JP6388154B2 - 共振型dc−dcコンバータ - Google Patents
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Description
この共振型DC−DCコンバータは、直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ10と、インダクタンスLrとコンデンサCrとが直列に接続された共振回路20と、一次側・二次側を絶縁するための絶縁トランス30と、ダイオードD1〜D4からなる整流回路40と、平滑用のコンデンサCoと、を備えている。
更に、絶縁トランス30の二次巻線の両端は整流回路40の入力側に接続され、整流回路40の出力側には、コンデンサCo及び負荷50が互いに並列に接続されている。
図7において、チョッパ11は、直流電源Eと、リアクトルLinと、直列接続されたスイッチング素子S3,S4と、ダイオードD5,D6と、によって構成され、ダイオードD5のカソードとダイオードD6のアノードがコンデンサCin1,Cin2の直列回路の両端にそれぞれ接続されている。また、スイッチング素子S3,S4同士の接続点はインバータ10aの中性電位点bに接続されている。
図8において、インバータ(3レベルインバータ)12は、直流電源Eと、その両端に接続されたコンデンサCin1,Cin2の直列回路及びスイッチング素子S1〜S4の直列回路と、スイッチング素子S1,S2同士の接続点とスイッチング素子S3,S4同士の接続点との間に接続されたダイオードDc1,Dc2の直列回路と、この直列回路に並列に接続されたコンデンサCssと、を備え、ダイオードDc1,Dc2同士の接続点は中性電位点bに接続されている。
また、絶縁トランス30の二次側に設けられた整流回路41は、ダイオードD1〜D4と、ダイオードD1,D2にそれぞれ直列に接続された整流用のスイッチング素子S5,S6とから構成されている。
しかし、チョッパ11を構成するリアクトルLinやスイッチング素子S3,S4等が部品数の増加を招き、装置全体の容積やコストが増加すると共に、チョッパ11の構成部品によるスイッチング損失等に起因して効率が低下するという問題がある。
しかし、高い直流電圧が入力されて低い直流電圧を出力するような大容量・低電圧出力用の直流電源装置では、絶縁トランス30の二次側電流が一次側電流に比べて巻数比分、大きくなるため、整流回路41における導通損失が著しく大きくなるという問題がある。
前記インバータから出力される交流電圧を所定の大きさの交流電圧に変換する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスから出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、
前記インバータの一方の出力端子から前記絶縁トランスの一次巻線を介して前記インバータの他方の出力端子に至る経路上で、前記一次巻線と直列に接続された共振回路と逆耐圧性を有する双方向スイッチと、
を備え、
前記インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせ、かつ、前記双方向スイッチを構成する2個の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせると共に、
前記インバータを構成する各スイッチング素子の第1の導通期間と、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子の第2の導通期間と、を互いにずらし、かつ、前記第1の導通期間と前記第2の導通期間とが同じ長さとなるように制御することを特徴とする。
更に、本発明では、絶縁トランスの一次側に設けた双方向スイッチをインバータと共に制御することで出力電圧を安定化しているため、大容量・低電圧出力用の直流電源装置においても、例えば第3の従来技術に比べて導通損失の低減が可能である。
図1は、本発明の第1実施形態に係る共振型DC−DCコンバータの回路図であり、図6と同一の回路部品については同一の参照符号を付してある。
また、スイッチング素子S1,S2,S5,S6はIGBTに限らず、他の種類のスイッチング素子であっても良い。
ここで、第1モードは、スイッチング素子S1及びS5、または、S2及びS6が同時にオンしている期間が共振回路20の共振周期の1/2より長い場合であり、主に共振回路20の電圧変換ゲインが1以上である時の動作モードである。また、第2モードは、スイッチング素子S1及びS5、または、S2及びS6が同時にオンしている期間が共振回路20の共振周期の1/2より短い場合であり、主に共振回路20の電圧変換ゲインが1未満である時の動作モードである。
(1)期間[t0〜t1]
時刻t0の直前ではスイッチング素子S1がターンオンしている。時刻t0においてスイッチング素子S5がターンオンすると、インバータ15は、直流電源Eのエネルギーを共振回路20→絶縁トランス30→ダイオードD1,D4を介して負荷50に供給する。このとき、共振回路20には、入力電圧Vinの1/2、すなわちVin/2と電圧Voとの差が印加され、電流の共振が開始される。
時刻t1でインバータ15の出力電流Irが絶縁トランス30の励磁電流ILMまで減衰し、整流回路40を流れる電流も0まで減衰するので、絶縁トランス30の二次側はオープン状態となる。また、絶縁トランス30の一次側は、電圧(Vin/2)と共振回路20の容量Cr及びインダクタンスLr、並びに絶縁トランス30の励磁インダクタンスLmとによって構成される新たな共振回路の動作により、電流の共振が開始される。
時刻t2でスイッチング素子S1がターンオフし、デッドタイムを挟んで、時刻t3でスイッチング素子S2がターンオンする。絶縁トランス30の一次側の共振回路20は、電圧(Vin/2)及び電圧Voが逆方向に印加されて電流の共振が開始される。
この期間において、インバータ15の出力電流Irは、共振回路20、絶縁トランス30の一次巻線、オン状態のスイッチング素子S5、コンデンサCin2、スイッチング素子S2の還流ダイオードの経路で流れ、時刻t3で0まで減衰するが、スイッチング素子S6がオフ状態であるため逆流することはない。スイッチング素子S1は時刻t2において微小な電流(絶縁トランス30の励磁電流ILM)でターンオフし、スイッチング素子S2は時刻t3においてゼロ電流でターンオンする。
この期間では、時刻t3でスイッチング素子S5がターンオフすると共に、デッドタイムを挟んで、時刻t4でスイッチング素子S6がターンオンし、次の半周期の動作が始まる。この期間において、インバータ15の出力電流Irは0であるため、スイッチング素子S5はゼロ電流ターンオフ、スイッチング素子S6はゼロ電流ターンオンとなる。また、絶縁トランス30の励磁電流ILMは、整流回路40のダイオードD2,D3を介して流れることになる。
ここで、スイッチング素子S1は絶縁トランス30の微小な励磁電流ILMでターンオフし、スイッチング素子S2,S5,S6はゼロ電流でオン・オフするためゼロ電流スイッチング動作となり、損失やノイズの低減が可能である。
(5)期間[t0〜t1]
時刻t0の直前では、スイッチング素子S1がオンしている。時刻t0においてスイッチング素子S5がターンオンすると、インバータ15は直流電流Eのエネルギーを共振回路20→絶縁トランス30→ダイオードD1,D4を介して負荷50に供給する。このとき、共振回路20にはVin/2と電圧Voとの差が印加され、電流の共振が開始される。
時刻t1でスイッチング素子S1がターンオフした後、デッドタイム期間を挟んで、時刻t2でスイッチング素子S2がターンオンする。共振回路20には、電圧Vin/2と電圧Voとの和が逆方向に印加され、電流の共振が開始される。
スイッチング素子S2は、逆並列接続されている還流ダイオードが導通した状態でターンオンするため、ゼロ電流スイッチング動作を行うことになる。また、時刻t2において、インバータ15の出力電流Irは絶縁トランス30の励磁電流ILMまで減衰する。
インバータ15の出力電流Irが励磁電流ILM以下まで減衰すると、整流回路40のダイオード素子D2,D3が導通し、絶縁トランス30の一次側の共振回路20は、電圧Vin/2と電圧Voとが逆方向に印加されて電流の共振が始まる。
この期間において、インバータ15の出力電流Irは、共振回路20、絶縁トランス30の一次巻線、オン状態のスイッチング素子S5、コンデンサCin2、スイッチング素子S2の還流ダイオードの経路で流れ、インバータ15の出力電流Irは0まで減衰するが、スイッチング素子S6がオフ状態であるため、逆流することはない。
この期間ではスイッチング素子S5がターンオフすると共に、デッドタイムを挟んで、時刻t4でスイッチング素子S6がターンオンし、次の半周期の動作が始まる。この時、インバータ15の出力電流Irは0であるため、スイッチング素子S5はゼロ電流ターンオフ、スイッチング素子S6はゼロ電流ターンオンとなる。また、トランス30の励磁電流ILMは、整流回路40のダイオードD2,D3を介して流れることになる。
また、スイッチング素子S2は僅かな励磁電流ILMでターンオンし、スイッチング素子S5,S6はゼロ電流でオン・オフするため、損失やノイズの低減が可能である。
この実施形態は、図8に示したインバータ12において、中性電位点bと絶縁トランス30の一次巻線の一端との間に、スイッチング素子S5,S6からなる双方向スイッチSDを接続したものである。なお、共振回路20、絶縁トランス30、整流回路40、コンデンサCo及び負荷50の接続構成は、図1と同様である。
図5において、直流電源Eの両端に接続されたスイッチング素子S1,S2の直列回路は第1スイッチング素子直列回路を構成し、同じくスイッチング素子S3,S4の直列回路は第2スイッチング素子直列回路を構成している。また、接続点a,b’はインバータ17の出力端子であり、接続点b’とトランス30の一次巻線の一端との間に双方向スイッチSDが接続されている。その他の構成は図1,図4と同様である。
20:共振回路
30:絶縁トランス
40:整流回路
50:負荷
E:直流電源
Cin1,Cin2,Co,Cr,Css:コンデンサ
S1〜S6:半導体スイッチング素子
SD:双方向スイッチ
Lr:インダクタンス
D1〜D6,Dc1,Dc2:ダイオード
Claims (5)
- 複数の半導体スイッチング素子のオン・オフにより直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータから出力される交流電圧を所定の大きさの交流電圧に変換する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスから出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、
前記インバータの一方の出力端子から前記絶縁トランスの一次巻線を介して前記インバータの他方の出力端子に至る経路上で、前記一次巻線と直列に接続された共振回路と逆耐圧性を有する双方向スイッチと、
を備え、
前記インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせ、かつ、前記双方向スイッチを構成する2個の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせると共に、
前記インバータを構成する各スイッチング素子の第1の導通期間と、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子の第2の導通期間と、を互いにずらし、かつ、前記第1の導通期間と前記第2の導通期間とが同じ長さとなるように制御することを特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 - 請求項1に記載した共振型DC−DCコンバータにおいて、
前記インバータを構成する各スイッチング素子のデューティ比、及び、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子のデューティ比を、50%としたことを特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 - 請求項1または2に記載した共振型DC−DCコンバータにおいて、
前記インバータが、2個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、2個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するハーフブリッジ型インバータであり、
前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 - 請求項1または2に記載した共振型DC−DCコンバータにおいて、
前記インバータが、2個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、4個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有する3レベルインバータであり、
前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成する内側の2個のスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型DC−DCコンバータ。 - 請求項1または2に記載した共振型DC−DCコンバータにおいて、
前記インバータが、2個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第1スイッチング素子直列回路と、2個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第2スイッチング素子直列回路と、前記第1スイッチング素子直列回路及び前記第2スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するフルブリッジ型インバータであり、
前記第1スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点、及び、前記第2スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型DC−DCコンバータ。
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