JP2017163657A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成及び制御により、各単相の電流バランスを容易にとる。
【解決手段】電力変換装置は、３相３線式ＡＣ電源各相間に接続され、且つ、出力側が単相出力端子に並列に接続された３組の単相コンバータ３０と、前記単相出力端子のＤＣ出力電圧を検出し、ＰＦＣ制御により、前記ＤＣ出力電圧と基準電圧との誤差が小さくなるような周波数のスイッチング信号を生成する出力電圧制御部７０と、を備え、前記各組の単相コンバータ３０は、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０を有している。前記絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０は、スイッチング回路５２と、共振回路５３と、１次巻線が前記共振回路５３の出力側に接続され、２次巻線５４ｂが前記他の相の単相コンバータの２次巻線に直列に接続されたトランス５４と、共通の整流平滑回路６０と、を有している。
【選択図】図１

Description

本発明は、３相力率改善型コンバータ等の電力変換装置に関するものである。

従来、例えば、特許文献１、２等に記載されているように、電力変換装置の一つである３相力率改善型コンバータは、各相のＤＣ／ＤＣ変換回路（直流／直流変換回路）の出力側が並列構成になっているのが一般的である。

図２は、従来の電力変換装置を示す概略の回路図である。
この電力変換装置は、３相力率改善型コンバータであり、商用の３相３線式ＡＣ（交流）電源に接続された３相入力端子１Ｒ，ｌＳ，１Ｔと、負荷へ単相のＤＣ出力電力Ｐｏｕｔを供給する単相出力端子２ａ，２ｂと、を有している。３相入力端子１Ｒ，ｌＳ，１Ｔと単相出力端子２ａ，２ｂとの間には、３つの単相コンバータ１０（即ち、３相入力端子１Ｒ，１Ｓに接続されたＵ相用単相コンバータ１０−１、３相入力端子１Ｓ，１Ｔに接続されたＶ相用単相コンバータ１０−２、及び３相入力端子１Ｒ，１Ｔに接続されたＷ相用単相コンバータ１０−３）が並列に接続されている。各単相コンバータ１０は、３相のＡＣ入力電力ＰｉｎをＤＣ出力電力Ｐｏｕｔに変換するものであり、力率改善回路（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｎ、以下「ＰＦＣ」という。）１１と、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路１２と、整流平滑回路１７と、により構成されている。

絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路１２は、ＬＬＣ共振型コンバータにより構成され、この前段にＰＦＣ１１を接続することにより、例えば、変化するＡＣ商用電源（ＡＣ８５Ｖ〜２６５Ｖ）の高調波を抑制しつつ力率を改善しながら、出力電圧を約ＤＣ４００Ｖと高く設計し、安定化することができるという利点を有している。各単相コンバータ１０において、ＰＦＣ１１は、ＡＣ入力電力Ｐｉｎの力率を改善してＤＣ電力を出力する機能を有し、この出力側に、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路１２が接続されている。絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路１２は、平滑用コンデンサ１３、スイッチング回路１４、共振回路１５、及びトランス（変圧器）１６により構成されている。

平滑用コンデンサ１３は、ＰＦＣ１１の出力電流を平滑するものであり、この出力側に、スイッチング回路１４が接続されている。スイッチング回路１４は、平滑用コンデンサ１３に蓄積された電荷をスイッチングしてＡＣ電流に変換する回路であり、２つのスイッチング信号ｆ１，ｆ２により、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作するスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、以下「ＦＥＴ」という。）１４ａ，１４ｂを有し、これらの出力側に、共振回路１５が接続されている。共振回路１５は、スイッチング回路１４の出力電流により共振し、トランス１６の１次巻線１６ａに共振電流を流す回路であり、２つの共振用コンデンサ１５ａ，１５ｂ、及び１つの共振用インダクタ１５ｃを有し、これらの出力側に、トランス１６が接続されている。トランス１６は、１次巻線１６ａ及び２次巻線１６ｂを有し、この２次巻線１６ｂの出力側に、整流平滑回路１７が接続されている。

整流平滑回路１７は、２次巻線１６ｂに誘起されるＡＣ電圧を整流及び平滑してＤＣ出力電力Ｐｏｕｔを単相出力端子２ａ，２ｂから出力する回路であり、４つの整流用ダイオード１７ａ〜１７ｄと、１つの平滑用コンデンサ１８と、を有している。

平滑用コンデンサ１８の出力側には、２次側電流検出用のシャント抵抗１９と、出力電圧制御部２０と、が接続されている。出力電圧制御部２０は、単相出力端子２ａ，２ｂ間のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、このＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるような２つのスイッチング信号ｆ１，ｆ２を生成し、各相のＦＥＴ１４ａとＦＥＴ１４ｂとを、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作させる機能を有している。

このような構成の電力変換装置では、３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎが３相入力端子１Ｒ，１Ｓ，１Ｔに入力されると、そのＡＣ入力電力Ｐｉｎが、各相のＰＦＣ１１により力率が改善されてＤＣ電圧及びＤＣ電流に変換され、平滑用コンデンサ１３により平滑化される。平滑化された各相のＤＣ電圧及びＤＣ電流は、スイッチング回路１４でスイッチングされ、共振回路１５で共振してＡＣ電圧に変換される。変換された各相のＡＣ電圧は、トランス１６で電圧レベルが変換された後、整流平滑回路１７で整流及び平滑されて単相のＤＣ出力電力Ｐｏｕｔに変換され、単相出力端子２ａ，２ｂから出力される。単相出力端子２ａ，２ｂ間のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧制御部２０へフィードバック（帰還）される。出力電圧制御部２０では、周波数制御により、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧との差が小さくなるようなスイッチング信号ｆ１，ｆ２を生成し、各相のＦＥＴ１４ａとＦＥＴ１４ｂとを、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作させる。これにより、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に一致するような定電圧制御が行われる。

特開２０１０−１９３６１４号公報（電力変換装置） 特開２０１１−１３０５７８号公報（直流電源装置）

従来の図２の電力変換装置では、以下のような課題があった。
３つの単相コンバータ１０（＝１０−１〜１０−３）は、構成部品のばらつき等により、各相の電流バランス、即ち、各単相コンバータ１０が分担する負荷電流が必ずしも同一にならない。そのため、各単相コンバータ１０の電流バランスをとることが必要になる。

従来、例えば、各相ＰＦＣ１１間の電流バランスをとる方法として、ピークカレントモード制御が知られている。ピークカレントモード制御とは、各相のＰＦＣ１１内において、チョークコイル電流を検出し、パルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）コンパレータにより、そのチョークコイル電流と、出力電圧誤差から生成された制御電圧と、を比較し、この比較結果に基づき、そのチョークコイル電流と制御電圧とが等しくなるように、各ＰＦＣ１１内のスイッチング素子をオン／オフ制御する方法である。

しかしながら、このような方法では、次の（ａ）〜（ｃ）のような問題が生じる。

（ａ） 各相のＰＦＣ１１の出力電圧には、商用リップル電圧がある。更に、絶縁型Ｄ／Ｄ変換回路１２は、直列共振型構成のため、各相電流バランスをさせる従来のピークカレントモード制御ができない。結果的に、単相の電力変換装置よりも、素子に流れる実効電流が増え、電源変換効率が下がる。

（ｂ） 各相電流バランスをさせるため、図２のように、各相の２次側電流検出用のシャント抵抗１９を設け、各相間の電流バランス制御を行うことも考えられる。しかし、この場合は、複雑な電流バランス制御を行う必要があり、この制御を行わないと、次の（ｃ）のような不都合が生じる。

（ｃ） 図３は、図２中の１次側共振用インダクタ１５ｃの電流波形図であり、横軸は時間、及び縦軸は電流である。
図３に示された電流波形ｉ１，ｉ２，ｉ３の内、電流波形ｉ１は、３相入力端子１Ｒ，１Ｓに接続されたＵ相用共振回路路１５のインダクタ電流波形（２０Ａ／ｄｉｖ）、電流波形ｉ２は、３相入力端子１Ｓ，１Ｔに接続されたＶ相用共振回路１５のインダクタ電流波形（２０Ａ／ｄｉｖ）、及び、電流波形ｉ３は、３相入力端子１Ｒ，１Ｔに接続されたＷ相用共振回路１５のインダクタ電流波形（２０Ａ／ｄｉｖ）である。
複雑な電流バランス制御を行わないと、図３の電流波形図に示すように、商用リップル電圧による瞬時ＤＣ／ＤＣ変換回路１２の入力電圧に相違があるため、各相のＤＣ／ＤＣ変換回路１２における１次側電流がアンバランスになることが分かる。

本発明の電力変換装置は、３相３線式ＡＣ電源各相間に接続され、且つ、出力側が単相出力端子に並列に接続された３組の単相コンバータと、前記単相出力端子のＤＣ出力電圧を検出し、周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）制御により、前記ＤＣ出力電圧と基準電圧との誤差が小さくなるような周波数のスイッチング信号を生成して出力する出力電圧制御部と、を備え、前記各組の単相コンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路を有している。

そして、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記スイッチング信号に基づき、入力されるＤＣ電力をスイッチングするスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力信号により共振する共振回路と、１次巻線が前記共振回路の出力側に接続され、２次巻線が前記他の相の単相コンバータの２次巻線に直列に接続されたトランスと、前記直列に接続された２次巻線の出力電圧を整流及び平滑して前記ＤＣ出力電圧を前記単相出力端子へ出力する整流平滑回路と、を有することを特徴とする。

例えば、前記各組の単相コンバータは、更に、入力されるＡＣ電力の力率を改善して、前記スイッチング回路に与える前記ＤＣ電力を出力するＰＦＣを有し、前記電力変換装置は、３相力率改善型コンバータにより構成されている。

本発明の電力変換装置によれば、各相の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路におけるトランスの２次巻線が直列に接続され、各相の２次巻線に流れる電流が同一になるように構成されている。そのため、各相の瞬時電流がバランスするので、各相の電流バランスを容易にとることができ、特定の単相コンバータにおけるストレスの集中を防止できる。更に、出力電圧制御による各相の動作周波数が同じで、出力電圧制御の回路構成を簡単にでき、簡単な電庄制御のみにて制御が可能になる。その上、従来の単相の電力変換装置に比べて、電源変換効率も低下しない。

図１は、本発明の実施例１における電力変換装置を示す概略の回路図である。 図２は、従来の電力変換装置を示す概略の回路図である。 図３は、図２中の１次側共振用インダクタ１５ｃの電流波形図である。 図４は、図１中のＰＦＣ４０の構成例を示す概略の回路図である。 図５は、図１中の出力電圧制御部７０の構成例を示す概略の機能ブロック図である。 図６は、図１中の１次側共振用インダクタ５３ｃの電流波形図である。 図７は、本発明の実施例２における電力変換装置の構成例を示す概略の構成図である。

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

（実施例１の構成）

図１は、本発明の実施例１における電力変換装置を示す概略の回路図である。
この電力変換装置は、例えば、３相力率改善型コンバータであり、商用の３相３線式ＡＣ電源に接続された３相入力端子２１Ｒ，２１Ｓ，２１Ｔと、負荷へ単相のＤＣ出力電力Ｐｏｕｔを供給する単相出力端子２２ａ，２２ｂと、を有している。３相入力端子２１Ｒ，２１Ｓ，２１Ｔと単相出力端子２２ａ，２２ｂとの間には、３つの単相コンバータ３０（即ち、３相入力端子２１Ｒ，２１Ｓに接続されたＵ相用の単相コンバータ３０−１、３相入力端子２１Ｓ，２１Ｔに接続されたＶ相用の単相コンバータ３０−２、及び３相入力端子２１Ｒ，２１Ｔに接続されたＷ相用の単相コンバータ３０〜３）が並列に接続されている。

Ｕ相用の単相コンバータ３０−１は、３相入力端子２１Ｒ，２１Ｓから入力される３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎを単相のＤＣ電力に変換するものであり、ＰＦＣ４０と、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０と、共通の整流平滑回路６０と、により構成されている。ＰＦＣ４０は、３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎの力率を改善して単相のＤＣ電力を出力する機能を有し、この出力側に、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０が接続されている。

絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０は、例えば、ＬＬＣ共振型コンバータにより構成され、平滑用コンデンサ５１、スイッチング回路５２、共振回路５３、及びトランス５４により構成されている。平滑用コンデンサ５１は、ＰＦＣ４０の出力電流を平滑するものであり、この出力側に、スイッチング回路５２が接続されている。

スイッチング回路５２は、平滑用コンデンサ５１に蓄積された電荷をスイッチングしてＡＣ電流に変換する回路であり、２つのスイッチング信号ｆ１０，ｆ２０により、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する２つのスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）５２ａ，５２ｂを有し、これらの２つのＦＥＴ５２ａ，５２ｂが、平滑用コンデンサ５１の＋側電極及び−側電極間に直列に接続されている。２つのＦＥＴ５２ａ，５２ｂには、寄生ダイオードである転流用のボディダイオード５２ａ１，５２ｂ１がそれぞれ逆並列に接続されている。このスイッチング回路５２の出力側には、共振回路５３が接続されている。

共振回路５３は、スイッチング回路５２の出力電流により共振し、トランス５４の１次巻線５４ａに共振電流を流す回路であり、２つの共振用コンデンサ５３ａ，５３ｂ、及び１つの共振用インダクタ５３ｃを有している。２つの共振用コンデンサ５３ａ，５３ｂは、ＦＥＴ５２ａのドレイン電極とＦＥＴ５２ｂのソース電極との間に直列に接続されている。ＦＥＴ５２ａのソース電極及びＦＥＴ５２ｂのドレイン電極間の接続点と、共振用コンデンサ５３ａ，５３ｂ間の接続点と、の間には、共振用インダクタ５３ｃとトランス５４の１次巻線５４ａとが直列に接続されている。

トランス５４は、１次巻線５４ａ及び２次巻線５４ｂを有し、この２次巻線１６ｂの出力側に、共通の整流平滑回路６０が接続されている。

Ｖ相用の単相コンバータ３０−２は、３相入力端子２１Ｓ，２１Ｔから入力される３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎを単相のＤＣ電力に変換するものであり、Ｕ相用の単相コンバータ３０−１と同様に、ＰＦＣ４０と、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０と、共通の整流平滑回路６０と、により構成されている。

更に、Ｗ相用の単相コンバータ３０−３は、３相入力端子２１Ｒ，２１Ｔから入力される３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎを単相のＤＣ電力に変換するものであり、Ｖ相用の単相コンバータ３０−２と同様に、ＰＦＣ４０と、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０と、共通の整流平滑回路６０と、により構成されている。

本実施例１の特徴は、各相のトランス５４の１次巻線５４ａにそれぞれ電磁結合される２次巻線５４ａが、直列に接続されていることである。例えば、単相コンバータ３０−１側の２次巻線５４ｂの巻き終わり側は、単相コンバータ３０−２側の２次巻線５４ｂの巻き初め側（図１中の黒丸箇所）に接続され、この単相コンバータ３０−２側の２次巻線５４ｂの巻き終わり側が、単相コンバータ３０−３側の２次巻線５４ｂの巻き初め側に接続されている。単相コンバータ３０−１側の２次巻線５４ｂの巻き初め側と、単相コンバータ３０−３側の２次巻線５４ｂの巻き終わり側と、には、共通の整流平滑回路６０が接続されている。

共通の整流平滑回路６０は、直列に接続された３つの２次巻線５４ｂに誘起されるＡＣ電圧を整流及び平滑して単相のＤＣ出力電力Ｐｏｕｔを単相出力端子２ａ，２２ｂから出力する回路であり、４つの整流用ダイオード６１〜６４と、１つの平滑用コンデンサ６５と、を有している。整流用ダイオード６２，６１は、単相出力端子２２ｂ，２２ａ間に直列に接続され、更に、整流用ダイオード６４，６３も、単相出力端子２２ｂ，２２ａ間に直列に接続されている。平滑用コンデンサ６５は、単相出力端子２２ａ，２２ｂに接続されている。

単相出力端子２２ａ，２２ｂには、出力電圧制御部７０が接続されている。出力電圧制御部７０は、単相出力端子２２ａ，２２ｂ間の単相のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを入力し、この出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるような２つのスイッチング信号ｆｌ０，ｆ２０を生成し、各相のＦＥＴ５２ａとＦＥＴ５２ｂとを、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作させる機能を有している。

図４は、図１中のＰＦＣ４０の構成例を示す概略の回路図である。
このＰＦＣ４０は、昇圧チョッパ型の回路であり、ＡＣ入力電力Ｐｉｎを入力する一対の入力端子４１ａ，４１ｂを有し、この入力端子４１ａ，４１ｂに、整流回路４２が接続されている。整流回路４２は、ＡＣ入力電力Ｐｉｎを全波整流する回路であり、例えば、整流ダイオードブリッジにより構成されている。整流回路４２の＋側電極には、チョークコイル４３、ダイオード４５、及び＋側出力端子４７ａが直列に接続されている。整流回路４２の−側電極は、−側出力端子４７ｂに接続されている。チョークコイノレ４３及びダイオード４５間の接続点と、力端子４７ｂと、の間には、スイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）４４が接続されている。出力端子４７ａ，４７ｂ間には、平滑用コンデンサ４６が接続されている。

ＦＥＴ４４は、制御部４８から出力されるスイッチング信号により、オン／オフ動作する。制御部４８は、例えば、出力端子４７ａ，４７ｂ間の出力電圧と基準電圧との誤差を求めて増幅する誤差増幅器と、三角波を発生する発振器と、その増幅された誤差と三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、そのＰＷＭ信号を駆動してスイッチング信号を生成する駆動回路と、により構成されている。

図５は、図１中の出力電圧制御部７０の構成例を示す概略の機能ブロック図である。
この出力電圧制御部７０は、単相出力端子２２ａ，２２ｂ間の単相のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、このＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｔｈとの誤差を求めて増幅する誤差増幅器７１と、ＰＦＭ制御により、その増幅された誤差が小さくなるような周波数の制御信号を生成する周波数制御回路７２と、その制御信号を駆動して２つのスイッチング信号ｆｌ０，ｆ２０を生成する駆動回路７３と、を有する個別回路、又はデジタル・シグナル・プロセッサ（以下「ＤＳＰ」という。）等のプロセッサにより構成されている。

（実施例１の動作）

図１に示す電力変換装置の動作を説明する。
３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎが３相入力端子２１Ｒ，２１Ｓ，２１Ｔに入力されると、その３相のＡＣ入力電力Ｐｉｎは、各単相コンバータ３０（＝３０−１〜３０−３）内のＰＦＣ４０へそれぞれ供給される。

図４に示す各相のＰＦＣ４０では、以下のように動作する。
入力端子４１ａ，４１ｂに供給されたＡＣ入力電力Ｐｉｎは、整流回路４２によって全波整流される。制御部４８のスイッチング信号により、ＦＥＴ４４がオンすると、整流回路４２の＋側電極から出力されたＤＣ電流は、チョークコイル４３及びＦＥＴ４４を経由して整流回路４２の−側電極へ流れる。同時に、整流回路４２のＤＣ電流は、ダイオード４５及び平滑用コンデンサ４６へ流れ、出力端子４７ａからＤＣ電流が出力される。制御部４８のスイッチング信号により、ＦＥＴ４４がオフすると、整流回路４２の＋側電極から出力されたＤＣ電流は、チョークコイル４３、ダイオード４５、及び出力端子４７ａ，４７ｂ側の負荷を経由して、整流回路４２の−側電極へ流れる。同時に、ダイオード４５から出力された電流は、平滑用コンデンサ４６にも流れる。

ＦＥＴ４４がオンの時に、チョークコイル４３にエネルギーが蓄積され、ＦＥＴ４４がオフの時に、整流回路４２のＤＣ出力電圧とチョークコイル４３のエネルギーとが加算され、そのＤＣ出力電圧よりも高いＤＣ出力電圧が出力端子４７ａ，４７ｂから出力される。制御部４８では、ＤＣ出力電圧と基準電圧との誤差を求めて増幅し、この増幅された誤差と三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号を駆動してスイッチング信号を生成し、ＦＥＴ４４をオン／オフ動作させる。これにより、ＤＣ出力電圧が一定電圧に保持されると共に、ＡＣ入力電力Ｐｉｎの力率が改善されると共に、ＤＣ出力電圧の高調波が抑制される。

各相のＰＦＣ４０から出力されたＤＣ電圧及びＤＣ電流は、図１の各相の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０にそれぞれ入力される。各相の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０において、ＰＦＣ４０から出力されたＤＣ電流は、平滑用コンデンサ５１で平滑され、スイッチング回路５２及び共振回路５３へ供給される。出力電圧制御部７０から出力されたスイッチング信号ｆ１０，ｆ２０により、スイッチング回路５２内のＦＥＴ５２ａ，５２ｂが、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

例えば、スイッチング信号ｆ１０によりＦＥＴ５２ａがオンすると共に、スイッチング信号ｆ２０によりＦＥＴ５２ｂがオフする。すると、平滑用コンデンサ５１の＋側電極から出力された電流は、ＦＥＴ５２ａ、共振用インダクタ５３ｃ、トランス５４の１次巻線５４ａ、及び共振用コンデンサ５３ｂを経由して、平滑用コンデンサ５１の−側電極へ流れる。次に、スイッチング信号ｆ１０によりＦＥＴ５２ａがオフすると共に、スイッチング信号ｆ２０によりＦＥＴ５２ｂがオンする。すると、共振用コンデンサ５３ｂに蓄積された＋側電極の電荷が、トランス５４の１次巻線５４ａ、共振用インダクタ５３ｃ、及びＦＥＴ５２ｂを経由して、共振用コンデンサ５３ｂの−側電極へ流れる。その結果、平滑用コンデンサ５１から出力されたＤＣ電圧及びＤＣ電流が、スイッチング回路５２によりＡＣに変換され、共振回路５３で共振して、トランス５４の２次巻線５４ｂにＡＣ誘導電流が誘起される。

３つの単相のトランス５４の２次巻線５４ｂは、直列に接続されているので、或る１つの２次巻線５４ｂに誘起されたＡＣ誘導電流は、他の２つの２次巻線５４ｂへも流れる。３つの単相のトランス５４の２次巻線５４ｂに流れるＡＣ誘導電流は、共通の整流平滑回路６０内のダイオード６１〜６４で全波整流された後、平滑用コンデンサ６５で平滑される。平滑されたＤＣ電圧及びＤＣ電流からなる単相のＤＣ出力電力Ｐｏｕｔは、単相出力端子２２ａ，２２ｂから出力されて負荷へ供給されると共に、そのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧制御部７０へ供給される。

図５に示す出力電圧制御部７０において、誤差増幅器７１により、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが検出され、基準電圧Ｖｔｈと比較されて誤差が求められ、この誤差が増幅される。増幅された誤差は、周波数制御回路７２のＰＦＭ制御により、基準電圧との誤差が求められ、この誤差が小さくなるような動作周波数の制御パルスが生成される。生成された制御パルスは、駆動回路７３により駆動され、スイッチング信号ｆ１０，ｆ２０が生成され、図１の各単相コンバータ３０（＝３０−１〜３０−３）内のＦＥＴ５２ａ，５２ｂが、デッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。これにより、単相のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが一定電圧に維持される。

（実施例１の効果）

本実廠例１の電力変換装置によれば、次の（１）、（２）のような効果がある。

（１） 図６は、図１中の１次側共振用インダクタ５３ｃの電流波形図であり、横軸は時間、及び縦軸は電流である。
図６に示された電流波形ｉ１１，ｉ１２，ｉ１３の内、電流波形ｉ１１は、共振回路５３の入力電圧がＤＣ４００Ｖ（５Ａ／ｄｉｖ）の場合のＵ相用のインダクタ電流波形、電流波形ｉ１２は、入力電圧がＤＣ４３０Ｖ（５Ａ／ｄｉｖ）の場合のＶ相用のインダクタ電流波形、及び、霞流波形ｉ１３は、入力電圧がＤＣ３７０Ｖ（５Ａ／ｄｉｖ）の場合のＷ相用のインダクタ電流波形である。
この図６の電流波形ｉ１１，ｉ１２，ｉ１３から分かるように、従来の図３の電流波形ｉ１，ｉ２，ｉ３に比べて、各相の電流差が少なくなる。

（２） 本実施例１では、各相の絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路５０におけるトランス５４の２次巻線５４ｂが直列に接続され、各相の２次巻線５４ｂに流れる電流が同一になる（即ち、前記（１）に記載されているように、各相の電流差が少なくなる）ように構成されている。そのため、各相の瞬時電流がバランスするので、各相の電流バランスを容易にとることができ、特定の単相コンバータ３０におけるストレスの集中を防止できる。更に、出力電圧制御による各相の動作周波数が同じで、出力電圧制御部７０における回路構成を簡単にでき、簡単な電圧制御のみにて制御が可能になる。その上、従来の単相の電力変換装置に比べて、電源変換効率も低下しない。

（実施例２の構成）
図７は、本発明の実施例２における電力変換装置の構成例を示す概略の構成図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

本実施例２の電力変換装置は、実施例１と同様に、３相力率改善型コンバータである。実施例１の電力変換装置では、共振用インダクタ５３ｃが、各相の共振回路５３におけるトランス５４の１次巻線側に配置されている。これに対して、本実施例２の電力変換装置では、共通の共振用インダクタ６６が、各相の共振回路５３Ａにおけるトランス５４の２次巻線側に配置されている。その他の構成は、実施例１と同様である。

（実施例２の動作）
本実施例２の電力変換装置は、実施例１の電力変換装置と略同様に動作する。

（実施例２の効果）
本実施例２の電力変換装置によれば、実施例１と略同様の効果がある。更に、本実施例２では、１つの共通の共振用インダクタ６６を、３つのトランス５４の２次巻線側に配置しているので、実施例１に比べて、共振用インダクタ６６の数が減り、回路構成が簡単になる。

（実施例１、２の変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。

（ｉ） 図３のＰＦＣ４０や、図４の出力電圧制御部７０は、図示以外の回路構成に変更しても良い。

（ｉｉ） 本発明の電力変換装置は、３相力率改善型コンバータ以外の、共振回路を有する他のコンバータにも適用が可能である。

３０，３０−１〜３０−３ 単相コンバータ
４０ ＰＦＣ（力率改善回路）
５０ 絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路
５１ 平滑用コンデンサ
５２ スイッチング回路
５３，５３Ａ 共振回路
５４ トランス
６０ 整流平滑回路
７０ 出力電圧制御部

Claims (4)

1. ３相３線式ＡＣ電源各相間に接続され、且つ、出力側が単相出力端子に並列に接続された３組の単相コンバータと、
   前記単相出力端子のＤＣ出力電圧を検出し、周波数変調制御により、前記ＤＣ出力電圧と基準電圧との誤差が小さくなるような周波数のスイッチング信号を生成して出力する出力電圧制御部と、
   を備え、
   前記各組の単相コンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路を有する電力変換装置であって、
   前記絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換回路は、
   前記スイッチング信号に基づき、入力されるＤＣ電力をスイッチングするスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路の出力信号により共振する共振回路と、
   １次巻線が前記共振回路の出力側に接続され、２次巻線が前記他の相の単相コンバータの２次巻線に直列に接続されたトランスと、
   前記直列に接続された２次巻線の出力電圧を整流及び平滑して前記ＤＣ出力電圧を前記単相出力端子へ出力する整流平滑回路と、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記各相の共振回路は、
   共振用コンデンサ及び共振用インダクタを有することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記各相の共振回路は、
   共振用コンデンサを有し、
   前記直列に接続された２次巻線と前記整流平滑回路との間には、
   共振用インダクタが接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記各組の単相コンバータは、更に、
   入力されるＡＣ電力の力率を改善して、前記スイッチング回路に与える前記ＤＣ電力を出力する力率改善回路を有し、
   前記電力変換装置は、３相力率改善型コンバータにより構成されている、
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載の電力変換装置。
   
   

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