WO2019142318A1

WO2019142318A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法及び制御装置

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Publication number: WO2019142318A1
Application number: PCT/JP2018/001584
Authority: WO
Inventors: 益東呉
Original assignee: 新電元工業株式会社
Priority date: 2018-01-19
Filing date: 2018-01-19
Publication date: 2019-07-25
Also published as: JPWO2019142318A1; JP6872040B2

Abstract

広範囲の出力可能電力範囲を低損失にてカバーできるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置５０を実現する。制御装置５０は、選択制御部６０及び比較制御部７０を有している。選択制御部６０は、リファレンス信号生成部６１、最小値選択部６２及び電圧制御部６３を有している。比較制御部７０は、比較部７１、周波数制御部７２、相間位相制御部、及びパルス駆動部７４を有している。例えば、バッテリーを急速充電する場合、周波数制御部７２の周波数制御により、ＤＣ出力電流Ｉｏがバッテリーに供給される。制御困難な電流共振制御限界の境界線ＢＬ以下の電力供給領域になると、相間位相制御部７３の相間位相制御に切り替えられ、ＤＣ出力電流Ｉｏがバッテリーに供給される。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法及び制御装置

　本発明は、例えば、電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ；以下「ＥＶ」という。）に搭載された二次電池（バッテリー）を急速充電する車載充電装置であるＥＶ急速充電器等に使用され、ＤＣ（直流）電圧を所望のＤＣ電圧又はＤＣ電流に変換してバッテリー等を急速充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法及び制御装置に関するものである。

　従来、例えば、バッテリーを充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータとして、スイッチング損失等が少ない高効率のＬＬＣ回路等の電流共振型回路が、特許文献１、２等に記載されている。
　ＤＣ／ＤＣコンバータとしての電流共振型回路は、例えば、共振インダクタ、共振コンデンサ、及び変圧器の励磁インダクタンスとスイッチング素子とで構成されており、構成部品の各パラメータにより出力範囲を決めることができる。

特開２０１２－２４９３７５号公報特開２０１３－２４３１１４号公報

　図１２は、従来のＥＶ急速充電器の出力特性例を示す図である。
　図１２において、横軸はＤＣ出力電流Ｉｏ、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆで囲まれた斜線の領域は、ＥＶ急速充電器の出力可能電力範囲Ｐａｒである。ＥＶ急速充電器では、車種によるバッテリー電圧の違いにより、広範囲な出力特性が要求される。

　例えば、図１２の点Ｅ・点Ａ間では、出力電流Ｉｏが３０Ａ、及び出力電圧Ｖｏが５００Ｖの電圧制御ＣＶにてバッテリーを急速充電することが必要となる。点Ｃは、出力電圧Ｖｏが３９５Ｖ、出力電流Ｉｏが３８Ａ、及び出力電力Ｐｏが１５０１．０Ｗの臨界点である。点Ａ・点Ｂ・点Ｃ間では、出力電力Ｐｏが１５００Ｗ－１４９８．５Ｗ－１５０１．０Ｗの電力制御ＣＰが必要となる。更に、点Ｃ・点Ｄ間では、出力電圧Ｖｏが３９５Ｖから１５０Ｖ、出力電流Ｉｏが３８Ａの電流制御ＣＣが必要となる。

　ＬＬＣ回路等の電流共振型回路では、周波数制御により、スイッチング素子のスイッチング周波数を上げることによって出力電圧Ｖｏを下げ、スイッチング周波数を下げることによって出力電圧Ｖｏを上げている。そのため、広範囲な出力特性が要求されるＥＶ急速充電器に、従来の電流共振型回路を適用した場合、出力電圧Ｖｏが低い（例えば、２００Ｖから１５０Ｖ付近）の低電圧にてバッテリーを充電しようとすると、スイッチング周波数が、許容される最大周波数を超えるので、要求される出力電圧Ｖｏまで下がらなく、バッテリーの充電が困難になる。又、広範囲な出力特性を実現するためには、出力電力に寄与しない無効電流を、常に励磁インダクタンスに流すようなパラメータに設定する必要がある。しかし、無効電流は、流れるルート（例えば、共振キャパシタ→スイッチング素子→変圧器１次巻線→共振インダクタ→共振キャパシタの電流経路）の導通損を発生させるため、低損失化ができなくなる。

　このように、従来の電流共振型回路では、広範囲の出力可能電力範囲を低損失にてカバーできるＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法及び制御装置を実現することが困難であった。

　本発明のうちの第１発明は、三相のＤＣ入力電圧が供給されると、スイッチング周波数を有する複数のスイッチング駆動信号によってそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ（交流）変換回路と、前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧及びＤＣ出力電流を出力する三相の整流回路と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、第１ステップ及び第２ステップを有している。

　前記第１ステップでは、定電力制御リファレンス信号、定電流制御リファレンス信号、及び定電圧制御リファレンス信号を比較して最小の信号値を選択し、計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の電圧制御を行う。
　更に、前記第２ステップでは、前記スイッチング周波数と最大周波数との大小を比較し、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも小さい場合には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を１２０°に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数を変化させ、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも大きい場合には、前記スイッチング周波数を最大値に設定し、相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる。

　本発明のうちの第２発明は、三相のＤＣ入力電圧が供給されると、スイッチング周波数を有する複数のスイッチング駆動信号によってそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧及びＤＣ出力電流を出力する三相の整流回路と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、選択制御部及び比較制御部を有している。

　前記選択制御部は、定電力制御リファレンス信号、定電流制御リファレンス信号、及び定電圧制御リファレンス信号を比較して最小の信号値を選択し、計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の電圧制御を行うものである。
　更に、前記比較制御部は、前記スイッチング周波数と最大周波数との大小を比較し、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも小さい場合には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を１２０°に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数を変化させ、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも大きい場合には、前記スイッチング周波数を最大値に設定し、相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させるものである。

　本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法及び制御装置によれば、周波数制御によって負荷へ電力を供給し、制御困難な電力供給領域になると、相間位相制御に切り替えて、負荷へ電力を供給する構成になっている。そのため、低電圧と低電流出力が可能になり、広範囲の出力可能電力範囲を低損失にてカバーできるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を実現できる。

図１は本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体の回路図である。図２は図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおけるＬＬＣ制御装置を示す構成図である。図３は本発明の実施例１におけるＥＶ急速充電器の出力特性例を示す図である。図４は図２のＬＬＣ制御装置の動作を示すフローチャートである。図５は図１中のスイッチング駆動信号におけるオン／オフのタイミングチャートである。図６は図２の相間位相制御の動作を示す波形図である。図７は図１中の変圧器における１次巻線及び２次巻線の電圧波形図である。図８は図１中の変圧器における１次巻線及び２次巻線の電圧波形図である。図９は図１中の変圧器における１次巻線及び２次巻線の電圧波形図である。図１０は図１中の変圧器における１次巻線及び２次巻線の電圧波形図である。図１１は本発明の実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体の回路図である。図１２は従来のＥＶ急速充電器の出力特性例を示す図である。

　本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

　（実施例１の構成）
　図１は、本発明の実施例１における単相力率改善回路構成の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの全体の回路図である。

　ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、単相の力率改善回路（以下「ＰＦＣ」という。）構成の場合、前段に設けられたＵ，Ｖ，Ｗ相の単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗの出力側に、三相の平滑用コンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを介して、電力変換用の主回路４が接続されている。

　Ｕ，Ｖ，Ｗ相の単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは、三相のＡＣ入力電圧Ｖｕｖｗが印加されると、ＰＦＣ制御装置４９から供給されるスイッチング駆動信号によりスイッチング動作を行い、そのＡＣ入力電圧Ｖｕｖｗの力率を改善した三相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを生成する回路である。ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗは、平滑用コンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗにより平滑される。入力電圧と入力電流との位相差が小さくなるように（即ち、力率が１．０に近づくように大きくなって）、力率が改善されている。

　主回路４は、制御装置（例えば、ＬＬＣ制御装置）５０から供給される複数（例えば、１２個）のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗによりスイッチング動作を行い、ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを所定のＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏに変換する回路である。
　主回路４は、三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗと、三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗと、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗと、整流回路４０と、を有している。

　三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗは、三相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗをそれぞれスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換する回路であり、各相が同一の回路で構成されている。

　Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、以下これを「ＦＥＴ」という。）１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕを有し、これらのＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕのソース・ドレイン間には、ボディダイオードである寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

　同様に、Ｖ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖを有し、これらのＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖのソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

　更に、Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗを有し、これらのＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗのソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

　三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力側には、三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗが接続されている。三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗから出力される三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する回路であり、各相が同一の回路で構成されている。

　Ｕ相の共振回路２０Ｕは、共振コンデンサ２１Ｕ、共振インダクタ２２Ｕ、及び励磁インダクタ２３Ｕを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｕ、共振インダクタ２２Ｕ、及び励磁インダクタ２３Ｕは、ＦＥＴ１１Ｕ及びＦＥＴ１２Ｕ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｕ及びＦＥＴ１４Ｕ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

　同様に、Ｖ相の共振回路２０Ｖは、共振コンデンサ２１Ｖ、共振インダクタ２２Ｖ、及び励磁インダクタ２３Ｖを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｖ、共振インダクタ２２Ｖ、及び励磁インダクタ２３Ｖは、ＦＥＴ１１Ｖ及びＦＥＴ１２Ｖ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｖ及びＦＥＴ１４Ｖ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

　更に、Ｗ相の共振回路２０Ｗは、共振コンデンサ２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｗを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｗは、ＦＥＴ１１Ｗ及びＦＥＴ１２Ｗ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｗ及びＦＥＴ１４Ｗ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

　三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの出力側には、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗが接続されている。三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗは、三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗから出力される三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力するものであり、各相が同一の構成である。

　Ｕ相の変圧器３０Ｕは、１次巻線３１Ｕ及び２次巻線３２Ｕを有している。１次巻線３１Ｕの巻き初め側（図１中の黒丸点箇所）は、共振インダクタ２２Ｕに接続され、その１次巻線３１Ｕの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｕ，１４Ｕ間の接続点に接続されている。同様に、Ｖ相の変圧器３０Ｖは、１次巻線３１Ｖ及び２次巻線３２Ｖを有し、その１次巻線３１Ｖの巻き初め側が、共振インダクタ２２Ｖに接続され、その１次巻線３１Ｖの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｖ，１４Ｖ間の接続点に接続されている。更に、Ｗ相の変圧器３０Ｗは、１次巻線３１Ｗ及び２次巻線３２Ｗを有し、その１次巻線３１Ｗの巻き初め側が、共振インダクタ２２Ｗに接続され、その１次巻線３１Ｗの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｗ，１４Ｗ間の接続点に接続されている。

　三相の２次巻線３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗには、三相の整流回路４０が接続されている。三相の整流回路４０は、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗにより変換された三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを負荷４８へ出力する回路である。三相の整流回路４０は、複数（例えば、６個）の整流素子（例えば、ダイオード４１，４２，４３，４４，４５，４６）がブリッジ接続された整流部と、この整流部の出力電圧及び出力電流を平滑する平滑部（例えば、平滑用コンデンサ４７）と、により構成されている。

　図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるＬＬＣ制御装置５０を示す構成図である。
　ＬＬＣ制御装置５０は、選択制御部６０と、この選択制御部６０の出力側に接続された比較制御部７０と、を有し、中央処理装置（ＣＰＵ）を有するプロセッサ、あるいは、トランジスタ等を用いた個別回路により構成されている。

　選択制御部６０は、定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐ、定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃ、及び定電圧制御リファレンス信号ＲＦｃｖを比較して最小の信号値ＲＦを選択し、計測されたＤＣ出力電圧Ｖｏの値がその最小の信号値ＲＦと一致するように主回路４の電圧制御を行うものである。比較制御部７０は、スイッチング周波数ｆと最大周波数ｆｍａｘとの大小を比較し、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも小さい場合（ｆ＜ｆｍａｘ）には、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗにより変換された三相のＡＣ電圧におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°に設定し、周波数制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、スイッチング周波数ｆを変化させる。スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも大きい場合（ｆ≧ｆｍａｘ）には、スイッチング周波数ｆを最大値の最大周波数ｆｍａｘに固定（即ち、設定）し、相間位相制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを変化させるものである。

　選択制御部６０は、リファレンス信号生成部６１と、最小値選択部６２と、電圧制御部６３と、を有している。

　リファレンス信号生成部６１は、ＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを計測して定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐ及び定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃを生成するものであり、出力電流計測部６１ａ、出力電圧計測部６１ｂ、出力電圧算出部６１ｃ、及び垂下電圧算出部６１ｄを有している。

　出力電流計測部６１ａは、ＤＣ出力電流Ｉｏを計測して出力電流計測値ＩＯを求める電流計測器であり、この出力側に、出力電圧算出部６１ｃ及び垂下電圧算出部６１ｄが接続されている。出力電圧算出部６１ｃは、与えられた定電力定格値Ｐｃｏｎに対して出力電流計測値ＩＯを除算（＝Ｐｃｏｎ／ＩＯ）し、定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐを生成するものであり、この出力側に、最小値選択部６２が接続されている。出力電圧計測部６１ｂは、ＤＣ出力電圧Ｖｏを計測して出力電圧計測値ＶＯを求める電圧計測器であり、この出力側に、垂下電圧算出部６１ｄ及び電圧制御部６３が接続されている。垂下電圧算出部６１ｄは、出力電圧計測値ＶＯに対して出力電流計測値ＩＯを除算（＝ＶＯ／ＩＯ）し、この除算結果に対して、与えられた垂下電流制限値Ｉｄｒｏを乗算（＝（ＶＯ／ＩＯ）×Ｉｄｒｏ）して定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃを生成するものであり、この出力側に、最小値選択部６２が接続されている。

　最小値選択部６２は、与えられた定電圧制御リファレンス信号ＲＦｃｖ、生成された定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐ、及び生成された定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃを比較して、最小の信号値ＲＦを選択するものであり、この出力側に、電圧制御部６３が接続されている。電圧制御部６３は、出力電圧計測値ＶＯが最小の信号値ＲＦと一致するように、フィードバック制御によって主回路４の電圧制御を行うものであり、例えば、比例（Ｐ）・積分（Ｉ）・微分（Ｄ）演算により電圧制御を行う構成になっている。電圧制御部６３の出力側には、比較制御部７０が接続されている。

　比較制御部７０は、比較部７１と、周波数制御部７２と、相間位相制御部７３と、パルス駆動部７４と、を有している。

　比較部７１は、スイッチング周波数ｆと最大周波数ｆｍａｘとの大小を比較して比較結果を出力するものであり、この出力側に、周波数制御部７２及び相間位相制御部７３が接続されている。
　周波数制御部７２は、比較部７１の比較結果において、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも小さい場合（ｆ＜ｆｍａｘ）には、三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗで変換された三相のＡＣ電圧におけるＵ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°に設定し、周波数制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、スイッチング周波数ｆを変化させる周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）パルスＰ１を生成するものであり、位相差設定部７２ａ及びＰＦＭパルス生成部７２ｂを有している。

　位相差設定部７２ａは、三相のＡＣ電圧におけるＵ，Ｖ，Ｗの相間位相差φを１２０°に設定するものであり、この出力側に、ＰＦＭパルス生成部７２ｂが接続されている。ＰＦＭパルス生成部７２ｂは、周波数制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、スイッチング周波数ｆの周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成するものであり、この出力側に、パルス駆動部７４が接続されている。周波数制御では、例えば、定電圧出力を行うために、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも低くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ－Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを下げてＤＣ出力電圧Ｖｏを高くし、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも高くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ－Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを上げてＤＣ出力電圧Ｖｏを低くする周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成する。

　相間位相制御部７３は、比較部７１の比較結果において、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも大きい場合（ｆ≧ｆｍａｘ）には、スイッチング周波数ｆをその最大値の最大周波数ｆｍａｘに設定し、相間位相制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを変化させる位相差制御パルスＰ２を生成するものであり、周波数設定部７３ａ及び位相差制御パルス生成部７３ｂを有している。

　周波数設定部７３ａは、スイッチング周波数ｆを最大周波数ｆｍａｘに設定するものであり、この出力側に、位相差制御パルス生成部７３ｂが接続されている。位相差制御パルス生成部７３ｂは、相間位相制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電圧Ｖｏ及び／又はＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、Ｕ，Ｖ，Ｗの相間位相差φを変えて位相差制御パルスＰ２を生成するものであり、この出力側に、パルス駆動部７４が接続されている。相間位相制御では、例えば、低電圧の大電流出力を行うために、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも小さくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°よりも小さくしてＤＣ出力電流Ｉｏを大きくし、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも大きくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを大きくしてＤＣ出力電流Ｉｏを小さくする位相差制御パルスＰ２を生成する。

　パルス駆動部７４は、ＰＦＭパルスＰ１又は位相差制御パルスＰ２を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成するものであり、トランジスタ等の個別回路により構成されている。

　（電圧が変動しない負荷への電力供給の動作）
　図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、負荷４８として、電圧が変動しない機器を用いた場合の動作を説明する。

　例えば、定電圧のＤＣ出力電圧Ｖｏを負荷４８へ供給する場合、三相のＡＣ入力電圧Ｖｕｖｗが、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに印加される。単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは、ＰＦＣ制御装置４９から与えられるスイッチング駆動信号によりスイッチング動作を行い、ＡＣ入力電圧ＶｕｖｗをＤＣ電圧に変換して、力率を改善したＵ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗを生成する。生成されたＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗは、平滑用コンデンサ３Ｕ，３Ｖ，Ｗによって平滑され、主回路４内のＵ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗに与えられる。

　ＬＬＣ制御装置５０内の周波数制御部７２は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°に設定し、周波数制御により、ＰＦＭパルスＰ１を生成し、このＰＦＭパルスＰ１をパルス駆動部７４へ出力する。周波数制御では、定電圧出力を行うために、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも低くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ－Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを下げてＤＣ出力電圧Ｖｏを高くし、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも高くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ－Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを上げてＤＣ出力電圧Ｖｏを低くするような周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成する。

　パルス駆動部７４は、ＰＦＭパルスＰ１を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。

　Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕにより、ＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖにより、ＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとが、Ｕ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗにより、ＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとが、Ｖ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

　Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕにおいて、ＦＥＴ１１Ｕ，１４Ｕがオン状態、ＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕがオフ状態になると、Ｕ相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕにより、ＦＥＴ１１Ｕ→共振コンデンサ２１Ｕ→共振インダクタ２２Ｕ→励磁インダクタ２３Ｕ及び変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕ→ＦＥＴ１４Ｕ→ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ、の経路で電源電流が流れる。所定のデッドタイムをおいて、ＦＥＴ１１Ｕ，１４Ｕがオフ状態、ＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕがオン状態になると、ＤＣ入力電圧Ｖｉｕにより、ＦＥＴ１３Ｕ→励磁インダクタ２３Ｕ及び変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕ→共振インダクタ２２Ｕ→共振コンデンサ２１Ｕ→ＦＥＴ１２Ｕ→ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ、の経路で電源電流が流れる。これにより、ＤＣ入力電圧ＶｉｕがＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕのスイッチング動作によってＡＣ電圧に変換される。

　変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕが共振して共振電圧が生成され、変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕに印加される。すると、変圧器３０Ｕの２次巻線３２Ｕに所定の変換電圧が誘起される。誘起された変換電圧は、整流回路４０内の複数のダイオード４１－４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

　同様に、Ｕ相から１２０°遅れてＶ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖがスイッチング動作を行い、Ｖ相のＤＣ入力電圧ＶｉｖがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｖが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｖによって所定の電圧に変換され、整流回路４０内の複数のダイオード４１－４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

　更に、Ｖ相から１２０°遅れてＷ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗがスイッチング動作を行い、Ｗ相のＤＣ入力電圧ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０内の複数のダイオード４１－４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

　（電圧が変動する負荷への電力供給の動作）
　図１の負荷４８として、電圧が変動する機器（例えば、バッテリー）を急速充電するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１をＥＶ急速充電器として使用する場合の動作を説明する。

　図３は、本発明の実施例１におけるＥＶ急速充電器の出力特性例を示す図であり、従来の図１２中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
　図３において、横軸はＤＣ出力電流Ｉｏ、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。この図３では、図１２において、ＬＬＣ制御限界の境界線ＢＬが付加されており、その他の箇所は図１２と同一である。本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータ１では、出力可能電力範囲Ｐａｒにおいて、境界線ＢＬを超える領域では、周波数制御ＣＦが行われ、境界線ＢＬ以下の領域では、相間位相制御ＣΦが行われる。

　図４は、図２のＬＬＣ制御装置５０の動作を示すフローチャートである。
　図５は、基準電圧Ｖｅｒを基準にした図１中のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗのオン／オフのタイミングチャートである。
　図６は、基準電圧Ｖｅｒを基準にした図２の相間位相制御ＣΦの動作を示す波形図である。図３中の境界線ＢＬ以下の領域では、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘに設定され、相間位相制御ＣΦが行われる。

　図７、図８、図９及び図１０は、図１中の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗにおける１次巻線３１Ｕ，３１Ｖ，３１Ｗ及び２次巻線３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗの電圧波形図である。
　ここで、図７は、図３中の境界線ＢＬを超える領域の電圧波形である。図８は、境界線ＢＬ以下の領域であって相間位相差φが６０°制御の場合の電圧波形である。図９は、境界線ＢＬ以下の領域であって相間位相差φが３０°制御の場合の電圧波形である。更に、図１０は、境界線ＢＬ以下の領域であって相間位相差φが０°制御の場合の電圧波形である。

　図４のフローチャートにおいて、以下のステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ６，ＳＴ７，ＳＴ８，ＳＴ９，ＳＴ１０により、負荷４８であるバッテリーの急速充電が行われる。

　先ず、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるＰＦＣ制御装置４９及びＬＬＣ制御装置５０の動作が開始すると、ＰＦＣ制御装置４９の制御によって単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗがスイッチング動作を行い、三相のＡＣ入力電圧Ｖｕｖｗの力率が改善されたＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗが生成され、主回路４へ与えられる。次に、ＬＬＣ制御装置５０の制御によって主回路４がスイッチング動作を行い、ステップＳＴ１へ進む。ステップＳＴ１において、図２中の出力電圧計測器６１ｂによってＤＣ出力電圧計測値ＶＯが取得されると共に、出力電流計測器６１ａによってＤＣ出力電流計測値ＩＯが取得され、ステップＳＴ２へ進む。

　ステップＳＴ２において、出力電圧算出部６１ｃは、与えられた定電力定格値Ｐｃｏｎから出力電流計測値ＩＯを除算（＝Ｐｃｏｎ／ＩＯ）して定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐを生成し、最小値選択部６２へ与える。更に、垂下電圧算出部６１ｄは、出力電圧計測値ＶＯから出力電流計測値ＩＯを除算（＝ＶＯ／ＩＯ）し、この除算値に対して、与えられた垂下電流制限値Ｉｄｒｏを乗算（＝（ＶＯ／ＩＯ）×Ｉｄｒｏ）して、定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃを生成し、最小値選択部６２へ与えて、ステップＳＴ３へ進む。

　ステップＳＴ３において、最小値選択部６２は、与えられた定電圧制御リファレンス信号ＲＦｃｖと、生成された定電力制御リファレンス信号ＲＦｃｐ及び定電流制御リファレンス信号ＲＦｃｃと、を比較してその内の最小の信号値ＲＦを選択し、電圧制御部６３へ与えて、ステップＳＴ４へ進む。

　ステップＳＴ４において、電圧制御部６３は、出力電圧計測値ＶＯと最小の信号値ＲＦとの誤差が零になるようなＰＩＤ演算を行い、この演算結果を比較部７１へ与え、ステップＳＴ５へ進む。

　ステップＳＴ５において、比較部７１は、スイッチング周波数ｆと最大周波数ｆｍａｘとを比較し、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも小さい時には（ｆ＜ｆｍａｘ）、ステップＳＴ６へ進み、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも大きい時には（ｆ≧ｆｍａｘ）、ステップＳＴ８へ進む。

　ステップＳＴ６において、周波数制御部７２内の位相差設定部７２ａは、図５に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°に設定し、ステップＳＴ７へ進む。

　ステップＳＴ７において、周波数制御部７２内のＰＦＭパルス生成部７２ｂは、周波数制御ＣＦによってＰＦＭパルスＰ１を生成し、このＰＦＭパルスＰ１をパルス駆動部７４へ出力する。周波数制御ＣＦでは、例えば、定電流出力を行うために、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも小さくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを上げてＤＣ出力電流Ｉｏを大きくし、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも大きくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを下げてＤＣ出力電流Ｉｏを小さくする周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成する。

　パルス駆動部７４は、ＰＦＭパルスＰ１を駆動し、図５に示すタイミングにて、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。すると、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとは、Ｕ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとは、Ｖ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

　これにより、Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕがスイッチング動作を行い、Ｕ相のＤＣ入力電圧ＶｉｕがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、図７に示すように、変圧器３０Ｕによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。同様に、Ｕ相から１２０°遅れてＶ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖがスイッチング動作を行い、Ｖ相のＤＣ入力電圧ＶｉｖがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｖが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｖによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。

　更に、Ｖ相から１２０°遅れてＷ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗがスイッチング動作を行い、Ｗ相のＤＣ入力電圧ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。このようにして生成されたＤＣ出力電流Ｉｏにより、負荷４８であるバッテリーが急速充電されていき、ステップＳＴ１０へ進む。

　ステップＳＴ１０において、ＬＬＣ制御装置５０内の図示しない充電完了判定部は、バッテリーの端子電圧の計測値から、バッテリーの充電が完了したか否かの判定を行い、充電が完了している時には（Ｙｅｓ）、動作を終了し、充電が完了していない時には（Ｎｏ）、ステップＳＴ１に戻って上記のステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ６，ＳＴ７，ＳＴ１０を繰り返す。

　ステップＳＴ５において、スイッチング周波数ｆが最大周波数ｆｍａｘよりも大きい時には（ｆ≧ｆｍａｘ）、ステップＳＴ８へ進む。ステップＳＴ８において、相間位相制御部７３内の周波数設定部５４ａは、スイッチング周波数ｆの値を最大周波数ｆｍａｘに設定し、ステップＳＴ９へ進む。

　ステップＳＴ９において、相間位相制御部７３内の位相差制御パルス生成部７３ｂは、図６、図８、図９及び図１０に示すように、相間位相制御ＣΦにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを変化させるような、位相差制御パルスＰ２を生成する。相間位相制御ＣΦでは、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕの位相を固定し、Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖは、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕに対して、
　　　相間位相差φ＝１２０°－２０°×（１／３－Ｖｅｒ）、
Ｗ相のＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗは、Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖに対して、
　　　相間位相差φ＝１２０°－１２０°×（１／３－Ｖｅｒ）、
に変える。ここで、Ｖｅｒは、基準電圧である。例えば、図８では相間位相差φを６０°、図９では相間位相差φを３０°、及び、図１０では相間位相差φを０°に変化させるような、位相差制御パルスＰ２を生成し、パルス駆動部７４へ出力する。

　相間位相制御ＣΦでは、例えば、低電圧の大電流出力を行うために、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも小さくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを１２０°よりも小さくしてＤＣ出力電流Ｉｏを大きくし、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも大きくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ－Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の相間位相差φを大きくしてＤＣ出力電流Ｉｏを小さくする位相差制御パルスＰ２を生成する。

　パルス駆動部７４は、位相差制御パルスＰ２を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。すると、図６に示すタイミングにて、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとは、Ｕ相から変化後の相間位相差φ（＜１２０°）遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとは、Ｖ相から変化後の相間位相差φ（＜１２０°）遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

　これにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換された各相のＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成されたＵ，Ｖ，Ｗ相の共振電圧は、図８、図９及び図１０に示すように、変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。生成されたＤＣ出力電流Ｉｏにより、バッテリーが急速充電されていき、ステップＳＴ１０へ進む。

　ステップＳＴ１０において、ＬＬＣ制御装置５０内の図示しない充電完了判定部は、バッテリーの端子電圧の計測値から、バッテリーの充電が完了したか否かの判定を行い、充電が完了している時には（Ｙｅｓ）、動作を終了し、充電が完了していない時には（Ｎｏ）、ステップＳＴ１に戻って上記のステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３、ＳＴ４、ＳＴ８、ＳＴ９、ＳＴ１０を繰り返す。

　（実施例１の効果）
　本実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１のＬＬＣ制御装置５０によれば、例えば、負荷４８であるバッテリーを急速充電する場合、周波数制御ＣＦによってＤＣ出力電流Ｉｏをバッテリーへ供給し、制御困難な境界線ＢＬ以下の電力供給領域になると、相間位相制御ＣΦに切り替えて、ＤＣ出力電流Ｉｏをバッテリーへ供給する構成になっている。そのため、低電圧と低電流出力が可能になり、広範囲の出力可能電力範囲Ｐａｒを低損失にてカバーできるＤＣ／ＤＣコンバータ１のＬＬＣ制御装置５０を実現できる。

　（実施例２の構成）
　図１１は、本発明の実施例２における三相相ＰＦＣ構成の場合のＤＣ／ＤＣコンバータの全体の回路図である。この図１１では、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

　本実施例２のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、実施例１のＵ，Ｖ，Ｗ相の単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ及び平滑用コンデンサ３Ｕ，３Ｖ，Ｗに代えて、三相相ＰＦＣ２及び平滑用コンデンサ３が設けられている。三相相ＰＦＣ２は、ＰＦＣ制御装置４９Ａから供給されるスイッチング駆動信号によりスイッチング動作を行い、三相のＡＣ入力電圧ＶｕｖｗをＤＣ入力電圧Ｖｉに変換する回路である。三相のＡＣ入力電圧Ｖｕｖｗは、平滑用コンデンサ３により平滑され、電力変換用の主回路４Ａへ与えられる。

　主回路４Ａは、実施例１のＵ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗとは構成の異なるＤＣ／ＡＣ変換回路１０と、実施例１のＵ，Ｖ，Ｗ相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗとは構成の異なる共振回路２０と、実施例１と同様の三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗと、実施例１と同様の整流回路４０と、を有している。

　ＤＣ／ＡＣ変換回路１０は、ＬＬＣ制御装置５０Ａから供給されるスイッチング駆動信号によりスイッチング動作を行い、ＤＣ入力電圧Ｖｉを三相のＡＣ電圧に変換する回路である。ＤＣ／ＡＣ変換回路１０は、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗによりそれぞれオン／オフ動作する複数のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗを有し、これらのＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗのソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。このＤＣ／ＡＣ変換回路１０の出力側に、共振回路２０が接続されている。

　共振回路２０は、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０から出力される三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する回路であり、共振コンデンサ２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｕ，２３Ｖ，２３Ｗを有する三相の電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｕ、共振インダクタ２２Ｕ、及び励磁インダクタ２３Ｕは、ＦＥＴ１１Ｕ及びＦＥＴ１２Ｕ間の接続点に、直列に接続されている。

　同様に、共振コンデンサ２１Ｖ、共振インダクタ２２Ｖ、及び励磁インダクタ２３Ｖは、ＦＥＴ１１Ｖ及びＦＥＴ１２Ｖ間の接続点に、直列に接続されている。更に、共振コンデンサ２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｗは、ＦＥＴ１１Ｗ及びＦＥＴ１２Ｗ間の接続点に、直列に接続されている。共振回路２０の出力側には、実施例１と同様に、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗを介して、整流回路４０が接続されている。

　本実施例２のＬＬＣ制御装置５０Ａは、実施例１のＬＬＣ制御装置５０に比べて、出力するスイッチング駆動信号の数が少ないだけであり、そのＬＬＣ制御装置５０と略同様の構成である。

　（実施例２の動作）
　三相相ＰＦＣ２は、ＰＦＣ制御装置４９Ａから与えられるスイッチング駆動信号によりスイッチング動作を行い、ＡＣ入力電圧ＶｕｖｗをＤＣ電圧に変換して、力率を改善したＤＣ入力電圧Ｖｉを生成する。ＤＣ入力電圧Ｖｉは、平滑用コンデンサ３によって平滑され、主回路４Ａ内のＤＣ／ＡＣ変換回路１０に与えられる。ＬＬＣ制御装置５０Ａは、実施例１のＬＬＣ制御装置５０と略同様に動作し、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗを出力する。

　ＤＣ／ＡＣ変換回路１０では、ＬＬＣ制御装置５０Ａから供給されるスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗにより、ＦＥＴ１１Ｕ，１２ＶとＦＥＴ１１Ｖ，１２ＷとＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｕとが順にオン／オフ動作を行い、ＤＣ入力電圧Ｖｉを三相のＡＣ電圧に変換する。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０が共振して共振電圧が生成され、変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗによって所定の電圧に変換される。変換された電圧は、整流回路４０によって整流及び平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏが負荷４８へ供給される。

　（実施例２の効果）
　本実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１ＡのＬＬＣ制御装置５０Ａによれば、実施例１のＬＬＣ制御装置５０と略同様の構成になっているので、低電圧と低電流出力が可能になり、広範囲の出力可能電力範囲Ｐａｒを低損失にてカバーできる。特に、本実施例２では、実施例１に比べて、三相相ＰＦＣ２、平滑用コンデンサ３、及びＤＣ／ＡＣ変換回路１０の構成を簡素化できる。

　（変形例）
　本発明は、上記実施例１、２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）、（ｂ）のようなものがある。

　（ａ）　図１及び図１１において、単相ＰＦＣ２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ及び三相相ＰＦＣ２は、省略しても良い。
　（ｂ）　図１及び図１１において、主回路４，４Ａは、他の回路構成に変更しても良い。例えば、各ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の他のスイッチング素子に置き換えても良い。共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ，２０は、図示以外の他の構成に変更しても良い。例えば、共振インダクタ２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに代えて、変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの漏れインピーダンスを利用しても良い。共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ，２０は、ＬＬＣ回路以外の他の電流共振型回路に変更しても良い。又、整流回路４０を構成しているダイオード４１，４２，４３，４４，４５，４６は、スイッチ素子等の他の整流素子に置き換えても良い。

　１，１Ａ　　　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　４，４Ａ　　　主回路
　１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ，１０　　　ＤＣ／ＡＣ変換回路
　２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ，２０　　　共振回路
　３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ　　　変圧器
　４０　　　整流回路
　４８　　　負荷
　５０，５０Ａ　　　ＬＬＣ制御装置
　６０　　　選択制御部
　６１　　　リファレンス信号生成部
　６１ａ　　　出力電流計測部
　６１ｂ　　　出力電圧計測部
　６１ｃ　　　出力電圧算出部
　６１ｄ　　　垂下電圧算出部
　６２　　　最小値選択部
　６３　　　電圧制御部
　７０　　　比較制御部
　７１　　　比較部
　７２　　　周波数制御部
　７２ａ　　　位相差設定部
　７２ｂ　　　ＰＦＭパルス生成部
　７３　　　相間位相制御部
　７３ａ　　　周波数設定部
　７３ｂ　　　位相差制御パルス生成部
　７４　　　パルス駆動部

Claims

　三相のＤＣ入力電圧が供給されると、スイッチング周波数を有する複数のスイッチング駆動信号によってそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、
　前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、
　前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、
　前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧及びＤＣ出力電流を出力する三相の整流回路と、
　を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法であって、
　定電力制御リファレンス信号、定電流制御リファレンス信号、及び定電圧制御リファレンス信号を比較して最小の信号値を選択し、計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の電圧制御を行う第１ステップと、
　前記スイッチング周波数と最大周波数との大小を比較し、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも小さい場合には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を１２０°に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数を変化させ、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも大きい場合には、前記スイッチング周波数を最大値に設定し、相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる第２ステップと、
　を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
　前記第１ステップは、
　前記ＤＣ出力電圧及び前記ＤＣ出力電流を計測して前記定電力制御リファレンス信号及び前記定電流制御リファレンス信号を生成するステップと、
　与えられた前記定電圧制御リファレンス信号、生成された前記定電力制御リファレンス信号、及び生成された前記定電流制御リファレンス信号を比較して前記最小の信号値を選択するステップと、
　計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の前記電圧制御を行うステップと、
　を有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法。
　三相のＤＣ入力電圧が供給されると、スイッチング周波数を有する複数のスイッチング駆動信号によってそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、
　前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、
　前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、
　前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧及びＤＣ出力電流を出力する三相の整流回路と、
　を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
　定電力制御リファレンス信号、定電流制御リファレンス信号、及び定電圧制御リファレンス信号を比較して最小の信号値を選択し、計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の電圧制御を行う選択制御部と、
　前記スイッチング周波数と最大周波数との大小を比較し、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも小さい場合には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を１２０°に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数を変化させ、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも大きい場合には、前記スイッチング周波数を最大値に設定し、相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる比較制御部と、
　を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記選択制御部は、
　前記ＤＣ出力電圧及び前記ＤＣ出力電流を計測して前記定電力制御リファレンス信号及び前記定電流制御リファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部と、
　与えられた前記定電圧制御リファレンス信号、生成された前記定電力制御リファレンス信号、及び生成された前記定電流制御リファレンス信号を比較して前記最小の信号値を選択する最小値選択部と、
　計測された前記ＤＣ出力電圧の値が前記最小の信号値と一致するように前記主回路の前記電圧制御を行う電圧制御部と、
　を有することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記リファレンス信号生成部は、
　前記ＤＣ出力電流を計測して出力電流計測値を求める出力電流計測部と、
　与えられた定電力定格値に対し前記出力電流計測値を除算して前記定電力制御リファレンス信号を生成する出力電圧算出部と、
　前記ＤＣ出力電圧を計測して出力電圧計測値を求める出力電圧計測部と、
　前記出力電圧計測値に対して前記出力電流計測値を除算し、この除算結果に対して、与えられた垂下電流制限値を乗算して前記定電流制御リファレンス信号を生成する垂下電圧算出部と、
　を有することを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記電圧制御部は、
　比例・積分・微分演算により前記電圧制御を行う、
　ことを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記比較制御部は、
　前記スイッチング周波数と前記最大周波数との大小を比較して比較結果を出力する比較部と、
　前記比較結果において、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも小さい場合には、前記三相のＡＣ電圧における前記三相間の位相差を前記１２０°に設定し、前記周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数を変化させる周波数変調パルスを生成する周波数制御部と、
　前記比較結果において、前記スイッチング周波数が前記最大周波数よりも大きい場合には、前記スイッチング周波数を前記最大値に設定し、前記相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる位相差制御パルスを生成する相間位相制御部と、
　を有することを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
　前記周波数変調パルス及び前記位相差制御パルスを駆動して前記スイッチング駆動信号を生成するパルス駆動部を、
　設けたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記周波数制御部は、
　前記三相のＡＣ電圧における前記三相間の位相差を前記１２０°に設定する位相差設定部と、
　前記周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記スイッチング周波数の周波数変調を行って前記周波数変調パルスを生成する周波数変調パルス生成部と、
　を有することを特徴とする請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記相間位相制御部は、
　前記スイッチング周波数を前記最大値に設定する周波数設定部と、
　前記相間位相制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電圧及び／又は前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変えて前記位相差制御パルスを生成する位相差制御パルス生成部と、
　を有することを特徴とする請求項８記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記ＤＣ／ＤＣ変換回路は、前記複数のスイッチング素子のブリッジ回路により構成され、
　前記共振回路は、共振インダクタ、共振キャパシタ及び励磁インダクタを有する電流共振型回路により構成され、
　前記整流回路は、複数の整流素子がブリッジ接続された整流部と、前記整流部の出力電圧を平滑する平滑部と、により構成されている、
　ことを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
　前記三相のＤＣ入力電圧は、
　三相のＡＣ入力電圧の力率を改善する力率改善回路により生成される、
　ことを特徴とする請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。