とからなる。
【００４２】
系統からの三相交流電源１０１は、同次フィルタ１１１、主三相全波整流器１０３及び変圧器１０６に並列に入力される。ここで、主三相全波整流器１０３に入力された三相交流は直流に変換される。また、変圧器１０６に入力された三相交流は６相交流に変換され、さらに２台の補助三相全波整流器１０７，１０８により直流に変換される。そして、主三相全波整流器１０３及び補助三相全波整流器１０７，１０８により変換された直流は並列接続され電圧発生手段４０５に入力される。電圧発生手段４０５は、制御手段４１２からの指令により直流リップル分を補償するような電圧を発生させ、入力された直流に付加し、リップル分を低減する。リップル分が低減された直流は、さらに、平滑コンデンサ４２１により平滑されて負荷４２２に直流電力として供給される。
同次フィルタ１１１は、整流装置から発生する１７次高調波電流及び１９次高調波電流の電源への流出を抑制する。
【００４３】
ここで、同次フィルタ１１１は、インダクタンスＬとコンデンサＣと抵抗Ｒを直列に接続し、三相交流電源１０１入力部の各線間に設けられる。インダクタンスＬとコンデンサＣの値は、前述の「高調波抑制対策ガイドライン」を満足するように設定する。同様に、抵抗Ｒの値も「高調波抑制対策ガイドライン」を満足するように設定する。すなわち、低次の高調波電流は電圧発生手段４０５等により比較的容易に低減させることが可能であるが、低減させることが難しい１７次高調波電流及び１９次高調波電流を低減させるよう設定する。
【００４４】
変圧器１０６は、入力された三相交流を６相交流に変換する。
【００４５】
図２は、変圧器１０６から出力される６相の電圧ベクトルを表現する変圧器ベクトル図である。
【００４６】
図２において、正三角形Ｒ１Ｓ１Ｔ１は変圧器１０６に入力される電圧ベクトルを示す。これは、正三角形の各頂点Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１に対応する大きさ及び位相を持った三相電圧が変圧器１０６に入力されることを意味する。図中の３つの円弧Ｒ１Ｓ１，Ｓ１Ｔ１，Ｔ１Ｒ１は、それぞれ点Ｔ１，Ｒ１，Ｓ１，を中心とする円弧である。円弧Ｒ１Ｓ１は点Ｒ３及びＳ２により３等分されている。同様に円弧Ｓ１Ｔ１、円弧Ｔ１Ｒ１は各々点Ｓ３及びＴ２、点Ｔ３及びＲ２により３等分されている。
【００４７】
ここで、点Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２を頂点とする三角形及び点Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３を頂点とする三角形は正三角形をなす。変圧器１０６は、これらの点Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２に対応する大きさ及び位相を持った三相交流と、点Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３に対応する大きさ及び位相を持った三相交流との合わせて６相の交流を出力する。これらの出力電圧は、図２から明らかなように主三相全波整流器１０３に入力される三相電圧（点Ｒ１，Ｓ１，Ｔ１に対応する大きさ及び位相を持つ）と比較して、低い電圧値となる。
【００４８】
図１に示すように、変圧器１０６からの６相交流出力のうち点Ｒ２，Ｓ２，Ｔ２に対応する大きさと位相を持った三相交流は補助三相全波整流器１０７に入力され、点Ｒ３，Ｓ３，Ｔ３に対応する大きさと位相を持った三相交流は補助三相全波整流器１０８に入力される。補助三相全波整流器１０７，１０８からの直流出力は、主三相全波整流器１０３からの直流出力と並列接続され電圧発生手段４０５に入力される。
【００４９】
図３は、交流各相に対する主三相全波整流器１０３及び２台の補助三相全波整流器１０７，１０８のスイッチング素子の導通状態を表した図である。前述の通り、主三相全波整流器１０３に入力される電圧値より、補助三相全波整流器１０７，１０８に入力される電圧値の方が低い。そのため、主三相全波整流器１０３のＲ１，Ｓ１，Ｔ１の各相が導通状態になる期間は、１周期３６０°のうちプラス側とマイナス側を合わせて１６０°であるのに対し、補助三相全波整流器１０７と１０８の各相は、導通状態になる期間が４０°であり、主三相全波整流器１０３の１／４の期間となる。従って、交流の電源ラインＲ１，Ｓ１，Ｔ１から直流ラインＰとＮに流れる電流のうち変圧器１０６及び２つの補助三相全波整流器１０７と１０８を介して流れる電流は、全体の１／３となる。すなわち、３台の三相全波整流器に均等に電流が流れるようにした従来例では全体の２／３の電流が変圧器を介して流れていたのに対し、本実施の形態において変圧器１０６に流れる電流は従来の半分となる。したがって、変圧器容量も従来の半分で良いことになる。
【００５０】
補助三相全波整流器１０７，１０８及び主三相全波整流器１０３からの直流出力は並列接続され電圧発生手段４０５に入力される。電圧発生手段４０５は、制御手段４１２からの指令により直流リップル分を補償するような電圧を発生させ、入力された直流に付加し、リップルを低減する。
【００５１】
図４は、電圧発生手段４０５及び制御手段４１２の詳細構成を図示した全体構成図である。
【００５２】
電圧発生手段４０５の主回路は、ブリッジ回路４０７と、ＰＷＭスイッチングにより発生する高調波を除去するためのＬＣフィルタ回路と、減衰抵抗４１０から構成される。なお、電圧発生手段４０５の入力部には、整流装置起動時に流れる突入電流を制限するため、初期充電回路が設けられている。
【００５３】
ブリッジ回路４０７は、四辺形の各辺にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を配置し、四辺形の１つの対角線にコンデンサ４０８を配置して接続することで形成される。
【００５４】
ＬＣフィルタ回路は、ブリッジ回路４０７の入力部に直列に接続された小型リアクトル４０６と、減衰抵抗４１０と直列接続された状態で電圧発生手段４０５の入出力部と並列に接続されるフィルタコンデンサ４１１とから構成される。
【００５５】
制御手段４１２は、主三相全波整流器１０３に入力される電圧を計測する電圧検出器４１５と、電圧発生手段４０５に入力される電流を計測する電流検出器４１６と、ブリッジ回路４０７中のコンデンサ４０８の電圧を計測する電圧検出器４１７と、ブリッジ回路４０７中のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲートをオン・オフするゲート駆動回路４１３と、ゲート駆動回路４１３を制御する制御回路４１４とで構成される。
【００５６】
ここで、ブリッジ回路４０７において、スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４がオンとなりスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２がオフとなったときを考える。このとき電圧発生手段４０５に入力された電流は、小型リアクトルを経由してブリッジ回路４０７に入り、スイッチング素子ＳＷ４、コンデンサ４０８、スイッチング素子ＳＷ３の経路をたどってブリッジ回路４０７を出て、平滑コンデンサ４２１及び負荷４２２に流れる。
【００５７】
このとき、コンデンサ４０８の電圧が一定に保たれているとすれば、電圧発生手段４０５からの出力電圧は、電圧発生手段４０５に入力された電圧に比べてコンデンサの電圧分だけ高くなる。
【００５８】
同様に、ブリッジ回路４０７において、スイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２がオンとなりスイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４がオフとなったとき、電圧発生手段４０５からの出力電圧は、電圧発生手段４０５に入力された電圧に比べてコンデンサの電圧分だけ低くなる。
【００５９】
ここで、スイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４をオンとしスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２をオフとする時間幅、あるいはスイッチング素子ＳＷ１とＳＷ２をオンとしスイッチング素子ＳＷ３とＳＷ４をオフとする時間幅を、電圧発生手段４０５に入力される直流電圧のリップル波形に合わせて変化させれば（ＰＷＭ制御）、リップル波形の山を削り谷を埋めるような電圧波形を生成させることが出来る。制御手段４１２は、このようなＰＷＭ制御により、電圧発生手段４０５に直流リップル分を補償するような電圧を発生させて、リップルを低減させる。
【００６０】
図５は本実施の形態における制御回路４１４の構成図を示す。
【００６１】
制御回路４１４は、リップル補償パタン発生部５０１と、電流制御部５０５と、コンデンサ電圧制御部５１０と、ＰＷＭ制御部５１５とから構成される。
【００６２】
リップル補償パタン発生部５０１は、電圧検出器４１５により計測した三相交流入力の線間電圧信号から演算により、電圧発生手段４０５の入力部における潮流電圧の瞬時値を示す直流電圧演算値Ｅ_ＰＮを算出する。そして、直流電圧指令値Ｖ_Ｃ ^＊から直流電圧演算値Ｅ_ＰＮを減算することで、偏差量を算出し、この偏差量に直流電圧制御ゲイン５０４を乗算することによりリップル補償パタンを生成する。
【００６３】
電流制御部５０５は、電流検出器４１６により電圧発生手段４０５に入力される直流電流値ＩＬを測定する。そして、直流電流指令値ＩＬ^＊からこの直流電流値ＩＬを減算し、ハイパスフィルタ５０８により高調波成分の補償量を算出する。この算出値に比例ゲイン５０９を乗算することにより、高調波電流補償量を生成する。ここで、バイパスフィルタ５０８は微分演算機能を持つので、電圧発生手段４０５にて高調波電流補償量の電圧を発生させることは、従来技術における直流リアクトル１３０４（図１３参照）と等価な作用を行うことを意味する。
【００６４】
コンデンサ電圧制御部５１０は、電圧検出器４１７によりブリッジ回路４０７中のコンデンサ４０８の電圧（コンデンサ電圧値Ｖ_ＣＡ）を計測する。そしてコンデンサ電圧指令値Ｖ_ＣＡ ^＊からコンデンサ電圧値Ｖ_ＣＡを減算し偏差量を算出する。さらに、比例制御部５１３において偏差量に比例ゲインＧ３を乗算し、積分制御部５１４において偏差量に積分ゲインＧ４を乗算し、積分する。比例制御部５１３と積分制御部５１４の出力を加算し、コンデンサ電圧補償量を生成する。これにより、ブリッジ回路４０７中のコンデンサ４０８の電圧は所定の値に保たれる。
【００６５】
リップル補償パタンと高調波電流補償量とコンデンサ電圧補償量は、互いに加算され、電圧指令信号として、ＰＷＭ制御部５１５に対して出力される。
【００６６】
ＰＷＭ制御部５１５は、キャリア信号発生回路５１６と比較器５１７とを有する。ＰＷＭ制御部５１５は、電圧指令信号とキャリヤ信号発生部５１６から入力したキャリヤ信号とを比較し、ＰＷＭ指令信号をゲート駆動回路４１３に対して出力する。
【００６７】
ここで、ＰＷＭ指令信号のうち、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に出力する信号Ｓ１，Ｓ２はＮＯＴゲート５２１を通過させた信号を、それ以外のスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４に出力する信号Ｓ３，Ｓ４はＮＯＴゲート５２１を通過させない信号をゲート駆動回路４１３に出力する。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ動作とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４のオン・オフ動作とが逆になるようにするためである。
【００６８】
ゲート駆動回路４１３は、制御回路４１４から入力されたＰＷＭ指令信号に基づき、ブリッジ回路４０７の各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４をオン・オフする制御信号を生成し出力する。そして、電圧発生手段４０５に直流リップル分を補償するような波形の電圧を発生させ、この波形の電圧をリップルを含む直流電圧に付加することによりリップルを低減させる。
【００６９】
また、このときスイッチングにより発生するノイズは、ＬＣフィルタ回路を構成する小型リアクトル４０６及びフィルタコンデンサ４１１により除去され、あるいは減衰抵抗４１０の働きにより低減される。
【００７０】
電圧発生手段４０５に上述のような電圧を発生させることにより、直流電圧リップルを低減させることができるのみならず、主三相全波整流器１０３及び補助三相全波整流器１０７，１０８に入力する電流波形も改善されるので、電源側に流出する高調波電流も抑制される。
【００７１】
しかし、５次，７次等の低次高調波電流はこのようにして比較的容易に電源側への流出を抑制することが可能であるが、電圧発生手段４０５に上述のような電圧を発生させることによりさらに１７次，１９次等の高次の高調波電流を抑制するためには、変圧器１０６や主三相全波整流器１０３や補助三相全波整流器１０７，１０８等の回路素子の特性を考慮に入れ回路設計を行う必要がある。すなわち、これらの回路素子の各々の特性を最適な特性の組み合わせとなるよう、整流装置を構成する必要がある。したがって、この場合特別な仕様の変圧器１０６等の各回路素子を設計・製造する必要があるため、コストアップ要因となる。
【００７２】
一方、三相交流電源１０１入力部の各線間に同次フィルタ１１１を設け、電圧発生手段４０５により低減することが困難な１７次，１９次の高次の高調波電流を、同次フィルタ１１１により抑制することとすれば、変圧器１０６等の回路素子を特殊な仕様のものを用いなくても、低次及び高次の高調波電流の電源側への流出を抑制することが可能となる。すなわち、標準的な回路素子を組み合わせることによって、安価に高調波電流の電源側への流出を抑制した整流装置を構成することが出来る。
【００７３】
このように、第１の実施の形態によれば、三相交流電源１０１入力部の線間に同次フィルタ１１１を設けたので、低コストで交流電源側に流出する高調波電流を抑制することが出来る。
【００７４】
また、電圧発生手段４０５を制御手段４１２が制御して直流電圧リップルを補償するような電圧を発生するようにしているので、従来の整流装置のように直流リアクトルを用いなくても直流電圧波形の歪みを低減することが出来る。
【００７５】
さらに、図２の出力電圧ベクトルに示す大きさと位相の電圧を出力する変圧器１０６を用いているので、変圧器容量を小さくすることが出来、装置の小型化が可能となる。
【００７６】
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図６は第２の実施の形態における制御回路４１４の構成図である。
【００７７】
本実施の形態において、制御回路４１４には第１の実施の形態に加えて、ブリッジ回路４０７に設けたコンデンサ４０８を過電流から保護するため、過電流判定回路６０３、ＡＮＤゲート６０４及びＯＲゲート６０５が追加されている。ここで、過電流判定回路６０３は、電圧発生手段４０５に入力される直流電流値ＩＬと過電流しきい値ＩＬＴとを比較することにより、コンデンサ４０８の過電流状態を検出し、過電流制御信号を出力する。ＡＮＤゲート６０４及びＯＲゲート６０５は、過電流判定回路６０３からの信号を受け、ＰＷＭ指令信号の如何にかかわらず、ブリッジ回路４０７の下アームをオンとし上アームをオフに制御する。
【００７８】
ここで過電流保護の動作について説明する。過電流判定回路６０３は、直流電流値ＩＬと過電流しきい値ＩＬＴとを比較し、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより小さい場合、ＡＮＤゲート６０４に入力する信号Ｃ１，Ｃ３を「Ｈ」にし、ＯＲゲート６０５入力する信号Ｃ２，Ｃ４を「Ｌ」にする。逆に、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより大きい場合、ＡＮＤゲート６０４に入力する信号Ｃ１，Ｃ３を「Ｌ」にし、ＯＲゲート６０５入力する信号Ｃ２，Ｃ４を「Ｈ」にする。
【００７９】
通常状態においては、直流電流値ＩＬは過電流しきい値ＩＬＴより小さいので、ＡＮＤゲート６０４に入力する信号Ｃ１，Ｃ３は「Ｈ」となり、ＯＲゲート６０５に入力する信号Ｃ２，Ｃ４は「Ｌ」となる。したがってこの場合、ＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４はそのまま各ゲートを通過することになるので、各ゲートからの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４はＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と同一となる。そして、信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４と同一の、ＡＮＤゲート６０４及びＯＲゲート６０５からの出力信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４が、ブリッジ回路４０７のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲートに入力される。すなわち、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより小さいときは、ＰＷＭ制御部５１５からのＰＷＭ指令信号に従って、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のゲートのオンオフが行われる。
【００８０】
一方、コンデンサ４０８が過電流状態になったとき、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより大きいので、ＡＮＤゲート６０４に入力する信号Ｃ１，Ｃ３は「Ｌ」となり、ＯＲゲート６０５入力する信号Ｃ２，Ｃ４は「Ｈ」となる。したがってこのとき、ＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の如何にかかわらず、ＡＮＤゲート６０４からの出力信号Ｇ１，Ｇ３は「Ｌ」となり、ＯＲゲート６０５からの出力信号Ｇ２，Ｇ４は「Ｈ」となる。ここで、ＡＮＤゲート６０４からの出力信号Ｇ１，Ｇ３により、ブリッジ回路４０７のスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ３がオンオフされるので、ブリッジ回路４０７の上部アームを形成するスイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ３はＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の如何にかかわらずオフとなる。同様にＯＲゲート６０５からの出力信号Ｇ２，Ｇ４により、ブリッジ回路４０７のスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ４がオンオフされるので、ブリッジ回路４０７の下部アームを形成するスイッチング素子ＳＷ２及びＳＷ４はＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の如何にかかわらずオンとなる。すなわち、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより大きいときは、ＰＷＭ指令信号の如何にかかわらず、ブリッジ回路４０７の下アームをオンとし上アームをオフとする。
【００８１】
上述のように、コンデンサ４０８が過電流状態になったとき、ＰＷＭ制御部５１５から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４の如何にかかわらずブリッジ回路４０７の下アームをオンとし上アームをオフとするので、電圧発生手段４０５に入力された電流はコンデンサ４０８をバイパスして流れる。すなわち、コンデンサ４０８には電流が流れないので、コンデンサ４０８の過電流状態は解消される。
【００８２】
このように、第２の実施の形態によれば、ブリッジ回路４０７に設けたコンデンサ４０８を過電流から保護することが出来る。
【００８３】
なお上述の例では、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより大きいときは、ＰＷＭ指令信号の如何にかかわらず、ブリッジ回路４０７の下アームをオンとし上アームをオフとすることで過電流から保護することとしたが、下アームをオフとし上アームをオンとするようにしても良い。
【００８４】
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図７は第３の実施の形態を示した構成図である。
【００８５】
本実施の形態において、図２におけるスイッチング素子ＳＷ４は並列接続された２つのスイッチング素子ＳＷ４ａ及びＳＷ４ｂに置き換えられ、スイッチング素子ＳＷ２は並列接続された２つのスイッチング素子ＳＷ２ａ及びＳＷ２ｂに置き換えられている。また、本実施形態においても、第２の実施の形態と同様に、制御回路４１４には、ブリッジ回路４０７に設けたコンデンサ４０８を過電流から保護するための、過電流判定回路６０３、ＡＮＤゲート６０４及びＯＲゲート６０５が含まれている。
【００８６】
そしてこれらの回路により、直流電流値ＩＬが過電流しきい値ＩＬＴより大きいときは、下アームがオン、上アームがオフとなって過電流保護機能が働く。本実施の形態は、このとき突入電流が流れる下側アームのスイッチング素子を２個のスイッチング素子を並列に接続した２組のスイッチング素子（ＳＷ４ａ及びＳＷ４ｂ，ＳＷ２ａ及びＳＷ２ｂ）により構成したものである。
【００８７】
このように第３の実施の形態によれば、小さな電流容量のスイッチング素子を用いてブリッジ回路４０７を形成することができ、低コストでありながら信頼性の高い過電流保護システムを構築することができる。
【００８８】
なお、上述の例では、下アームのスイッチング素子ＳＷ２，ＳＷ４を２つのスイッチング素子を並列に接続したものに置き換えた例を示したが、この置き換えたときのスイッチング素子の並列素子数は、突入電流のレベルに応じて、適宜変えることができる。
【００８９】
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図８は第４の実施の形態を示した構成図、図９は第４の実施の形態における制御回路４１４の構成図である。
【００９０】
本実施の形態においては、第１の実施の形態における構成に加えて、平滑コンデンサを過電流から保護するため、抵抗８０３と並列接続されたスイッチング素子５が平滑コンデンサ４２１に直列に接続されている。また、平滑コンデンサ４２１に流れ込む電流を検出する電流検出器８０２が設けられている。さらに、制御回路４１４には過電流抑制制御回路９０５が追加されている。
【００９１】
ここで、過電流抑制制御回路９０５は、電流検出器８０２により計測された平滑コンデンサ電流値ＩＣと過電流しきい値ＩＣＴとを比較し、平滑コンデンサ電流値ＩＣが過電流しきい値ＩＣＴ以上になったとき、「Ｌ」信号をゲート駆動回路４１３を介してスイッチング素子５のゲートに出力する。これにより、それまでオン状態になっていたスイッチング素子５はオフ状態となり、平滑コンデンサ４２１には抵抗８０３を経由して電流が流れるため、平滑コンデンサ４２１に流れる電流は、抵抗８０２により抑制されることになる。
【００９２】
このように第４の実施の形態によれば、抵抗８０３と並列接続されたスイッチング素子５が平滑コンデンサ４２１に直列に接続され、平滑コンデンサ電流値ＩＣが過電流しきい値ＩＣＴ以上になったとき、スイッチング素子５をオフとするので、平滑コンデンサ４２１に流れる電流を抑制することができる。
【００９３】
なお、上記第１から第４までの各実施の形態において、スイッチングによるノイズを低減させるため電圧発生手段４０５には、小形リアクトル４０６、フィルタコンデンサ４１１、及び減衰抵抗４１０の要素が具備されている例につき説明したが、各種条件や用途に応じてこれら要素を省略することは可能であり、これによりコストを低減することができる。例えば、図１０に示すように、小形リアクトル４０６、フィルタコンデンサ４１１、及び減衰抵抗４１０の要素をすべて省略することも可能である。また、図１１に示すように、小形リアクトル４０６のみを残してフィルタコンデンサ４１１及び減衰抵抗４１０を省略したり、図１２に示すように、小形リアクトル４０６及びフィルタコンデンサ４１１を残して減衰抵抗４１０のみを省略したり、電圧発生手段４０５に少なくともこれらのいずれか１つの要素を具備するようにすることも可能である。
【００９４】
【発明の効果】
上記のように、本発明に係る整流装置によれば、交流電源側に流出する高調波電流を少なくすることができると共に、直流リンク電圧を安定化することができ、さらに、装置の小型化及び低コスト化を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示した全体構成図である。
【図２】変圧器１０６から出力される６相の電圧ベクトルを表現する変圧器ベクトル図である。
【図３】交流各相に対する主三相全波整流器及び２台の補助三相全波整流器のスイッチング素子の導通状態を表した図である。
【図４】電圧発生手段及び制御手段の詳細構成を図示した全体構成図である。
【図５】第１の実施の形態における制御回路の構成図を示す。
【図６】第２の実施の形態における制御回路の構成図である。
【図７】第３の実施の形態を示した構成図である。
【図８】第４の実施の形態を示した構成図である。
【図９】第４の実施の形態における制御回路の構成図である。
【図１０】電圧発生手段において、小形リアクトル、フィルタコンデンサ、及び減衰抵抗の要素をすべて省略した構成例である。
【図１１】電圧発生手段において、小形リアクトルのみを残して、フィルタコンデンサ、及び減衰抵抗を省略した構成例である。
【図１２】電圧発生手段において、小形リアクトル、フィルタコンデンサを残して減衰抵抗を省略した構成例である。
【図１３】三相全波整流回路を用いた従来の整流装置の構成図である。
【図１４】電源周波数の６倍の周波数のリップルを含む６相整流電圧の波形図である。
【図１５】１８相のＡＣ／ＤＣコンバータを採用した従来の整流装置の構成図である。
【図１６】従来の１８相整流器変圧器の出力電圧ベクトル図である。
【図１７】従来の１８相のＡＣ／ＤＣコンバータによる整流電圧波形図である。
【符号の説明】
１０１三相交流電源
１０２系統インダクタンス
１０３主三相全波整流器
１０６変圧器
１０７補助三相全波整流器
１０８補助三相全波整流器
１１１同次フィルタ
４０５電圧発生手段
４０６小型リアクトル
４０７ブリッジ回路
４０８コンデンサ
４１０減衰抵抗
４１１フィルタコンデンサ
４１２制御手段
４１３ゲート駆動回路
４１４制御回路
４２１平滑コンデンサ
５０１リップル補償パタン発生部
５０５電流制御部
５１０コンデンサ電圧制御部
５１５ＰＷＭ制御部
６０３過電流判定回路
９０５過電流抑制制御回路

Claims

三相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）を直流に変換する主三相全波整流器と、
前記三相交流（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の線間に設けた同次フィルタと、
前記Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相を頂点とした三角形を形成する変圧器ベクトル図において、各頂点を中心にし残りの２個の頂点を結んで円弧を描いたとき、各円弧を３等分する点の各位置に対応する大きさと位相を持つ合計６相の交流を出力する変圧器と、
前記変圧器から出力される６相交流を直流に変換し、変換後の直流出力を前記主三相全波整流器の直流出力に並列接続する２台の補助三相全波整流器と、
前記並列接続した直流出力に接続し、直流出力に任意の波形の電圧を付加する電圧発生手段と、
前記電圧発生手段に、前記並列接続した直流出力の直流リップルを補償するような波形の電圧を発生させるように制御する制御手段と、
前記電圧発生手段により電圧を付加した後の直流出力端に設けられた平滑コンデンサと、
を具備することを特徴とする整流装置。
前記同次フィルタは、
抵抗とインダクタンスとコンデンサとを直列接続したものであって、
第１７次高調波電流と第１９次高調波電流に対して選択的にフィルタ作用を行うよう抵抗値、インダクタンス値及びキャパシタンス値を定めたことを特徴とする請求項１に記載の整流装置。
前記電圧発生手段は、
四辺形の各辺にスイッチング素子を配置し、１つの対角線にコンデンサを配置して接続したブリッジ回路を具備し、
前記制御手段は、
前記三相交流の線間電圧と前記電圧発生手段に入力される直流電流と前記ブリッジ回路中のコンデンサの電圧とに基づきＰＷＭ制御を行いリップルを抑制するスイッチング指令信号を出力する制御回路と、
当該制御回路から出力されたスイッチング指令信号に基づき各スイッチング素子を制御するゲート信号を出力するゲート駆動回路と、
を具備することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の整流装置。
前記制御回路は、
前記三相交流の線間電圧から、前記電流発生手段に入力される直流の電圧値を演算し、当該演算値と指令値との偏差に基づきリップル補償パターン信号を出力するリップル補償パターン発生部と、
前記電圧発生手段に入力される直流の電流値と直流電流指令値との偏差に基づき電流制御信号を出力する電流制御部と、
前記ブリッジ回路中のコンデンサの電圧とコンデンサ電圧指令値との偏差に基づきコンデンサ電圧制御信号を出力するコンデンサ電圧制御部と、
前記リップル補償パターン発生部、電流制御部及びコンデンサ電圧制御部からの各出力信号の加算値を入力し、前記各ブリッジ回路中のスイッチング素子に対するスイッチング指令信号を出力するＰＷＭ制御部と、
を具備することを特徴とする請求項３に記載の整流装置。
前記電圧発生手段は、
前記ブリッジ回路中のスイッチング素子のスイッチング動作時に発生する高調波を除去または低減するためのＬＣフィルタ用小型リアクトル、ＬＣフィルタ用コンデンサ及び減衰抵抗のうちの少なくともいずれか１つ、
を具備することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載の整流装置。
前記制御回路は、
前記電圧発生手段に入力される直流の電流値が、所定の値を超えた場合に、前記ブリッジ回路の上下アームのうちのいずれか一方のアームのスイッチング素子をオン状態にすると共に他方のアームのスイッチング素子をオフ状態にする過電流保護部、
を具備することを特徴とする請求項３乃至請求項５のいずれか１項に記載の整流装置。
前記ブリッジ回路の上下アームのうち、あらかじめ設定された所定の値を超えた場合にオン状態になるアームに設けられたスイッチング素子は並列接続された複数のスイッチング素子により構成されることを特徴とする請求項６に記載の整流装置。
前記平滑コンデンサに直列に接続したスイッチング素子と当該スイッチング素子に並列接続した抵抗とからなる過電流抑制手段と、
前記平滑コンデンサに流れる電流が所定の値を超えた場合に上記平滑コンデンサに直列に接続したスイッチング素子をオフ状態にする過電流制御手段と、
を具備することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の整流装置。