WO2022080237A1 - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 Download PDF

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chopper
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佑介 河野
俊之 馬場
康臣 真木
雄一郎 野崎
常仁 藤田
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株式会社東芝
東芝インフラシステムズ株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • An embodiment of the present invention relates to a power conversion device and a control method for the power conversion device.
  • a transformer isolation transformer
  • DC power is converted into AC power and input to the primary side of the isolation transformer, and the output on the secondary side is rectified to be converted into DC power again.
  • the higher the frequency of the AC power input to the isolation transformer the smaller the isolation transformer and the smaller the system.
  • a chopper that converts the power supplied from the power supply circuit into the desired DC power
  • an inverter that converts the DC power of the chopper into a high frequency AC power
  • an inverter that converts the DC power of the chopper into high frequency AC power
  • the present invention has been made in view of the above, and is a high-frequency insulation type power conversion that can output different voltages of a plurality of systems by simple control and can avoid current interruption of the inverter. It is an object of the present invention to provide a control method of an apparatus and a power conversion apparatus.
  • the power conversion device is connected in two series to a chopper that converts power from a power source into DC power and outputs it, an inverter that converts DC power output by the chopper into AC power, and a DC input unit of the inverter.
  • Multiple rectifiers that convert AC power supplied from the line to DC power, one or more voltage detectors that detect the output voltage of one of the multiple rectifiers, and DC power based on the output of the voltage detector.
  • a control device for controlling the chopper so that the output voltage of the above becomes a predetermined voltage value is provided.
  • FIG. 1 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a current path during the on-period of the upper arm of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a current path during the on-period of the lower arm of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of current waveforms of the upper arm and lower arm on period of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of control of a conventional chopper.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of the voltage of each part of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating control of a chopper of the power conversion device according to the first embodiment that suppresses the generation of ripple voltage.
  • FIG. 8 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of chopper control of the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of chopper control of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of chopper control of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of control of the chopper of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a schematic configuration explanatory diagram of a power conversion device according to the first embodiment.
  • a transformer that insulates the primary side and the secondary side by using a transformer having a pair of windings (coils) that are electromagnetically coupled in order to secure insulation between the primary side and the secondary side is known. ..
  • the power conversion system 100 of the embodiment includes a power conversion device 1 having a transformer and a power supply device 2.
  • the transformer becomes larger as the excitation frequency becomes lower.
  • a transformer in which an excitation frequency corresponding to a frequency of 50 Hz / 60 Hz of a commercial power supply is set becomes large. Therefore, the power conversion device 1 of the present embodiment uses a high-frequency transformer as a transformer to insulate the primary side and the secondary side and realize miniaturization.
  • the power converter 1 includes a resonance inverter 11, a first diode rectifier 12, a second diode rectifier 13, a first high-voltage transformer 21, a second high-voltage transformer 22, a chopper 31, and a power converter 1.
  • the voltage detector 51 that detects the voltage of the input terminal TI of the input system, the output terminal TO1 of the first output system of the power conversion device 1, the output terminal TO2 of the second output system of the power conversion device 1, and the output terminal TO1.
  • a control device 41 for controlling the resonance inverter 11 and the chopper 31 by inputting the voltage detection signal DS51 of the voltage detector 51.
  • the input terminal TI of the power converter 1 is connected to a power supply circuit 2 having a power supply 2A, a transformer 2B, and a rectifier 2C.
  • the rectifier 2C is composed of a diode bridge
  • the voltage of the input terminal TI fluctuates, so that the power input from the power supply circuit 2 is converted into DC power of a predetermined voltage by the chopper 31 and the resonance inverter 11 is used. By outputting to, voltage fluctuation is suppressed.
  • the resonance inverter 11 uses the DC power supplied from the chopper 31 to supply AC power to the first high frequency transformer 21 and the second high frequency transformer 22.
  • the resonance inverter 11 is configured as, for example, a resonance type single-phase half-bridge inverter.
  • the resonance inverter 11 includes a filter capacitor C1, a first switching transistor S1, a second switching transistor S2, a first resonance capacitor RC1, a second resonance capacitor RC2, a third resonance capacitor RC3, and a fourth resonance capacitor RC4. And have.
  • the primary winding of the first high frequency transformer 21 is connected to the midpoint between the first switching transistor S1 and the second switching transistor S2. Similarly, the primary winding of the first high frequency transformer 21 is connected to the midpoint between the first resonance capacitor RC1 and the second resonance capacitor RC2 in two series.
  • the resonance inverter 11 supplies AC power to the first high-frequency transformer 21 by alternately turning on and off the first switching transistor S1 and the second switching transistor S2 based on the control of the control device 41.
  • the primary winding of the second high frequency transformer 22 is connected to the midpoint between the first switching transistor S1 and the second switching transistor S2. Similarly, the primary winding of the second high frequency transformer 22 is connected to the midpoint between the second series third resonance capacitor RC3 and the fourth vibration capacitor RC4.
  • the resonance inverter 11 supplies AC power to the second high-frequency transformer 22 by alternately controlling the switching transistor S1 and the second switching transistor S2 on and off based on the control of the control device 41.
  • the first switching transistor S1 side of the resonance inverter 11 is used as the upper arm of the resonance inverter 11. Further, the second switching transistor S2 side of the resonance inverter 11 is used as the lower arm of the resonance inverter 11.
  • the first high frequency transformer 21 has a primary winding (primary winding) that generates a magnetic flux and a secondary winding (primary winding) that is insulated from the primary winding and excited by the magnetic flux generated in the primary winding. It is configured as an isolated transformer with a secondary winding).
  • a primary winding primary winding
  • secondary winding primary winding
  • the magnetic flux generated in the primary winding causes an induced current in the secondary winding.
  • the first high-frequency transformer 21 supplies electric power corresponding to the alternating current input from the primary side to the secondary side.
  • the diode rectifier 12 is a circuit that rectifies the electric power generated in the secondary winding of the first high frequency transformer 21, and in FIG. 1, a diode bridge (rectifier bridge) in which a plurality of diodes are combined and a filter capacitor 21 are used. And have.
  • the filter capacitor C21 smoothes the DC voltage rectified by the diode rectifier 12.
  • the reactor 23 smoothes the direct current rectified by the diode rectifier 12.
  • the filter capacitor C22 stabilizes the voltage at the output terminal TO1.
  • the second high frequency transformer 22 has a primary winding (primary winding) that generates a magnetic flux and a secondary winding (primary winding) that is insulated from the primary winding and excited by the magnetic flux generated in the primary winding. It is an isolated transformer having a secondary winding).
  • a primary winding primary winding
  • secondary winding primary winding
  • the second high frequency transformer 22 supplies electric power to the secondary side according to the alternating current input from the primary side.
  • the diode rectifier 13 is a circuit for rectifying the electric power generated in the secondary winding of the second high frequency transformer 22, for example, a diode bridge (rectifying bridge) in which a plurality of diodes are combined and a filter capacitor C31. I have.
  • the filter capacitor C31 smoothes the DC voltage rectified by the diode rectifier 13.
  • the reactor 24 smoothes the direct current rectified by the diode rectifier 13.
  • the filter capacitor C32 stabilizes the voltage of the output terminal TO2.
  • the DC power output from each of the output terminal TO1 and the output terminal TO2 directly supplies the power to the DC load, or converts the voltage by a converter such as an inverter (not shown) to supply the power to the load.
  • the voltage detector 51 detects the output voltage value of the output terminal TO1 and inputs it to the control device 41 as the voltage detection signal DS51.
  • the control device 41 controls the resonance inverter 11 and the chopper 31 based on the voltage detection signal DS51.
  • the control device 41 is configured as, for example, a logic circuit that generates a pulse signal.
  • the control device 41 includes a microprocessor that is an arithmetic element (computer) that executes arithmetic processing, and a memory that stores the program and data used in the program. It is also possible to adopt a configuration that generates a signal.
  • the control device 41 controls the fluxion of the chopper 31 so that the output voltage of the output terminal TO1 of the power conversion device 1 becomes a predetermined voltage value. Further, in the present embodiment, the control device 41 controls the flow rate of the upper arm and the lower arm of the resonance inverter 11, that is, the on period of each arm is constant.
  • the output voltage of the output terminal TO2 is not constant and fluctuates to some extent, but in a system in which a converter such as an inverter is connected to the output terminal TO2, the voltage fluctuation of the output voltage is within the controllable range. If there is, there is no problem.
  • the output of the power conversion device 1 is two systems, but further, like the first resonance capacitor RC1 and the second resonance capacitor RC2, a pair connected in series with the filter capacitor C1.
  • a resonance capacitor and a high-frequency transformer it is possible to have the same configuration in the case of three or more systems.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a current path during the on-period of the upper arm of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the first resonance capacitor RC1, the second resonance capacitor RC2, the filter capacitor C1, the first switching transistor S1 (upper arm) of the resonance inverter 11, the first high frequency transformer 21, and the first diode rectifier 12 are It forms a resonance circuit.
  • the circuit constants that contribute to the resonance frequency of the resonance current flowing through the first high frequency transformer 21 are the capacitance of the first resonance capacitor RC1 and the second resonance capacitor RC2, and the leakage inductance of the first high frequency transformer 21.
  • the conductor inductance of the current path dominates.
  • the third resonance capacitor RC3 and the fourth resonance capacitor RC4, the filter capacitor C1, the first switching transistor S1 (upper arm) of the resonance inverter 11, the second high frequency transformer 22, and the second diode rectifier 13 form a resonance circuit. ing.
  • the circuit constants that contribute to the resonance frequency of the resonance current flowing through the second high frequency transformer 22 are the capacitance of the third resonance capacitor RC3 and the fourth resonance capacitor RC4, the leakage inductance of the second high frequency transformer 22 and the leakage inductance of the second high frequency transformer 22.
  • the conductor inductance of the current path dominates.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram of a current path during the on-period of the lower arm of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the first resonance capacitor RC1, the second resonance capacitor RC2, the filter capacitor C1, the second switching transistor S2 (lower arm) of the resonance inverter 11, the first high frequency transformer 21, and the first diode rectifier 12 form a resonance circuit. ..
  • the circuit constants that contribute to the resonance frequency of the resonance current flowing through the first high frequency transformer 21 are the capacitance of the first resonance capacitor RC1 and the second resonance capacitor RC2, the leakage inductance of the first high frequency transformer 21 and the leakage inductance of the first high frequency transformer 21.
  • the conductor inductance of the current path dominates.
  • the third resonance capacitor RC3 and the fourth resonance capacitor RC4, the filter capacitor C1, the second switching transistor S2 (lower arm) of the resonance inverter 11, the second high frequency transformer 22, and the second diode rectifier 13 form a resonance circuit. ing.
  • the circuit constants that contribute to the resonance frequency of the resonance current flowing through the second high frequency transformer 22 are the capacitance of the third resonance capacitor RC3 and the fourth resonance capacitor RC4, the leakage inductance of the second high frequency transformer 22 and the leakage inductance of the second high frequency transformer 22.
  • the conductor inductance of the current path dominates.
  • diode rectifiers 12 and 13 exist in the current path. Therefore, when the polarity of the resonance current is inverted, it becomes opposite to the polarity of the diode, and when the resonance current reaches 0, the resonance current does not flow.
  • the resonance current flowing through the first high frequency transformer 21 and the resonance current flowing through the second high frequency transformer 22 contribute to the resonance frequency although the current paths overlap only in the resonance inverter 11 and the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11.
  • the resonant capacitor and the high frequency transformer are separated. Therefore, the mutual interference of the resonance operation can be ignored, and the conduction period of the resonance current can be regarded as constant.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram of current waveforms of the upper arm and lower arm on period of the resonance inverter of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the resonance current flowing in the primary winding of the first high frequency transformer 21 has a longer conduction period than the resonance current flowing in the primary winding of the second high frequency transformer 22.
  • the output current of the resonance inverter 11 is the sum of the resonance current flowing in the primary winding of the first high frequency transformer 21 and the resonance current flowing in the primary winding of the second high frequency transformer 22.
  • the conduction period of the output current of the resonance inverter 11 is determined by the resonance current flowing through the primary winding of the first high frequency transformer 21 having a long conduction period.
  • the on period of the first switching transistor S1 (upper arm) of the resonance inverter 11 and the on period of the second switching transistor S2 (lower arm) are fixed to values close to the conduction period of the resonance current.
  • the RMS value of the resonance current can be reduced, and the loss of the circuit can be reduced. Since the resonance inverter 11 cannot be used for control if the ON period is fixed, the chopper 31 controls the fluxion so that the output voltage of the output terminal TO1 becomes a predetermined voltage value. ..
  • FIG. 5 is an explanatory diagram of control of a conventional chopper.
  • the same reference numerals as those in the first embodiment are assigned.
  • the difference between the voltage command value and the value of the voltage detection signal DS51 output by the voltage detector 51 is input to the PI control unit 61 that performs proportional integration control, and the calculation result is input to the triangle wave comparison 62.
  • the gate signal GS of the chopper 31 is obtained.
  • the average voltage of the output terminal TO1 can be made constant, but the ripple voltage which fluctuates periodically cannot be suppressed, and the specified value of the voltage fluctuation. May exceed.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of the voltage of each part of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the AC power is 100 Hz or 120 Hz, which is twice the frequency of the output AC voltage, as shown in FIG. A pulsating power pulsation is generated.
  • a ripple voltage of 100 Hz or 120 Hz may be generated in the output voltage VTO2 of the output terminal TO2. Further, the power pulsation also generates a ripple voltage in the voltage VC1 of the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11 which is a power supply source, and as a result, a ripple voltage is also generated in the output voltage VTO1 of the output terminal TO1. Therefore, in the first embodiment, the generation of the ripple voltage is suppressed.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating control of a chopper of the power conversion device according to the first embodiment that suppresses the generation of ripple voltage.
  • the ripple voltage extraction unit 63 extracts the ripple voltage in a specific ripple voltage frequency band included in the voltage detection signal DS51 corresponding to the voltage of the output terminal TO1 detected by the voltage detector 51.
  • the ripple voltage suppression control unit 64 takes the extracted ripple voltage value as an input, calculates the output value of the ripple voltage frequency band so that the ripple voltage is reduced, outputs the output value to the adder 65, and outputs the PI control 61. Add to the value.
  • the effective voltage command value input to the triangular wave comparison unit 62 suppresses the influence of the ripple voltage. Therefore, in the first embodiment, the gate signal GS of the chopper 31 output from the triangular wave comparison unit 62 suppresses the generation of the ripple voltage due to the power pulsation. As described above, according to the first embodiment, power conversion can be performed while suppressing the ripple voltage of the voltage VTO2 of the output terminal TO2, the voltage VC1 of the filter capacitor C1, and the output voltage VTO1 of the output terminal TO1. can.
  • FIG. 8 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment of FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in that a voltage detector 52 is provided to detect the voltage VTO2 of the output terminal TO2 and output the voltage detection signal DS52.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of chopper control of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the ripple voltage may be generated even at the output terminal TO2. Therefore, in the second embodiment, the voltage detection signal DS52 output by the voltage detector 52 is used as the input value of the ripple voltage extraction unit 63.
  • the ripple voltage extraction unit 63 extracts the ripple voltage in a specific ripple voltage frequency band included in the voltage detection signal DS52 corresponding to the output voltage VTO2 of the output terminal TO2 detected by the voltage detector 52.
  • the ripple voltage suppression control unit 64 takes the extracted ripple voltage value as an input, calculates the output value of the ripple voltage frequency band so that the ripple voltage is reduced, outputs the output value to the adder 65, and outputs the PI control 61. Add to the value.
  • the effective voltage command value input to the triangular wave comparison unit 62 suppresses the influence of the ripple voltage appearing at the second output terminal TO2.
  • the gate signal GS of the chopper 31 output from the triangular wave comparison unit 62 is a ripple voltage appearing in the output voltage VTO2 of the second output terminal TO2. The influence of can be suppressed more reliably.
  • FIG. 10 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment of FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • the third embodiment differs from the first embodiment in that a voltage detector 53 that detects the voltage of the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11 and outputs the voltage detection signal DS53 is added.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of chopper control of the power conversion device according to the third embodiment.
  • a ripple voltage may be generated in the filter capacitor C1 of the resonant inverter 11.
  • the voltage detection signal DS53 output by the voltage detector 53 is used as the input value of the ripple voltage extraction unit 63.
  • the ripple voltage extraction unit 63 extracts the ripple voltage in a specific ripple voltage frequency band included in the voltage detection signal DS53 corresponding to the output voltage VC1 of the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11 detected by the voltage detector 53.
  • the ripple voltage suppression control unit 64 takes the extracted ripple voltage value as an input, calculates the output value of the ripple voltage frequency band so that the ripple voltage is reduced, outputs the output value to the adder 65, and outputs the PI control 61. Add to the value.
  • the effective voltage command value input to the triangular wave comparison unit 62 suppresses the influence of the ripple voltage appearing on the output voltage VC1 of the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11.
  • the gate signal GS of the chopper 31 output from the triangular wave comparison unit 62 appears in the output voltage VC1 of the filter capacitor C1 of the resonance inverter 11. The influence of the ripple voltage can be suppressed more reliably.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of a chopper control of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a schematic configuration explanatory diagram of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • the same parts as those in the first embodiment of FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • the fourth embodiment differs from the first embodiment in that a current detector 54 that detects the current of the second reactor 24 and outputs the current detection signal DS54 is added.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram of control of the chopper of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • the ripple current is also generated in the current of the reactor 24, but the ripple current is larger than the ripple voltage as a ratio to the DC value. Even if the ripple voltage is reduced, the ripple current is generated by the power pulsation.
  • the ripple voltage extraction unit 63 extracts the ripple voltage in a specific ripple voltage frequency band included in the voltage detection signal DS51 corresponding to the voltage of the output terminal TO1 detected by the voltage detector 51. Therefore, it is used as the first input value of the ripple voltage suppression control 64.
  • the ripple current is extracted by the ripple current extraction unit 65 and used as the second input value of the ripple voltage suppression control 64.
  • the ripple voltage suppression control unit 64 uses the extracted ripple voltage value as the first input, the extracted ripple current value as the second input, and the output value of the ripple voltage frequency band so that the ripple voltage is reduced. Is calculated, output to the adder 65, and added to the output value of the PI control 61.
  • the effective voltage command value input to the triangular wave comparison unit 62 appears in the voltage VTO2 of the output terminal TO2, the voltage VC1 of the filter capacitor C1 and the output voltage VTO1 of the output terminal TO1 by considering the ripple current.
  • the influence of the ripple voltage is suppressed with high accuracy. Therefore, according to the fourth embodiment, in addition to the effect of the first embodiment, the gate signal GS of the chopper 31 output from the triangular wave comparison unit 62 takes into consideration the influence of the ripple current, and is more reliable. The generation of ripple voltage can be suppressed.
  • a chopper that converts power from a power source into DC power and outputs it, an inverter that converts DC power output by the chopper into AC power, and a plurality of resonances connected in series to the DC input section of the transformer.
  • Supply from a capacitor a plurality of high frequency transformers in which the primary winding is connected to the midpoint between the inverter and the plurality of resonance capacitors to convert the AC power of the inverter, and the secondary windings of the plurality of high frequency transformers.
  • It is a control method of a power conversion device executed by a power conversion device including a plurality of rectifiers for converting AC power to DC power, and is a process of detecting an output voltage of any of the plurality of rectifiers. And the process of controlling the chopper so that the output voltage of the DC power becomes a predetermined voltage value based on the result of the voltage detection may be provided.
  • a chopper that converts the power from the power supply into DC power and outputs it, an inverter that converts the DC power output by the chopper into AC power, and a plurality of resonances connected in series to the DC input section of the transformer.
  • Supply from a capacitor a plurality of high frequency transformers in which the primary winding is connected to the midpoint between the inverter and the plurality of resonance capacitors to convert the AC power of the inverter, and the secondary windings of the plurality of high frequency transformers.
  • It is a program for controlling a power conversion device including a plurality of rectifiers for converting AC power to DC power by a computer, and the computer detects an output voltage of any one of the plurality of rectifiers. It may function as a means and a means for controlling the chopper so that the output voltage of the DC power becomes a predetermined voltage value based on the result of the voltage detection.

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Abstract

実施形態に係る電力変換装置は、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線がインバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する一または複数の電圧検出器と、電圧検出器の出力に基づいて直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるようにチョッパを制御する制御装置と、を備える。

Description

電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
　本発明の実施形態は、電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関する。
　高圧の電圧系統から低圧の負荷に電力を供給する場合、電圧値の変換だけでなく、変圧器（絶縁トランス）による絶縁が必要となる。絶縁トランスを用いた電力変換装置では、直流電力を交流電力に変換して絶縁トランスの一次側に入力し、二次側の出力を整流することで再度直流電力に変換する。絶縁トランスに入力する交流電力を高周波化するほど、絶縁トランスを小型化でき、システムの小型化が可能となる。
　高周波絶縁方式の電力変換装置の一つの構成として、電源回路から供給される電力を所望の直流電力に変換するチョッパと、チョッパの直流電力を高周波数の交流電力に変換するインバータと、インバータから供給される高周波数の交流電流により励磁される高周波変圧器（絶縁トランス）と、高周波の交流電力を直流電力に変換する整流器を備える。また、回路上の静電容量とインダクタンスによる共振動作を利用した共振回路を適用することによって、インバータのスイッチング損失を大幅に低減でき、インバータの高周波スイッチングが可能となる。
特開２０１９－８３６５８号公報
　ところで、電力変換装置のシステムによっては、定格電圧が異なる複数の負荷があることで、複数系統の異なる電圧の出力が求められる場合がある。それに対して、電力変換装置を複数台設けると、システムの大型化、高コスト化となるという問題点があった。
　また一台の電力変換装置で複数系統の出力電圧を制御する場合、制御系の複雑化や共振回路の電流遮断によるインバータの損失増加やサージ電圧の発生の虞があった。
　本発明は上記に鑑みてなされたものであり、一台で複数系統の異なる電圧を簡易な制御によって出力可能であり、かつ、インバータの電流遮断を回避することが可能な高周波絶縁方式の電力変換装置及び電力変換装置の制御方法を提供することを目的としている。
　実施形態に係る電力変換装置は、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線がインバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する一または複数の電圧検出器と、電圧検出器の出力に基づいて直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるようにチョッパを制御する制御装置と、を備える。
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。 図２は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームのオン期間の電流経路の説明図である。 図３は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの下アームのオン期間の電流経路の説明図である。 図４は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームおよび下アームオン期間の電流波形の説明図である。 図５は、従来のチョッパの制御の説明図である。 図６は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部の電圧の説明図である。 図７は、リプル電圧の発生を抑制する第１実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御を説明する図である。 図８は、第２実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。 図９は、第２実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。 図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。 図１１は、第３実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。 図１２は、第４実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。 図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御の説明図である。
　以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
［１］第１実施形態
　図１は、第１実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
　一次側と二次側との絶縁を確保するために、電磁結合する一対の巻線（コイル）を備える変圧器を用いて、一次側と二次側とを絶縁する変圧器が知られている。
　実施形態の電力変換システム１００は、変圧器を有する電力変換装置１と、電源装置２と、を備えている。
　ところで、変圧器は、励磁周波数が低くなる程大型化する。例えば、商用電源の５０Ｈｚ／６０Ｈｚの周波数に対応する励磁周波数が設定された変圧器では、大型になる。そこで、本実施形態の電力変換装置１は、変圧器として高周波変圧器を用いることにより、一次側と二次側とを絶縁し、且つ小型化を実現している。
　ここで、電力変換装置１の構成について詳細に説明する。
　電力変換装置１は、共振インバータ１１と、第１ダイオード整流器１２と、第２ダイオード整流器１３と、第１高周波変圧器２１と、第２高周波変圧器２２と、チョッパ３１と、電力変換装置１の入力系統の入力端子ＴＩと、電力変換装置１の第１出力系統の出力端子ＴＯ１と、電力変換装置１の第２出力系統の出力端子ＴＯ２と、出力端子ＴＯ１の電圧を検出する電圧検出器５１と、電圧検出器５１の電圧検出信号ＤＳ５１が入力されて共振インバータ１１及びチョッパ３１を制御する制御装置４１と、を備えている。
　電力変換装置１の入力端子ＴＩは、電源２Ａ、変圧器２Ｂ及び整流器２Ｃを有する電源回路２と接続されている。
　ここで、整流器２Ｃがダイオードブリッジで構成される場合には入力端子ＴＩの電圧が変動するため、電源回路２から入力された電力をチョッパ３１で所定の電圧の直流電力に変換して共振インバータ１１に出力することで、電圧変動を抑制している。
　共振インバータ１１は、チョッパ３１から供給される直流電力を用いて、第１高周波変圧器２１および第２高周波変圧器２２に交流電力を供給する。共振インバータ１１は、例えば、共振方式単相ハーフブリッジインバータとして構成される。
　共振インバータ１１は、フィルタコンデンサＣ１と、第１スイッチングトランジスタＳ１と、第２スイッチングトランジスタＳ２と、第１共振コンデンサＲＣ１と、第２共振コンデンサＲＣ２と、第３共振コンデンサＲＣ３と、第４共振コンデンサＲＣ４と、を備えている。
　第１スイッチングトランジスタＳ１と第２スイッチングトランジスタＳ２との中点には、第１高周波変圧器２１の一次巻線が接続されている。同様に二直列の第１共振コンデンサＲＣ１と第２共振コンデンサＲＣ２との中点には、第１高周波変圧器２１の一次巻線が接続されている。
　そして、共振インバータ１１は、制御装置４１の制御に基づいて、第１スイッチングトランジスタＳ１及び第２スイッチングトランジスタＳ２を交互にオンオフ制御することにより、第１高周波変圧器２１に交流電力を供給する。
　第１スイッチングトランジスタＳ１と第２スイッチングトランジスタＳ２との中点には、第２高周波変圧器２２の一次巻線が接続されている。同様に二直列の第３共振コンデンサＲＣ３と第４の振コンデンサＲＣ４との中点には、第２高周波変圧器２２の一次巻線が接続されている。
　そして、共振インバータ１１は、制御装置４１の制御に基づいて、スイッチングトランジスタＳ１及び第２スイッチングトランジスタＳ２を交互にオンオフ制御することにより、第２高周波変圧器２２に交流電力を供給する。
　以下の説明においては、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１側を、共振インバータ１１の上アームとする。また、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２側を、共振インバータ１１の下アームとする。
　第１高周波変圧器２１は、磁束を発生させる一次側の巻線（一次巻線）と、一次巻線と絶縁され、且つ一次巻線に生じた磁束により励磁される二次側の巻線（二次巻線）とを有する絶縁トランスとして構成されている。
　この第１高周波変圧器２１の一次巻線に共振インバータ１１から交流電流が供給された場合、一次巻線に磁束が生じる。一次巻線に生じた磁束は、二次巻線に誘導電流を発生させる。これにより、第１高周波変圧器２１は、一次側から入力された交流電流に応じた電力を二次側に供給する。
　ダイオード整流器１２は、第１高周波変圧器２１の二次巻線に生じた電力を整流する回路であり、図１においては、複数のダイオードが組み合わされたダイオードブリッジ（整流ブリッジ）と、フィルタコンデンサ２１と、を備えている。ここで、フィルタコンデンサＣ２１は、ダイオード整流器１２で整流した直流電圧の平滑化を行う。
　またリアクトル２３は、ダイオード整流器１２で整流した直流電流を平滑化する。
　フィルタコンデンサＣ２２は、出力端子ＴＯ１における電圧を安定化する。
　第２高周波変圧器２２は、磁束を発生させる一次側の巻線（一次巻線）と、一次巻線と絶縁され、且つ一次巻線に生じた磁束により励磁される二次側の巻線（二次巻線）とを有する絶縁トランスである。第２高周波変圧器２２の一次巻線に共振インバータ１１から交流電流が供給された場合、一次巻線に磁束が生じる。一次巻線に生じた磁束は、二次巻線に誘導電流を発生させる。これにより、第２高周波変圧器２２は、一次側から入力された交流電流に応じて、二次側に電力を供給する。
　ダイオード整流器１３は、第２高周波変圧器２２の二次巻線に生じた電力を整流する回路であり、例えば、複数のダイオードが組み合わされたダイオードブリッジ（整流ブリッジ）と、フィルタコンデンサＣ３１と、を備えている。ここで、フィルタコンデンサＣ３１は、ダイオード整流器１３で整流した直流電圧を平滑化する。
　またリアクトル２４は、ダイオード整流器１３で整流した直流電流を平滑化する。
　フィルタコンデンサＣ３２は出力端子ＴＯ２の電圧を安定化する。
　出力端子ＴＯ１及び出力端子ＴＯ２からそれぞれ出力された直流電力は、直流負荷に電力を直接供給し、あるいは、図示されないインバータ等の変換器によって電圧を変換して負荷に電力を供給する。
　この場合において、電圧検出器５１は、出力端子ＴＯ１の出力電圧値を検出し、制御装置４１に電圧検出信号ＤＳ５１として入力する。
　これにより制御装置４１は、電圧検出信号ＤＳ５１に基づいて、共振インバータ１１及びチョッパ３１を制御する。
　この場合において、制御装置４１は、例えば、パルス信号を生成する論理回路として構成される。あるいは、制御装置４１は、演算処理を実行する演算素子（コンピュータ）であるマイクロプロセッサと、プログラム及びプログラムで用いられるデータなどを記憶するメモリとを備え、マイクロプロセッサがプログラムを実行することにより、パルス信号を生成する構成を採ることも可能である。
　制御装置４１は、電力変換装置１の出力端子ＴＯ１の出力電圧を所定の電圧値となるようにチョッパ３１の通流率を制御する。また本実施形態においては、制御装置４１は、共振インバータ１１の上アームと下アームの通流率、すなわち、各アームのオン期間を一定として制御を行っている。
　この場合、出力端子ＴＯ２の出力電圧が一定とならずに多少変動することとなるが、インバータなどの変換器が出力端子ＴＯ２に接続されるシステムでは、出力電圧の電圧変動が可制御範囲内にあれば問題ない。
　以上の説明は、電力変換装置１の出力が二系統の場合であったが、さらに第１共振コンデンサＲＣ１及び第２共振コンデンサＲＣ２と同様に、フィルタコンデンサＣ１と並列に直列に接続された一対の共振コンデンサと、高周波変圧器と、を設けることにより三系統以上の場合も同様の構成とすることが可能である。
　次に第１実施形態の動作を説明する。
　図２は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームのオン期間の電流経路の説明図である。
　図２に示すように、第１共振コンデンサＲＣ１、第２共振コンデンサＲＣ２、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）、第１高周波変圧器２１及び第１ダイオード整流器１２が共振回路を形成している。
　このとき、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２の静電容量と、第１高周波変圧器２１の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。
　同様に第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）、第２高周波変圧器２２、第２ダイオード整流器１３が共振回路を形成している。
　このとき、第２高周波変圧器２２に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４の静電容量と、第２高周波変圧器２２の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。
　図３は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの下アームのオン期間の電流経路の説明図である。
　第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）、第１高周波変圧器２１、第１ダイオード整流器１２が共振回路を形成している。
　このとき、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第１共振コンデンサＲＣ１および第２共振コンデンサＲＣ２の静電容量と、第１高周波変圧器２１の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。
　同様に第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４、フィルタコンデンサＣ１、共振インバータ１１の第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）、第２高周波変圧器２２、第２ダイオード整流器１３が共振回路を形成している。
　このとき、第２高周波変圧器２２に流れる共振電流の共振周波数に寄与する回路定数は、第３共振コンデンサＲＣ３および第４共振コンデンサＲＣ４の静電容量と、第２高周波変圧器２２の漏れインダクタンスおよび電流経路の導体インダクタンスが支配的となる。
　図２及び図３に示したように、電流経路には、ダイオード整流器１２、１３が存在する。このため、共振電流の極性が反転するとダイオード極性と反対になるため、共振電流が０に達すると共振電流が流れなくなる。
　また、第１高周波変圧器２１に流れる共振電流と第２高周波変圧器２２に流れる共振電流は、共振インバータ１１と共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１でのみ電流経路が重なっているが、共振周波数に寄与する共振コンデンサと高周波変圧器とは分離されている。
　このため、共振動作の相互干渉は無視でき、共振電流の導通期間はそれぞれ一定とみなせる。
　図４は、第１実施形態に係る電力変換装置の共振インバータの上アームおよび下アームオン期間の電流波形の説明図である。
　以下の説明においては、第１高周波変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流の方が第２高周波変圧器２２の一次巻線に流れる共振電流よりも導通期間は長いものとする。
　ここで、共振インバータ１１の出力電流は、第１高周波変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流と、第２高周波変圧器２２の一次巻線に流れる共振電流の和となる。
　従って、共振インバータ１１の出力電流の導通期間は、導通期間の長い第１高周波変圧器２１の一次巻線に流れる共振電流で決まる。
　このため、共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）のオン期間および第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）のオン期間を、変圧器に流れる全ての共振電流の導通期間よりも長くすれば、共振インバータ１１での電流遮断は発生しない。
　また共振インバータ１１の第１スイッチングトランジスタＳ１（上アーム）のオン期間および第２スイッチングトランジスタＳ２（下アーム）のオン期間を共振電流の導通期間に近い値に固定する。
　これにより、共振電流のＲＭＳ値が低減し、回路の損失を低減することができる。
　なお、共振インバータ１１のオン期間を固定すると制御に用いることができないため、前述のように、チョッパ３１で出力端子ＴＯ１の出力電圧を所定の電圧値となるように通流率を制御している。
　ここで、従来のチョッパ制御について説明する。
　図５は、従来のチョッパの制御の説明図である。
　図５においては、理解の容易のため、第１実施形態と同様の符号を付するものとする。
　従来のチョッパ制御においては、電圧指令値と電圧検出器５１の出力した電圧検出信号ＤＳ５１の値の差分を、比例積分制御を行うＰＩ制御部６１に入力し、その演算結果を三角波比較６２に入力することで、チョッパ３１のゲート信号ＧＳが得られる。
　ところで、制御装置４１の性能の制約等でＰＩ制御部のゲインを大きくできない場合、出力端子ＴＯ１の平均電圧は一定にできるが、周期的に変動するリプル電圧は抑制できず、電圧変動の仕様値を超えるおそれがある。
　図６は、第１実施形態に係る電力変換装置の各部の電圧の説明図である。
　例えば、出力端子ＴＯ２に単相インバータが接続されて、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの単相交流電圧を出力する場合、図６に示すように、交流電力は出力交流電圧の２倍の周波数である１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚで脈動する電力脈動が発生する。
　この電力脈動の影響で、出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２にも１００Ｈｚまたは１２０Ｈｚのリプル電圧が発生する可能性がある。また、電力脈動は、電力供給源である共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１にもリプル電圧を発生させ、結果として出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１にもリプル電圧が発生することになる。
　そこで、本第１実施形態においては、リプル電圧の発生を抑制している。
　図７は、リプル電圧の発生を抑制する第１実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御を説明する図である。
　リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５１で検出した出力端子ＴＯ１の電圧に相当する電圧検出信号ＤＳ５１に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。
　この場合において、リプル電圧の抽出の方法としては、バンドパスフィルタやＦＦＴなどを用いることが挙げられる。
　そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。
　この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、リプル電圧の影響を抑制するものとなる。
　したがって、本第１実施形態においては、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、電力脈動に起因するリプル電圧の発生を抑制するものとなる。
　以上の説明のように、本第１実施形態によれば、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２、フィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１及び出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１のリプル電圧を抑制しつつ電力変換を行うことができる。
［２］第２実施形態
　次に第２実施形態について説明する。
　図８は、第２実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
　図８において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
　本第２実施形態が、第１実施形態と異なる点は、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２を検出して電圧検出信号ＤＳ５２を出力する電圧検出器５２を設けた点である。
　図９は、第２実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
　第１実施形態において、図６により説明した通り、出力端子ＴＯ２でもリプル電圧が発生する虞がある。このため、本第２実施形態においては、リプル電圧抽出部６３の入力値として、電圧検出器５２が出力した電圧検出信号ＤＳ５２を用いている。
　リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５２で検出した出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２に相当する電圧検出信号ＤＳ５２に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。
　そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。
　この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、第２出力端子ＴＯ２に現れるリプル電圧の影響を抑制するものとなる。
　したがって、本第２実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、第２出力端子ＴＯ２の出力電圧ＶＴＯ２に現れるリプル電圧の影響をより確実に抑制できる。
［３］第３実施形態
　次に第３実施形態について説明する。
　図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
　図１０において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
　本第３実施形態が、第１実施形態と異なる点は、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の電圧を検出して電圧検出信号ＤＳ５３を出力する電圧検出器５３を追加した点である。
　図１１は、第３実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
　第１実施形態において、図６により説明した通り、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１にもリプル電圧が発生する虞がある。
　このため、本第３実施形態においては、リプル電圧抽出部６３の入力値として、電圧検出器５３が出力した電圧検出信号ＤＳ５３を用いている。
　リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５３で検出した共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に相当する電圧検出信号ＤＳ５３に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出する。
　そして、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。
　この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に現れるリプル電圧の影響を抑制するものとなる。
　したがって、本第３実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、共振インバータ１１のフィルタコンデンサＣ１の出力電圧ＶＣ１に現れるリプル電圧の影響をより確実に抑制できる。
［４］第４実施形態
　図１２は、第４実施形態に係る電力変換装置のチョッパ制御の説明図である。
　図１２は、第４の実施形態に係る電力変換装置の概要構成説明図である。
　図１２において、図１の第１実施形態と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
　本第４実施形態が、第１実施形態と異なる点は、第２のリアクトル２４の電流を検出して電流検出信号ＤＳ５４を出力する電流検出器５４を追加した点である。
　図１３は、第４の実施形態に係る電力変換装置のチョッパの制御の説明図である。
　ところで、リプル電圧と同様に、リアクトル２４の電流にもリプル電流が発生するが、直流値に対する割合としてはリプル電圧よりもリプル電流の方が大きくなる。またリプル電圧を低減しても電力脈動によってリプル電流は発生する。
　そこで、本第４実施形態においては、リプル電圧抽出部６３は、電圧検出器５１で検出した出力端子ＴＯ１の電圧に相当する電圧検出信号ＤＳ５１に含まれる特定のリプル電圧周波数帯のリプル電圧を抽出してリプル電圧抑制制御６４の第１の入力値としている。
　さらに電流検出器５４が出力した電流検出信号ＤＳ５４に基づいて、リプル電流をリプル電流抽出部６５で抽出してリプル電圧抑制制御６４の第２入力値としている。
　これらの結果、リプル電圧抑制制御部６４は、抽出されたリプル電圧値を第１入力とし、抽出されたリプル電流値を第２入力とし、リプル電圧が低減するようにリプル電圧周波数帯の出力値を演算し、加算器６５に出力し、ＰＩ制御６１の出力値に加算する。
　この結果、三角波比較部６２に入力される実効的な電圧指令値は、リプル電流も考慮することで、出力端子ＴＯ２の電圧ＶＴＯ２、フィルタコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１及び出力端子ＴＯ１の出力電圧ＶＴＯ１に現れるリプル電圧の影響を高い精度で抑制するものとなる。
　したがって、本第４実施形態によれば、第１実施形態の効果に加えて、三角波比較部６２から出力されるチョッパ３１のゲート信号ＧＳは、リプル電流の影響を考慮したものとなり、より確実にリプル電圧の発生を抑制できる。
　以上、本発明の実施形態を説明したが、この実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　例えば、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、を備えた電力変換装置で実行される電力変換装置の制御方法であって、前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する過程と、前記電圧検出の結果に基づいて前記直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるように前記チョッパを制御する過程と、を備えるようにしてもよい。
　また、電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、を備えた電力変換装置をコンピュータにより制御するためのプログラムであって、コンピュータを、前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する手段と、電圧検出の結果に基づいて直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるようにチョッパを制御する手段と、して機能させてもよい。
　１００…電力変換システム
　　１…電力変換装置
　　２…電源回路
　１１…共振インバータ
　１２…第１ダイオード整流器
　１３…第２ダイオード整流器
　２１…第１高周波変圧器
　２２…第２高周波変圧器
　２３…第１リアクトル
　２４…第２リアクトル
　３１…チョッパ
　４１…制御装置
　５１～５３…電圧検出器
　５４…電流検出器
　６１…ＰＩ制御部
　６２…三角波比較部
　６３…リプル電圧抽出部
　６４…リプル電圧抑制制御部
　６５…リプル電流抽出部
　Ｃ１、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ３１、Ｃ３２…フィルタコンデンサ
　ＲＣ１～ＲＣ４…第１共振コンデンサ～第４共振コンデンサ
　Ｓ１…第１スイッチングトランジスタ（上アーム）
　Ｓ２…第２スイッチングトランジスタ（下アーム）
　ＴＩ…入力端子
　ＴＯ１，ＴＯ２…出力端子。

Claims (6)

  1. 　電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、
    　前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、
    　前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、
    　一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、
    　前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、
    　前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する一または複数の電圧検出器と、
    　前記電圧検出器の出力に基づいて前記直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるように前記チョッパを制御する制御装置と、
    　を備えた電力変換装置。
  2. 　前記インバータを構成しているスイッチがオンする期間を、前記複数の高周波変圧器の一次巻線に流れる共振電流の導通期間よりも長い固定値とする、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御装置は、前記電圧検出器の検出値に基づいて、特定の周波数帯のリプル電圧を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれる前記リプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
    　請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記複数の整流器のうち、複数の整流器の出力電圧をそれぞれ検出する複数の電圧検出器を備え、
    　前記制御装置は、複数の前記電圧検出器の検出値に基づいて、それぞれ特定の周波数帯のリプル電圧を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれる前記リプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
    　請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 　前記直流電力の出力電流に含まれるリプル電流を検出する電流検出器を備え、
    　前記制御装置は、前記電流検出器により検出されたリプル電流に基づいて、特定の周波数帯のリプル電流を抽出し、前記直流電力の出力電圧に含まれるリプル電圧を低減するように前記チョッパを制御する、
    　請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　電源からの電力を直流電力に変換して出力するチョッパと、前記チョッパが出力した直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの直流入力部に二直列に接続される複数の共振コンデンサと、一次巻線が前記インバータと前記複数の共振コンデンサの中点に接続されて前記インバータの交流電力を変換する複数の高周波変圧器と、前記複数の高周波変圧器の二次巻線から供給される交流電力を直流電力に変換する複数の整流器と、を備えた電力変換装置で実行される電力変換装置の制御方法であって、
    　前記複数の整流器のうちいずれかの出力電圧を検出する過程と、前記出力電圧の検出の結果に基づいて前記直流電力の出力電圧が所定の電圧値となるように前記チョッパを制御する過程と、
    　を備える電力変換装置の制御方法。
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