JP2016046973A - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】低損失かつ比較的簡単な回路構成により、入力電圧が変動しても出力電圧を一定に制御可能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】インバータ１５、絶縁トランス３０及び整流回路４０と、インバータ１５の一方の出力端子から絶縁トランス３０の一次巻線を介してインバータ１５の他方の出力端子に至る経路上で一次巻線と直列に接続された共振回路２０と双方向スイッチＳ_Ｄと、を備える。インバータ１５のスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２を一定周波数にて交互にオン・オフさせ、かつ、双方向スイッチＳ_Ｄを構成する逆耐圧性のスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６を一定周波数にて交互にオン・オフさせると共に、スイッチング素子Ｓ_１とＳ_５との導通期間、スイッチング素子Ｓ_２とＳ_６との導通期間にずれを持たせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、インダクタンス及びコンデンサによる共振動作を利用して、インバータを構成する半導体スイッチング素子をソフトスイッチング動作させると共に、入力電圧の変動に関わらず出力電圧を一定に保つようにした共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

図６は、一般的な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であり、第１の従来技術に相当するものである。
この共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧を交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ１０と、インダクタンスＬ_ｒとコンデンサＣ_ｒとが直列に接続された共振回路２０と、一次側・二次側を絶縁するための絶縁トランス３０と、ダイオードＤ_１〜Ｄ_４からなる整流回路４０と、平滑用のコンデンサＣ_ｏと、を備えている。

ここで、インバータ１０は、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに並列に接続されたコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２の直列回路及び半導体スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２の直列回路と、によって構成されている。また、インバータ１０の出力端子としての、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２同士の接続点ａとコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２同士の接続点（中性電位点）ｂとの間に、共振回路２０と巻数比がｎ：１（ｎは任意の数）である絶縁トランス３０の一次巻線とが直列に接続される。なお、コンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２の容量値は等しいものとする。
更に、絶縁トランス３０の二次巻線の両端は整流回路４０の入力側に接続され、整流回路４０の出力側には、コンデンサＣ_ｏ及び負荷５０が互いに並列に接続されている。

この種の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば非特許文献１に記載されており、その動作は、同文献の“Analysis of Series-Resonant Converter”に説明されている。すなわち、インバータ１０のスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２を交互にオン・オフさせることにより、共振回路２０の動作によって絶縁トランス３０の一次側に高周波交流電圧を発生させ、その二次側電圧を整流回路４０及びコンデンサＣ_ｏにより整流、平滑して所定の大きさの直流電圧に変換し、負荷５０に供給している。

ここで、直流電源Ｅからの入力電圧Ｖ_ｉｎが変動した時に出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に制御するためには、共振回路２０の共振周波数に対してスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のスイッチング周波数を変化させる。すなわち、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが目標値より低い時は、スイッチング周波数を共振周波数よりも低い値に制御して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを上昇させ、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが目標値より高い時は、スイッチング周波数を共振周波数よりも高い値に制御して出力電圧Ｖ_ｏｕｔを低下させることにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを目標値に保つことができる。

次に、図７は第２の従来技術を示す回路図であり、非特許文献２に記載されているものである。この従来技術が図６と異なるのは、インバータ１０ａの入力側にチョッパ１１が追加されている点である。
図７において、チョッパ１１は、直流電源Ｅと、リアクトルＬ_ｉｎと、直列接続されたスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４と、ダイオードＤ_５，Ｄ_６と、によって構成され、ダイオードＤ_５のカソードとダイオードＤ_６のアノードがコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２の直列回路の両端にそれぞれ接続されている。また、スイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点はインバータ１０ａの中性電位点ｂに接続されている。

この従来技術では、入力電圧Ｖ_ｉｎが変動しても、チョッパ１１のスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４をオン・オフさせることでインバータ１０ａの入力電圧を一定値に制御可能であり、インバータ１０ａのスイッチング周波数を固定した状態で出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に保つことができる。

更に、図８は、非特許文献３に記載された第３の従来技術を示している。
図８において、インバータ（３レベルインバータ）１２は、直流電源Ｅと、その両端に接続されたコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２の直列回路及びスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４の直列回路と、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２同士の接続点とスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４同士の接続点との間に接続されたダイオードＤ_ｃ１，Ｄ_ｃ２の直列回路と、この直列回路に並列に接続されたコンデンサＣ_ｓｓと、を備え、ダイオードＤ_ｃ１，Ｄ_ｃ２同士の接続点は中性電位点ｂに接続されている。
また、絶縁トランス３０の二次側に設けられた整流回路４１は、ダイオードＤ_１〜Ｄ_４と、ダイオードＤ_１，Ｄ_２にそれぞれ直列に接続された整流用のスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６とから構成されている。

この従来技術では、インバータ１２内のスイッチング素子Ｓ_１〜Ｓ_４を一定のスイッチング周波数でオン・オフさせ、絶縁トランス３０の一次側に３つのレベルの電圧を印加すると共に、整流回路４１内のスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６のオン・オフのタイミングを制御することにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に制御している。

Robert L.Steigerwald, "A Comparison of Half-Bridge Resonant Converter Topologies", IEEE Transaction on Power Electronics． J Weber, et al., "Galvanic separated high frequency power converter for auxiliary railway supply", EPE2003. Francisco Canales, et al., "A Wide Input Voltage and Load Output Variations Fixed-Frequency ZVS DC/DC LLC Resonant Converter for High-Power Applications", Industry Applications Conference, 2002．

第１の従来技術によれば、入力電圧Ｖ_ｉｎが高くなった場合、スイッチング周波数を共振回路の共振周波数より高くして出力電圧Ｖ_ｏｕｔを目標値に保つことが可能であるが、整流回路４０の逆回復サージによってスイッチング損失が大きくなるという問題がある。また、スイッチング周波数が高くなると制御装置の演算負荷も増大することになる。

第２の従来技術では、入力電圧Ｖ_ｉｎが変動しても、チョッパ１１の動作によってインバータ１０ａの入力電圧を一定に制御可能であるため、インバータ１０ａのスイッチング周波数を変化させずに出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に保つことができる。
しかし、チョッパ１１を構成するリアクトルＬ_ｉｎやスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４等が部品数の増加を招き、装置全体の容積やコストが増加すると共に、チョッパ１１の構成部品によるスイッチング損失等に起因して効率が低下するという問題がある。

第３の従来技術では、図７におけるチョッパ１１を不要とし、かつ、整流回路４１内のスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６のオン・オフのタイミングを制御することによって入力電圧Ｖ_ｉｎの変動に関わらず出力電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に保つことができる。
しかし、高い直流電圧が入力されて低い直流電圧を出力するような大容量・低電圧出力用の直流電源装置では、絶縁トランス３０の二次側電流が一次側電流に比べて巻数比分、大きくなるため、整流回路４１における導通損失が著しく大きくなるという問題がある。

そこで、本発明の解決課題は、上述した各従来技術が有する問題点を解消し、比較的簡単な回路構成により、低損失にて一定の直流電圧を出力可能な共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、複数の半導体スイッチング素子のオン・オフにより直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
前記インバータから出力される交流電圧を所定の大きさの交流電圧に変換する絶縁トランスと、
前記絶縁トランスから出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、
前記インバータの一方の出力端子から前記絶縁トランスの一次巻線を介して前記インバータの他方の出力端子に至る経路上で、前記一次巻線と直列に接続された共振回路と逆耐圧性を有する双方向スイッチと、を備え、
前記インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせ、かつ、前記双方向スイッチを構成する２個の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせると共に、
前記インバータを構成する各スイッチング素子の導通期間と、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子の導通期間と、が互いにずれるように制御するものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インバータを構成する各スイッチング素子のデューティ比、及び、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子のデューティ比を、５０％としたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インバータが、２個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するハーフブリッジ型インバータであり、前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたものである。

請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インバータが、２個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、４個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有する３レベルインバータであり、前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成する内側の２個のスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたものである。

請求項５に係る発明は、請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記インバータが、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第１スイッチング素子直列回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第２スイッチング素子直列回路と、前記第１スイッチング素子直列回路及び前記第２スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するフルブリッジ型インバータであり、前記第１スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点、及び、前記第２スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたものである。

本発明によれば、ハーフブリッジ型やフルブリッジ型等のインバータに双方向スイッチを追加し、インバータ及び双方向スイッチのスイッチング周波数を一定にしつつ各スイッチング素子の導通期間を制御することにより、入力電圧の変動に関わらず出力電圧を一定値に制御することができる。このため、第１の従来技術のようにスイッチング周波数を可変とした場合の損失や演算負荷の増大を回避できると共に、第２の従来技術に比べて回路構成の簡略化による部品数や装置容積の減少、低コスト化、損失の低減が可能である。
更に、本発明では、絶縁トランスの一次側に設けた双方向スイッチをインバータと共に制御することで出力電圧を安定化しているため、大容量・低電圧出力用の直流電源装置においても、例えば第３の従来技術に比べて導通損失の低減が可能である。

本発明の第１実施形態を示す回路図である。 第１実施形態の動作を示すための等価回路図（図２（ａ））及び動作波形図（図２（ｂ））である。 第１実施形態の動作を示すための等価回路図（図３（ａ））及び動作波形図（図３（ｂ））である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である。 本発明の第３実施形態を示す回路図である。 第１の従来技術を示す回路図である。 第２の従来技術を示す回路図である。 第３の従来技術を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であり、図６と同一の回路部品については同一の参照符号を付してある。

図１において、ハーフブリッジ型のインバータ１５は、図６と同様に、直流電源Ｅと、直流電源Ｅに並列に接続された等容量のコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２の直列回路及び半導体スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２の直列回路と、を備えている。更に、インバータ１５の一方の出力端子であるコンデンサＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２同士の接続点（中性電位点）ｂとトランス３０の一次巻線の一端との間には、双方向スイッチＳ_Ｄが接続されている。

ここで、双方向スイッチＳ_Ｄは、逆耐圧性を有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６を逆並列に接続して構成されているが、逆耐圧性のない半導体スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチを２個、逆方向に直列に接続して構成しても良い。
また、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２，Ｓ_５，Ｓ_６はＩＧＢＴに限らず、他の種類のスイッチング素子であっても良い。

共振回路２０、絶縁トランス３０、整流回路４０、コンデンサＣ_ｏ及び負荷５０の接続構成は図６と同様であるため、説明を省略する。なお、共振回路２０は、双方向スイッチＳ_Ｄと絶縁トランス３０の一次巻線との間に設けても良い。

図２は、この第１実施形態における第１モードの動作を説明するための回路図（図２（ａ））及び動作波形図（図２（ｂ））であり、図３は、第２モードの動作を説明するための回路図（図３（ａ））及び動作波形図（図３（ｂ））である。
ここで、第１モードは、スイッチング素子Ｓ_１及びＳ_５、または、Ｓ_２及びＳ_６が同時にオンしている期間が共振回路２０の共振周期の１／２より長い場合であり、主に共振回路２０の電圧変換ゲインが１以上である時の動作モードである。また、第２モードは、スイッチング素子Ｓ_１及びＳ_５、または、Ｓ_２及びＳ_６が同時にオンしている期間が共振回路２０の共振周期の１／２より短い場合であり、主に共振回路２０の電圧変換ゲインが１未満である時の動作モードである。

なお、図２（ａ），図３（ａ）において、Ｌ_ｍは絶縁トランス３０の励磁インダクタンス、Ｖ_ｏは、図１に示すごとく絶縁トランス３０の一次巻線の両端電圧を示す。また、図２（ｂ），図３（ｂ）において、Ｖ_ｇｓは各スイッチング素子のオン・オフ状態を表すためのゲート―ソース間電圧、Ｖ_ａｂは図１におけるａ，ｂ間の電圧、Ｖ_ｃｒは共振回路２０のコンデンサＣ_ｒの両端電圧、Ｉ_ｒはインバータ１５の出力電流、Ｉ_ＬＭは絶縁トランス３０の励磁電流をそれぞれ示している。

始めに、図２に基づいて、第１モードにおける各期間の動作を説明する。
（１）期間［ｔ_０〜ｔ_１］
時刻ｔ_０の直前ではスイッチング素子Ｓ_１がターンオンしている。時刻ｔ_０においてスイッチング素子Ｓ_５がターンオンすると、インバータ１５は、直流電源Ｅのエネルギーを共振回路２０→絶縁トランス３０→ダイオードＤ_１，Ｄ_４を介して負荷５０に供給する。このとき、共振回路２０には、入力電圧Ｖ_ｉｎの１／２、すなわちＶ_ｉｎ／２と電圧Ｖ_ｏとの差が印加され、電流の共振が開始される。

（２）期間［ｔ_１〜ｔ_２］
時刻ｔ_１でインバータ１５の出力電流Ｉ_ｒが絶縁トランス３０の励磁電流Ｉ_ＬＭまで減衰し、整流回路４０を流れる電流も０まで減衰するので、絶縁トランス３０の二次側はオープン状態となる。また、絶縁トランス３０の一次側は、電圧（Ｖ_ｉｎ／２）と共振回路２０の容量Ｃ_ｒ及びインダクタンスＬ_ｒ、並びに絶縁トランス３０の励磁インダクタンスＬ_ｍとによって構成される新たな共振回路の動作により、電流の共振が開始される。

（３）期間［ｔ_２〜ｔ_３］
時刻ｔ_２でスイッチング素子Ｓ_１がターンオフし、デッドタイムを挟んで、時刻ｔ_３でスイッチング素子Ｓ_２がターンオンする。絶縁トランス３０の一次側の共振回路２０は、電圧（Ｖ_ｉｎ／２）及び電圧Ｖ_ｏが逆方向に印加されて電流の共振が開始される。
この期間において、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは、共振回路２０、絶縁トランス３０の一次巻線、オン状態のスイッチング素子Ｓ_５、コンデンサＣ_ｉｎ２、スイッチング素子Ｓ_２の還流ダイオードの経路で流れ、時刻ｔ_３で０まで減衰するが、スイッチング素子Ｓ_６がオフ状態であるため逆流することはない。スイッチング素子Ｓ_１は時刻ｔ_２において微小な電流（絶縁トランス３０の励磁電流Ｉ_ＬＭ）でターンオフし、スイッチング素子Ｓ_２は時刻ｔ_３においてゼロ電流でターンオンする。

（４）期間［ｔ_３〜ｔ_４］
この期間では、時刻ｔ_３でスイッチング素子Ｓ_５がターンオフすると共に、デッドタイムを挟んで、時刻ｔ_４でスイッチング素子Ｓ_６がターンオンし、次の半周期の動作が始まる。この期間において、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは０であるため、スイッチング素子Ｓ_５はゼロ電流ターンオフ、スイッチング素子Ｓ_６はゼロ電流ターンオンとなる。また、絶縁トランス３０の励磁電流Ｉ_ＬＭは、整流回路４０のダイオードＤ_２，Ｄ_３を介して流れることになる。

図２（ｂ）から明らかなように、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２は、それぞれデューティ比が５０％にてオン・オフし、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６も、それぞれデューティ比が５０％にてオン・オフする。また、スイッチング素子Ｓ_１とＳ_５との導通期間には位相のずれがあり、スイッチング素子Ｓ_２とＳ_６との導通期間にも位相のずれがある。
ここで、スイッチング素子Ｓ_１は絶縁トランス３０の微小な励磁電流Ｉ_ＬＭでターンオフし、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_５，Ｓ_６はゼロ電流でオン・オフするためゼロ電流スイッチング動作となり、損失やノイズの低減が可能である。

次に、図３に基づいて、第２モードにおける各期間の動作を説明する。
（５）期間［ｔ_０〜ｔ_１］
時刻ｔ_０の直前では、スイッチング素子Ｓ_１がオンしている。時刻ｔ_０においてスイッチング素子Ｓ_５がターンオンすると、インバータ１５は直流電流Ｅのエネルギーを共振回路２０→絶縁トランス３０→ダイオードＤ_１，Ｄ_４を介して負荷５０に供給する。このとき、共振回路２０にはＶ_ｉｎ／２と電圧Ｖ_ｏとの差が印加され、電流の共振が開始される。

（６）期間［ｔ_１〜ｔ_２］
時刻ｔ_１でスイッチング素子Ｓ_１がターンオフした後、デッドタイム期間を挟んで、時刻ｔ_２でスイッチング素子Ｓ_２がターンオンする。共振回路２０には、電圧Ｖ_ｉｎ／２と電圧Ｖ_ｏとの和が逆方向に印加され、電流の共振が開始される。
スイッチング素子Ｓ_２は、逆並列接続されている還流ダイオードが導通した状態でターンオンするため、ゼロ電流スイッチング動作を行うことになる。また、時刻ｔ_２において、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは絶縁トランス３０の励磁電流Ｉ_ＬＭまで減衰する。

（７）期間［ｔ_２〜ｔ_３］
インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒが励磁電流Ｉ_ＬＭ以下まで減衰すると、整流回路４０のダイオード素子Ｄ_２，Ｄ_３が導通し、絶縁トランス３０の一次側の共振回路２０は、電圧Ｖ_ｉｎ／２と電圧Ｖ_ｏとが逆方向に印加されて電流の共振が始まる。
この期間において、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは、共振回路２０、絶縁トランス３０の一次巻線、オン状態のスイッチング素子Ｓ_５、コンデンサＣ_ｉｎ２、スイッチング素子Ｓ_２の還流ダイオードの経路で流れ、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは０まで減衰するが、スイッチング素子Ｓ_６がオフ状態であるため、逆流することはない。

（８）期間［ｔ_３〜ｔ_４］
この期間ではスイッチング素子Ｓ_５がターンオフすると共に、デッドタイムを挟んで、時刻ｔ_４でスイッチング素子Ｓ_６がターンオンし、次の半周期の動作が始まる。この時、インバータ１５の出力電流Ｉ_ｒは０であるため、スイッチング素子Ｓ_５はゼロ電流ターンオフ、スイッチング素子Ｓ_６はゼロ電流ターンオンとなる。また、トランス３０の励磁電流Ｉ_ＬＭは、整流回路４０のダイオードＤ_２，Ｄ_３を介して流れることになる。

図３（ｂ）から明らかなように、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２のデューティ比は５０％、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６のデューティ比も５０％であり、スイッチング素子Ｓ_１とＳ_５との導通期間、スイッチング素子Ｓ_２とＳ_６との導通期間には、いずれも位相のずれがある。
また、スイッチング素子Ｓ_２は僅かな励磁電流Ｉ_ＬＭでターンオンし、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６はゼロ電流でオン・オフするため、損失やノイズの低減が可能である。

図４は、本発明の第２実施形態であり、インバータとして３レベルインバータ１６を用いた場合のものである。
この実施形態は、図８に示したインバータ１２において、中性電位点ｂと絶縁トランス３０の一次巻線の一端との間に、スイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６からなる双方向スイッチＳ_Ｄを接続したものである。なお、共振回路２０、絶縁トランス３０、整流回路４０、コンデンサＣ_ｏ及び負荷５０の接続構成は、図１と同様である。

この第２実施形態では、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_３と同Ｓ_２，Ｓ_４とをそれぞれデューティ５０％にてオン・オフさせると共に、双方向スイッチＳ_Ｄのスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６をそれぞれデューティ５０％にてオン・オフさせる。そして、例えば、スイッチング素子Ｓ_１及びＳ_５の導通期間、スイッチング素子Ｓ_４及びＳ_６の導通期間に位相のずれを持たせることにより、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

図５は、本発明の第３実施形態であり、インバータとしてフルブリッジ型のインバータ１７を用いた場合のものである。
図５において、直流電源Ｅの両端に接続されたスイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_２の直列回路は第１スイッチング素子直列回路を構成し、同じくスイッチング素子Ｓ_３，Ｓ_４の直列回路は第２スイッチング素子直列回路を構成している。また、接続点ａ，ｂ’はインバータ１７の出力端子であり、接続点ｂ’とトランス３０の一次巻線の一端との間に双方向スイッチＳ_Ｄが接続されている。その他の構成は図１，図４と同様である。

この第３実施形態では、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_４と同Ｓ_２，Ｓ_３とをそれぞれデューティ５０％にてオン・オフさせると共に、双方向スイッチＳ_Ｄのスイッチング素子Ｓ_５，Ｓ_６をそれぞれデューティ５０％にてオン・オフさせる。そして、スイッチング素子Ｓ_２，Ｓ_３の導通期間とスイッチング素子Ｓ_５の導通期間との間、スイッチング素子Ｓ_１，Ｓ_４の導通期間とスイッチング素子Ｓ_６の導通期間との間に位相のずれを持たせることにより、第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。

以上のように各実施形態によれば、入力電圧が変動した場合であっても、インバータのスイッチング周波数を変動させることなく、インバータ及び双方向スイッチを構成する各スイッチング素子の導通期間を制御することで、出力電圧を一定に保つことができる。

１５，１６，１７：インバータ
２０：共振回路
３０：絶縁トランス
４０：整流回路
５０：負荷
Ｅ：直流電源
Ｃ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２，Ｃ_ｏ，Ｃ_ｒ，Ｃ_ｓｓ：コンデンサ
Ｓ_１〜Ｓ_６：半導体スイッチング素子
Ｓ_Ｄ：双方向スイッチ
Ｌ_ｒ：インダクタンス
Ｄ_１〜Ｄ_６，Ｄ_ｃ１，Ｄ_ｃ２：ダイオード

Claims (5)

1. 複数の半導体スイッチング素子のオン・オフにより直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
   前記インバータから出力される交流電圧を所定の大きさの交流電圧に変換する絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスから出力される交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する整流回路と、
   前記インバータの一方の出力端子から前記絶縁トランスの一次巻線を介して前記インバータの他方の出力端子に至る経路上で、前記一次巻線と直列に接続された共振回路と逆耐圧性を有する双方向スイッチと、
   を備え、
   前記インバータを構成する複数の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせ、かつ、前記双方向スイッチを構成する２個の半導体スイッチング素子を一定周波数にて交互にオン・オフさせると共に、
   前記インバータを構成する各スイッチング素子の導通期間と、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子の導通期間と、が互いにずれるように制御することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータを構成する各スイッチング素子のデューティ比、及び、前記双方向スイッチを構成する各スイッチング素子のデューティ比を、５０％としたことを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータが、２個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するハーフブリッジ型インバータであり、
   前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータが、２個のコンデンサが直列に接続されたコンデンサ直列回路と、４個の半導体スイッチング素子が直列に接続されたスイッチング素子直列回路と、前記コンデンサ直列回路及び前記スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有する３レベルインバータであり、
   前記コンデンサ直列回路を構成するコンデンサ同士の接続点、及び、前記スイッチング素子直列回路を構成する内側の２個のスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１または２に記載した共振型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータが、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第１スイッチング素子直列回路と、２個の半導体スイッチング素子が直列に接続された第２スイッチング素子直列回路と、前記第１スイッチング素子直列回路及び前記第２スイッチング素子直列回路に互いに並列に接続された直流電源と、を有するフルブリッジ型インバータであり、
   前記第１スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点、及び、前記第２スイッチング素子直列回路を構成するスイッチング素子同士の接続点を、前記インバータの一対の出力端子としたことを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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