JP4440263B2 - 多重整流回路 - Google Patents

Description

この発明は、三相交流電源を高調波成分の少ない直流電源に変換する多重整流回路に関するものである。

三相交流を直流に変換する方法としては、６つの整流素子をブリッジ構成とした三相全波整流器を用いるのが最も一般的な方法である。この三相全波整流器では、６０度毎に順次通電する整流素子が切り替わっていき直流電圧が出力されるので、その整流された直流電圧には電源周波数の６倍の周期を持ち振幅の大きな電圧リップルが含まれている。これは高調波となって当該直流電源を利用する機器に悪影響を与える原因となる。

そこで、例えば、特許文献１，２では、三相交流を直流に変換する第１の整流回路に対し、三相交流電源から位相が変化する６個の多重用交流電圧を変成する多重変圧器およびこの多重変圧器が出力する６個の交流電圧を直流に変換する第２の整流回路を設け、第１の整流回路の出力直流電圧に第２の整流回路の出力直流電圧を多重化し、高調波成分の少ない直流電源を得る多重整流回路が提案されている。

なお、多重変圧器として特許文献１では、三相交流のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧の関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、各頂点を中心として残りの２つの頂点を結んで描いた円弧を３等分する円弧上に位置する合計６相の交流電圧を変成する変圧器が示されている。

また、多重変圧器として特許文献２では、三相交流を入力して電気角で±２０°だけ位相を遅らせた２種類の三相交流を出力する変圧器が示されている。具体的にはこの変圧器は、三相交流の各相電圧の関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、前記正三角形の各頂点を中心として残りの２つの頂点を結んで描いた円弧を３等分して得られた２点をそれぞれ通る直線と、前記正三角形の各頂点を通り、前記各頂点と対向する一辺に平行な直線とで形成される六角形で表された変圧器ベクトル図を満たす変圧器であって、三相分の鉄心にそれぞれ巻装された第１および第２のコイルを備え、前記第１のコイルの一端は極性が同一で順次相が異なる前記第２のコイルの一端に接続され、前記第１のコイルの他端は極性が同一で、前記一端とは異なる組み合わせで順次相が異なる前記第２のコイルの他端に接続され、ａ，ｂ，ｃをそれぞれ２以上の数として、前記第１コイルの巻数を２ａとして巻数の中間位置に第１のタップが設けられ、前記第２のコイルの巻数を２ｂ＋ｃとして、一端から巻数ｂだけ内側の位置に第２のタップが設けられ、他端から巻数ｂだけ内側の位置に第３のタップが設けられ、三相分の前記第１のタップが三相交流電圧の入力端子とされ、三相分の前記第２のタップが三相交流電圧の第１の出力端子とされ、三相分の前記第３のタップが三相交流電圧の第２の出力端子とされ、前記巻数の比ａ：ｂ：ｃ＝ｓｉｎ２０°：ｓｉｎ４０°：ｓｉｎ１２０°に設定され、前記第２のコイルの巻数ｃに対応する部分の導線の断面積が、他の部分と比較して小さくされている変圧器である。

このように、従来の多重整流回路では、三相交流電源から位相が変化する６個の多重用交流電圧を変成する多重変圧器の巻数比に工夫を加えて高調波成分の少ない直流電源が得られるようにしている。

特開２００２−１０６４６号公報 特開２００４−１２０８７８号公報

ところで、電源高調波の抑制では、三相については５次、７次の抑制が最も求められているが、規格値としては、特定次数のみの対策ではなく全体としてバランス良く高調波を抑制することが求められている。

しかしながら、上記従来の多重整流回路では、原理的に入力電流の低次高調波を中心に特定高調波成分のゼロ化を目的としているが、抑制対象外として残存する高調波成分は、多重化措置を採らない場合よりも増大するという問題がある。

また、上記従来の多重整流回路では、原理的に低次高調波を抑制するために選定されている多重変圧器の巻数比は、多重化した直流が流れる直流リアクトルが非常に大きく、直流電流が脈流の無い直流と見なせる状態を前提としているので、効果実現のためには直流リアクトルの大型化やそれに伴う損失の増加を招来するという問題もある。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、多重化した直流が流れる直流リアクトルの大型化を抑制しつつ、低次高調波成分は十分に抑制した上で全ての高調波成分をバランス良く抑制することのできる多重整流回路を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、三相交流電源を直流電源に変換する第１の整流回路と、前記三相交流電源の電圧を降圧するとともに、前記三相交流電源の各相電圧の関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、前記正三角形の第１の頂点を中心として残りの第２および第３の頂点間を結ぶ円弧と前記第２および第３の頂点間を結ぶ辺との間の空間位置であって、前記第２の頂点側から２０度以上離れた第１の空間位置と前記第３の頂点側から２０度以上離れた第２の空間位置とに位置するように、各頂点を中心として残りの２頂点間を結ぶ円弧と前記正三角形の各辺との間の６個の空間位置に配置される交流電圧を変成する多重変圧器と、前記多重変圧器が出力する位相が異なる６個の交流電圧を整流する第２の整流回路とを備え、前記第１および第２の整流回路を並列接続して多重直流出力を得るようにしたことを特徴とする。

この発明によれば、多重化した直流が流れる直流リアクトルの大型化を抑制しつつ、低次高調波成分は十分に抑制した上で全ての高調波成分をバランス良く抑制することができる。

この発明によれば、特定次数だけでなく全体としてバランス良く高調波成分を抑制することができるので、国内規格だけでなく欧州規格にも対応することができるという効果を奏する。

［図１］この発明の実施の形態１による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。
［図２］図１に示す多重変圧器の巻線構造の一例を説明する図である。
［図３］図１に示す多重変圧器が変成する交流電圧の配置関係を説明する変圧器ベクトル図である。
［図４］特許文献１，２に示される整流回路において多重変圧器を用いない場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。
［図５］図４に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。
［図６］特許文献１，２に示される多重変圧器を用いた整流回路での入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。
［図７］図６に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。
［図８］特許文献１，２に示される多重変圧器を用いた整流回路において直流リアクトルを追加した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。
［図９］図８に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。
［図１０］図１に示した構成において２つの交流リアクトル、ノイズフィルタを除外した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。
［図１１］図１０に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。
［図１２］図１に示した構成（２つの交流リアクトルが存在する構成）においてノイズフィルタを除外した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。
［図１３］図１２に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。
［図１４］この発明の実施の形態２による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。
［図１５］この発明の実施の形態３による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１ 三相交流電源
２ 第１の整流回路
３ 直流リアクトル（第２の直流リアクトル）
４ 平滑コンデンサ
５ 逆変換器
６ モータ
７ 交流リアクトル（第１の交流リアクトル）
８ ノイズフィルタ
９ 交流リアクトル（第２の交流リアクトル）
１０ 多重変圧器
１１ 第１の整流回路
１２ 直流リアクトル（第１の直流リアクトル）
１３ インバータ回路の整流回路
２１ Ｒ相鉄心
２２ Ｒ相第１コイル
２３ Ｒ相第２コイル
２４ Ｓ相鉄心
２２ Ｓ相第１コイル
２３ Ｓ相第２コイル
２１ Ｔ相鉄心
２２ Ｔ相第１コイル
２３ Ｔ相第２コイル
３１〜３６ 変成する交流電圧が配置される空間位置
Ａ、Ｂ、Ｃ 別構造体（電源高調波対策機器）

以下に図面を参照して、この発明にかかる多重整流回路の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。図１において、インバータ回路は、一般に、三相交流電源１に対して三相全波整流器である第１の整流回路２と、第１の整流回路２の出力直流電圧を平滑する平滑回路を構成する直流リアクトル３および平滑コンデンサ４と、平滑コンデンサ４の端子電圧（直流電圧）をスイッチングして交流電圧を生成する逆変換器５とを備え、逆変換器５の出力交流電圧によってモータ６を駆動制御するように構成される。

この実施の形態１による多重整流回路は、（１）基本的には、三相交流電源１に対して設けられる第１の整流回路２に対して、三相交流電源１の電圧を降圧するとともに、位相が異なる６個の交流電圧を変成する多重変圧器１０と、この多重変圧器１０の出力交流電圧を整流しその整流出力を第１の整流回路２の整流出力に多重化する第２の整流回路１１とを備えている。多重変圧器１０の構成例については後述する（図２、図３）。第２の整流回路１１は、第１の整流回路２と同様に、ダイオードブリッジで構成されている。

（２）そして、ほぼ必須の構成として、交流リアクトル９が多重変圧器１０の入力段に設けられる。なお、交流リアクトル９は、多重変圧器１０の漏れインダクタンス成分で構成することもできる。

（３）また、更なる電源高調波抑制のために、交流リアクトル７が三相交流電源１の出力端に直接接続され、この交流リアクトル７を介して各部に三相交流電源１の交流電圧・交流電流が印加されるようにする。（４）加えて、三相交流電源１に重畳される電源ノイズの低減を企図して、ノイズフィルタ８が交流リアクトル７の出力端と第１の整流回路２および交流リアクトル９の入力端との間に設けられる。

これらの措置によって、多重化した直流が流れる直流リアクトル３の大型化を抑制しつつ、低次高調波成分は十分に抑制した上で、全ての調波成分を、単に第１の整流回路２のみである場合、つまり多重化しない場合に比して効果的に抑制できるようになる。なお、図１において、破線Ａで囲ってある交流リアクトル７から直流リアクトル３までの回路部分は、この三相交流電源１との接続端と平滑コンデンサ４との接続端とを持つ一塊りのブロックとなるので、一つの独立した構造体（電源高調波対策機器）として扱うことができる。

次に、図２と図３を参照して、多重変圧器１０の構成例について説明する。なお、図２は、多重変圧器１０の巻線構造の一例を説明する図である。図３は、多重変圧器１０が変成する交流電圧の配置関係を説明する変圧器ベクトル図である。

図２おいて、Ｒ相鉄心２１には、Ｒ相第１コイル２２及びＲ相第２コイル２３が巻装されている。このうち、Ｒ相第１コイル２２では、両端に符号Ｒ７，符号Ｒ６が付されているが、巻数をａ：ａの割合で等分する位置に中間タップＲが設けられている。また、Ｒ相第２コイル２３では、両端に符号Ｓ７，符号Ｔ６が付されているが、巻数をｂ：ｃ：ｂの割合で分割する位置に中間タップＳ３，Ｔ２が設けられている。Ｒ相第１コイル２２の一端Ｒ７とＲ相第２コイル２３の一端Ｓ７は、同極性である。

また、Ｓ相鉄心２４には、Ｓ相第１コイル２５及びＳ相第２コイル２６が巻装されている。このうち、Ｓ相第１コイル２５では、両端に符号Ｓ７，符号Ｓ６が付されているが、巻数をａ：ａの割合で等分する位置に中間タップＳが設けられている。また、Ｓ相第２コイル２６では、両端に符号Ｔ７，符号Ｒ６が付されているが、巻数をｂ：ｃ：ｂの割合で分割する位置に中間タップＴ３，Ｒ２が設けられている。Ｓ相第１コイル２５の一端Ｓ７とＳ相第２コイル２６の一端Ｔ７は、同極性である。

更に、Ｔ相鉄心２７には、Ｔ相第１コイル２８及びＴ相第２コイル２９が巻装されている。このうち、Ｔ相第１コイル２８では、両端に符号Ｔ７，符号Ｔ６が付されているが、巻数をａ：ａの割合で等分する位置に中間タップＴが設けられている。また、Ｔ相第２コイル２９では、両端に符号Ｒ７，符号Ｓ６が付されているが、巻数をｂ：ｃ：ｂの割合で分割する位置に中間タップＲ３，Ｓ２が設けられている。Ｔ相第１コイル２８の一端Ｔ７とＴ相第２コイル２９の一端Ｒ７は、同極性である。

そして、Ｒ相第１コイル２２の一端Ｒ７はＴ相第２コイルの一端Ｒ７に接続され、Ｒ相第１コイル２２の他端Ｒ６はＳ相第２コイル２６の他端Ｒ６に接続される。Ｓ相第１コイル２５の一端Ｓ７はＲ相第２コイル２３の一端Ｓ７に接続され、Ｓ相第１コイル２５の他端Ｓ６はＴ相第２コイル２９の他端Ｓ６に接続される。Ｔ相第１コイル２８の一端Ｔ７はＳ相第２コイル２６の一端Ｓ７に接続され、Ｔ相第１コイル２８の他端Ｔ６はＲ相第２コイル２３の他端Ｔ６に接続される。なお、巻数比ａ：ｂ：ｃは、例えば、４１：８８：８３である。

多重変圧器１０は、以上の接続関係を有して構成され、中間タップＲ、Ｓ、Ｔは、入力端子であって、三相交流電源１のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の対応する相線が接続される。また、中間タップＳ３、Ｔ２、Ｔ３、Ｒ２、Ｒ３、Ｓ２は、出力端子であって、第２の整流回路１１の対応する入力端に接続される。

中間タップＳ３、Ｔ２、Ｔ３、Ｒ２、Ｒ３、Ｓ２から取り出される６つの電位の変圧器ベクトル図上での配置関係は、図３に示すようになる。すなわち、多重変圧器１０は、図２に示す巻数比ａ：ｂ：ｃを調整して、図３に示すように、三相交流電源１の各相電圧の位相関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、正三角形の頂点をＲ、Ｓ、Ｔとすれば、例えば、頂点Ｒを中心として残りの頂点Ｓ、Ｔ間を結ぶ円弧と頂点Ｓ、Ｔ間を結ぶ辺との間の空間位置であって、頂点Ｓ側から２０度以上離れた第１の空間位置３１と頂点Ｔ側から２０度以上離れた第２の空間位置３２とに位置するように、各頂点を中心として残りの２頂点間を結ぶ円弧と正三角形の各辺との間の６個の空間位置３１〜３６に配置される交流電圧を変成するようになっている。

なお、特許文献１，２に示される多重変圧器では、図３に「×」印で示すように、正三角形の各頂点を中心として残りの２頂点間を結ぶ円弧を３等分する円弧上の位置に配置される交流電圧を変成するようになっている。すなわち、この発明では、巻数比ａ：ｂ：ｃを特許文献１，２に開示される内容と異なる構成としてある。したがって、図３に示す所望の電位を生成する多重変圧器１０の巻線方法は、この発明で規定する巻数比ａ：ｂ：ｃを遵守する限り、図２に示す方法に限定されず、例えば特許文献１に示される種々の方法を用いることができる。

このように構成された多重整流回路においては、相電圧表記した場合に、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相による１２０°位相のずれた３相交流電圧に対して多重変圧器１０の２次側電圧は、ピーク値としてはＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧よりも低いが、相互の比較において最も高い電圧や最も低い電圧となる期間を持つような電圧として配置され、第１の整流回路２に第２の整流回路１１を接続した場合に、第２の整流回路１１では、最も高い電圧や最も低い電圧となる期間において通流できるものになる。

このことから、第１の整流回路２のみの場合（つまり多重化しない場合）に比して第１の整流回路２での通流期間が減少し、多重変圧器１０経由の第２の整流回路１１の通流期間が発生する。多重変圧器１０経由の電流は、変圧器結線によって１次側はＲ，Ｓ，Ｔ各相に分流される。したがって、全体としてのＲ，Ｓ，Ｔ各相の電流は、高調波の抑制された正弦波に近いものとなる。

なお、直流リアクトル３が大容量になるほど、平滑コンデンサ４が小容量になるほど、抑制効果は大きくなる傾向がある。また、電源ラインに部品として積極的に交流リアクトル７を追加することで、全体としてさらに高調波を抑制することができる。但し、この交流リアクトル７は、多重整流回路の全ての入力電流が流れるので、通電電流が大きく、大型化する。

ここで、この発明による高調波の抑制効果を従来の技術（特許文献１，２）によって得られる効果と比較して説明する。図４〜図９では、従来の技術（特許文献１，２）によって得られる高調波の抑制効果を説明し、図１０〜図１３では、この発明によって得られる高調波の抑制効果を説明している。なお、いずれもシミュレーションによる評価結果である。ノイズフィルタ８は除外した。

特許文献１，２にて示されている多重変圧器の巻数比は、その変成する６相の交流電圧が、図３にて説明したように、ある頂点を中心にして残りの２頂点間を結ぶ円弧を３等分した円弧上の位置に配置されるように定められる。特許文献１，２は、多重変圧器の巻数比としては結果的に同一のことを別の表現方法で示している。ここでは、多重変圧器の巻数比をａ：ｂ：ｃ＝ｓｉｎ２０°：ｓｉｎ４０°：ｓｉｎ１２０°≒４３：８１：１０９とする。これは、特許文献２にて示されている。また、特許文献１，２では、図１に示す交流リアクトル７，９は示されておらず、またそれらの存在を示唆する記載も無い。

シミュレーションは、図１に示す交流リアクトル７，９は無い状態で、三相交流電源１の電圧を相間４００Ｖ・５０Ｈｚとし、直流リアクトル３および平滑コンデンサ４の容量を、８ｋＷ程度の負荷では一般的な２．９ｍＨおよび１６５０ｕＦ（３３００ｕＦのコンデンサの２個直列を想定）とし、負荷は７９００Ｗとして実施した。

図４は、特許文献１，２に示される整流回路において多重変圧器を用いない場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。図５は、図４に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。図１で言えば、三相交流電源１が直接第１の整流回路２に接続され、交流リアクトル９、多重変圧器１０および第２の整流回路１１のルートが無い状態である。図５では、左端に電源周波数（５０Ｈｚ）が示され、ここから右方に向かって、低次の調波から順に示されている。

図６は、特許文献１，２に示される多重変圧器を用いた整流回路での入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。図７は、図６に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。図１で言えば、三相交流電源１が直接第１の整流回路２に接続されるとともに、多重変圧器１０と第２の整流回路１１とが第１の整流回路２に並列に接続された状態である。図６、図７に示すように、多重変圧器を用いた場合には、調波の抑制効果が現れる。しかし、低次の高調波は、特許文献１，２にて期待しているほどには充分低減できているとは言えない。ここで、１７次、１９次は、それぞれ基本波の５．８５％、３．８７％の残存となっている。

図８は、特許文献１，２に示される多重変圧器を用いた整流回路において直流リアクトルを追加した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。図９は、図８に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。特許文献１，２では考慮されていない直流リアクトルを１０ｍＨ追加すると、図８、図９に示すようになり、ほぼ５次等の低次調波成分は抑制されているが、１７次、１９次は、それぞれ基本波の５．２５％、４．２７％の残存となっている。

さて、この発明での多重変圧器１０の巻数比は、その変成する６相の交流電圧が、図３にて説明したように、変圧器ベクトルとしての表記で、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の３つの相電位を相互に直線で結んだ正三角形の辺と、各頂点を中心にし、残りの２頂点を結んで描いた円弧との間の空間位置であって、前記正三角形の辺との成す角が２０°よりも大きくなる空間位置に位置するように調整している。ここでは、その一例として、図２に示した巻数比ａ：ｂ：ｃ＝４１：８８：８３を採用する。この巻数比ａ：ｂ：ｃ＝４１：８８：８３は、線間電圧として正三角形の１辺を１とした場合に０．９９４で、辺からの角度で２２度相当の空間位置に交流電圧が変成されることを示している。

シミュレーションは、上記従来の技術と同様に、三相交流電源１の電圧を相間４００Ｖ・５０Ｈｚとし、直流リアクトル３および平滑コンデンサ４の容量を、８ｋＷ程度の負荷では一般的な２．９ｍＨおよび１６５０ｕＦ（３３００ｕＦのコンデンサの２個直列を想定）とし、負荷は７９００Ｗとして実施した。

図１０は、図１に示した構成において２つの交流リアクトル、ノイズフィルタを除外した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。図１１は、図１０に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。図１０、図１１に示すように、低次の高調波成分が全体的に低く抑えられており、１７次、１９次は、それぞれ基本波の４．７４％、３．６２％の残存となっている。

電源高調波の抑制については、三相においては５次、７次の抑制が最も求められているが、規格値としては、全体のバランスも求められている。例えば、国内特定需要家対応では、その高調波残存の目標値として、６．６ｋＶ受電の場合、受電設備全体として１ｋＷ当たりの上限電流値が、５次＝３．５ｍＡ、７次＝２．５ｍＡ、１１次＝１．６ｍＡ、１３次＝１．３ｍＡ、１７次＝１．０ｍＡ、１９次＝０．９ｍＡ、２３次＝０．７６ｍＡ、２３次超＝０．７ｍＡというようになっている。

また、欧州規格のＩＥＣ−６１０００−３−２では、１６Ａ／相以下であるが、抜粋すると、個別機器の各次数の高調波残存量の上限が絶対値として、５次＝１．１４Ａ、７次＝０．７７Ａ、１１次０．３３Ａ、１３次＝０．２１Ａ、１５〜３９次（奇数）＝０．１５×（１５／ｎ）というようになっている。なお、ｎは次数である。

このように、規格上、特定次数のみの対策ではなく全体としてバランスよく高調波を抑制することが求められている。これは、図１２、図１３に示すように、多重変圧器の巻数比を本発明のように選定することで実現でき、特に、交流リアクトル９および交流リアクトル７を併用した場合に効果がある。

図１２は図１に示した構成（２つの交流リアクトルが存在する構成）においてノイズフィルタを除外した場合の入力電流変化についてのシミュレーション結果を示す図である。図１３は、図１２に示す入力電流変化を周波数分析した結果を示す図である。図１２と図１３は、交流リアクトル９＝３．７ｍＨ、交流リアクトル７＝４．５ｍＨとした場合のシミュレーション結果であるが、上記ＩＥＣ−６１０００−３−２も満たすことができる。

これは、予め多重変圧器１０において全体的にバランスよく高調波成分を抑制していること、特に１７次、１９次を低く抑えておいた効果と、交流リアクトル９を備え、多重変圧器１０の階段状の電流による高調波成分（具体的には１７次、１９次成分）を積極的に抑制した効果とに依るものである。

このように、多重変圧器１０の巻数比を、この発明では、線間電圧として正三角形の１辺を１とした場合に０．９９４で、辺からの角度で例えば２２°相当の空間位置に交流電圧を変成するように選定することで、製造ばらつきがあっても高調波残存のばらつきが抑制され、全ての調波成分が多重化しない場合に比して抑制され、各種規制への対応が可能となる。そして、交流リアクトル７を挿入することでさらに高調波残存量を減少させることができる。

加えて、この発明が採用する巻数比によれば、従来の技術（特許文献１，２）に比して第１の整流回路２での通電角を増加する方向であり、第２の整流回路１１、引いては多重変圧器１０での電流責務が減少し、電流容量を低く抑える効果も期待できる。

なお、上記の具体的なシミュレーション事例では、４００Ｖ電源で示したが、２００Ｖ電源でも同様の傾向となる。この事例では、直流リアクトル３の容量を変化させなかったが、容量を増加することで低次高調波成分を抑制できるので、交流リアクトル７，９の容量と組合せてバランスを取り、効率的に高調波を低減できる。特に交流リアクトル７は、主電流が全て流れるので、損失増加を防ぐため、極力小容量化するのが望ましい。また、上記の具体的なシミュレーション事例では、交流リアクトル７，９の容量選定は、入力電流が１６Ａ／相（１０．５ｋＷ程度）までＩＥＣ−６１０００−３−２を満たすように考慮したが、機器の最大容量によっては他の容量を選定できる可能性はある。

ところで、製品として標準状態にて充分な高調波抑制が必要な場合には、図１に示した多重整流回路は、出荷時点から常時接続となるので、発熱部品である交流リアクトル９、多重変圧器１０、第１の整流回路２、第２の整流回路１１、直流リアクトル３および必要に応じて交流リアクトル７、ノイズフィルタ８を別構造体Ａとしてまとめて別配置とすることで、整流回路２，１１の後段に配置される平滑コンデンサ４、逆変換器５およびその制御回路等の電子部品への熱ストレスを抑制することができる。なお、別構造体（電源高調波対策機器）Ａとする部品については、必ずしも上記の部品全てである必要はなく、製品構造上の要請によって適宜選択されることは言うまでもない。

このように、実施の形態１によれば、多重変圧器の巻数比を、特定次数だけでなく全体としてバランス良く高調波を抑制できる巻数比に選定し、また更なる高調波抑制を企図して交流リアクトルも挿入するようにしたので、多重化した直流が流れる直流リアクトルの大型化を抑制しつつ、低次高調波成分は十分に抑制した上で全ての高調波成分をバランス良く抑制することができ、国内規格だけでなく欧州規格にも対応することができるようになる。

実施の形態２．
図１４は、この発明の実施の形態２による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。なお、図１４では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。

すなわち、図１４に示すように、この実施の形態２では、第１の整流回路２と第２の整流回路１１との並列接続端と一端が平滑コンデンサ４に接続される直流リアクトル３の他端との間に、直流リアクトル１２が配置されている。つまり、この実施の形態２では、直流リアクトルが、直流リアクトル３と直流リアクトル１２とに分割された構成になっている。

直流リアクトル１２は、必ずしも必要ではないが、高調波抑制レベルを向上するために直流リアクトルのＬ値を大きくすることが有効であるので配置している。この構成によれば、図中破線Ｂで囲んだ回路部分（交流リアクトル９、多重変圧器１０、第２の整流回路１１、直流リアクトル１２）を別構造体（電源高調波対策機器）としておき、後付け対応可能構成とすることができる。

つまり、電源高調波対策が通常は直流リアクトル３だけで充分であり、選択的に更なる対策を導入するような場合、具体的には電源高調波に対する特定需要家ガイドラインへの対応が必要な場合に、別構造体（電源高調波対策機器）Ｂを後付けすることで対処することができる。このようにすれば、標準仕様製品の大型化、大重量化、高コスト化を抑制することができる。

なお、具体的な回路定数例は、次のようになっている。但し、直流リアクトルおよびコンデンサの容量選定は、実施の形態１と同様に８ｋＷ程度の負荷を想定している。三相交流電源１の相間電圧が２００Ｖの場合は、直流リアクトル３と直流リアクトル１２との和のＬ値は０．５ｍＨとし、平滑コンデンサ４の容量は３３００ｕＦとし、交流リアクトル９のＬ値は０．５ｍＨとする。

また、三相交流電源１の相間電圧が４００Ｖの場合は、直流リアクトル３と直流リアクトル１２との和のＬ値は２．９ｍＨとし、平滑コンデンサ４の容量は１６５０ｕＦとし、交流リアクトル９のＬ値は１．０ｍＨとする。

このように、実施の形態２によれば、実施の形態１と同様の作用、効果が得られるのに加えて、標準仕様製品の大型化、大重量化、高コスト化を抑制することができる。

実施の形態３．
図１５は、この発明の実施の形態３による多重整流回路を用いたインバータ回路の構成を示す回路図である。なお、図１５では、図１４（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。

すなわち、図１５において、整流回路１３、直流リアクトル３、平滑コンデンサ４および逆変換器５は、一般的なインバータ回路である。この実施の形態３では、図１５に示すように、三相交流電源１側の交流リアクトル７からノイズフィルタ８、第１の整流回路２、交流リアクトル９、多重変圧器１０、第２の整流回路１１および直流リアクトル１１までを別構造体（電源高調波対策機器）Ｃとして用意し、直流リアクトル１１の外部接続端と基準電位接続端とをインバータ回路の整流回路１３の入力部に接続できるようにしている。

但し、整流回路１３の構成部品であるダイオードについては、電源高調波対策機器Ｃを挿入した場合に、通流責務が特定の２つのダイオードに集中するので、予めその場合の温度上昇に備えた容量・放熱設計を施しておく必要がある。

なお、直流リアクトルについては、この実施の形態３では、直流リアクトル３に対して直流リアクトル１２を直列に配置していることになるので、回路定数の設定は、実施の形態２と同様になる。

このように、この実施の形態３によれば、三相交流電源１とインバータ回路の整流回路入力部との間に、単純に電源高調波対策機器Ｃを追加挿入する構成となるので、後付け対応が容易となる効果が得られる。なお、実施の形態３では、実施の形態２への適用例を示したが、実施の形態１（図１）に示した構造体Ａも電源高調波対策機器として同様に、三相交流電源１とインバータ回路の整流回路入力部との間に後付けすることができる。

ところで、実施の形態１〜３では、この発明をインバータ回路の整流部分に利用する場合について説明したが、同じ構成でその他の直流負荷にも利用できることは言うまでもない。また、負荷については特に限定していないが、大型機器では一般的に整流回路が回生コンバータを持たないダイオード整流回路であるので、上記した電源高調波対策機器Ｃなどを後付け追加しやすい構成である。

この発明の好適な適用例としては、空気調和装置の整流回路として使用することを挙げることができる。すなわち、図１、図１４、図１５に示すモータ６は、空気調和装置における圧縮機モータである。空気調和装置では、製品のインバータ化率が高く、かつ電源設備における容量占有率が高いので、電源高調波が問題視されることが多い。空気調和装置においてインバータで駆動される圧縮機モータは慣性が低く、回生エネルギーが発生しにくいので、好適な適用事例である。また、空気調和装置においては、インバータ回路周辺に熱交換用の送風機を一般に備えており、この発明の多重変圧器部を冷却する場合にもその気流が活用できるため追加部品が不要となる利点もある。

以上のように、この発明にかかる多重整流回路は、国内規格だけでなく欧州規格にも対応することができる整流回路として有用であり、特に、要求レベルに柔軟に対応できる整流回路として好適である。

Claims (8)

1. 三相交流電源を直流電源に変換する第１の整流回路と、
   前記三相交流電源の電圧を降圧するとともに、前記三相交流電源の各相電圧の関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、前記正三角形の第１の頂点を中心として残りの第２および第３の頂点間を結ぶ円弧と前記第２および第３の頂点間を結ぶ辺との間の空間位置であって、前記第２の頂点側から２０度以上離れた第１の空間位置と前記第３の頂点側から２０度以上離れた第２の空間位置とに位置するように、各頂点を中心として残りの２頂点間を結ぶ円弧と前記正三角形の各辺との間の６個の空間位置に配置される交流電圧を変成する多重変圧器と、
   前記多重変圧器が出力する位相が異なる６個の交流電圧を整流する第２の整流回路と、を備え、
   前記第１および第２の整流回路を並列接続して多重直流出力を得るようにした、
   ことを特徴とする多重整流回路。
2. 前記三相交流電源と前記多重変圧器との間には、交流リアクトルが配置されていることを特徴とする請求項１に記載の多重整流回路。
3. 三相交流電源が接続される第１の交流リアクトル、および前記第１の交流リアクトルの出力端が接続される第２の交流リアクトルと、
   前記第１の交流リアクトルを介して前記三相交流電源を直流電源に変換する第１の整流回路と、
   前記第２の交流リアクトルから入力する前記三相交流電源の電圧を降圧するとともに、前記三相交流電源の各相電圧の関係を示す正三角形の変圧器ベクトル図において、前記正三角形の第１の頂点を中心として残りの第２および第３の頂点間を結ぶ円弧と前記第２および第３の頂点間を結ぶ辺との間の空間位置であって、前記第２の頂点側から２０度以上離れた第１の空間位置と前記第３の頂点側から２０度以上離れた第２の空間位置とに位置するように、各頂点を中心として残りの２頂点間を結ぶ円弧と前記正三角形の各辺との間の６個の空間位置に配置される交流電圧を変成する多重変圧器と、
   前記多重変圧器が出力する位相が異なる６個の交流電圧を整流する第２の整流回路と、を備え、
   前記第１および第２の整流回路を並列接続して多重直流出力を得るようにした、
   ことを特徴とする多重整流回路。
4. 前記第１の交流リアクトルと前記第１の整流回路および前記第２の交流リアクトルとの間には、ノイズフィルタが配置されていることを特徴とする請求項３に記載の多重整流回路。
5. 前記多重直流出力について平滑化処理を行う平滑回路を構成する直流リアクトルは、平滑コンデンサから分離されて前記第１および第２の整流回路の並列接続端に接続され、前記第１の交流リアクトルから前記直流リアクトルまでの各要素は独立した構造体を構成していることを特徴とする請求項３に記載の多重整流回路。
6. 前記多重直流出力について平滑化処理を行う平滑回路を構成する直流リアクトルは、一端が前記第１および第２の整流回路の並列接続端に接続される第１の直流リアクトルと、前記第１の直流リアクトルの他端と平滑コンデンサとの間に接続される第２の直流リアクトルとで構成され、前記第２の交流リアクトル、前記多重変圧器、前記第２の整流回路および前記第１の直流リアクトルは独立した構造体を構成していることを特徴とする請求項３に記載の多重整流回路。
7. 前記第１および第２の整流回路の並列接続端に一端が接続される直流リアクトルの他端と基準電位端とがインバータ回路の整流回路入力部に接続されることを特徴とする請求項１に記載の多重整流回路。
8. 前記第１および第２の整流回路の並列接続端に一端が接続される直流リアクトルの他端と基準電位端とがインバータ回路の整流回路入力部に接続されることを特徴とする請求項３に記載の多重整流回路。

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