WO2006011359A1

WO2006011359A1 - 電源装置

Info

Publication number: WO2006011359A1
Application number: PCT/JP2005/012842
Authority: WO
Inventors: Hiroyuki Eguchi; Motohiro Shimizu
Original assignee: Honda Motor Co., Ltd.
Priority date: 2004-07-30
Filing date: 2005-07-12
Publication date: 2006-02-02
Also published as: TW200625776A

Abstract

　出力電流が大きな領域を含む広い出力電流範囲にわたって所定電圧を維持した電力供給が可能な電源装置を提供すること。エンジン１で駆動される発電機２の出力をＡＣ－ＤＣ変換部３で整流する。ＡＣ－ＤＣ変換部３の出力を、昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータからなるＤＣ－ＤＣ変換部５で昇圧するとともに電圧調整し、さらにインバータからなる電力変換部４で所定周波数のＡＣ出力に変換する。ＤＣ－ＤＣ変換部５は、電力変換部４の入力電圧を所定電圧に維持するようにスイッチング駆動される。発電機２は、例えば多極型の磁石発電機で構成される。

Description

明細書

電源装置

技術分野

[0001] 本発明は、電源装置に関し、特に、エンジンで駆動される発電機などを電力源として発生された直流出力をインバータで交流電力に変換して出力する電源装置に関するものである。

背景技術

[0002] エンジン駆動式発電機などの発電装置は、携帯用から非常用までさまざまな用途の電源装置として普及している。このような電源装置は、小規模に構成可能であるという特徴を有する。

[0003] 図 5は、従来の電源装置の機能ブロック図である。同図に示すように、電源装置は、エンジン 1により駆動される発電機 2、 AC— DC変換 (整流)を行う AC— DC変換部 3 、 DC— AC変換を行う電力変換部 4を備える。 AC— DC変換部 3は整流回路兼用のサイリスタ式レギユレ一タカもなり、電力変換部 3はインバータカもなる。

[0004] 発電機 2の出力は、 AC— DC変換部 3によって AC— DC変換されると共に電圧調整される。 AC— DC変換部 3の出力は、電力変換部 4で DC— AC変換される。例えば、発電機 2の出力電圧は AC400Vであり、八じー0じ変換部3は八じ400¥を整流および電圧調整して、電力変換部 4が AC240Vを出力するのに十分な入力側電圧 DC340V ( 240 2V)を出力する。電力変換部 4は AC240Vを出力する。このような電源装置は特許文献 1、 2に記載されている。

特許文献 1：特許第 2540305号公報

特許文献 2：特開 2001— 309666号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] 上記従来の電源装置は、 AC— DC変換部 3を構成する整流回路兼用のサイリスタ式レギユレータによって整流と電力変換部 4に対する入力電圧の調整を同時に行うものであるため、合理的に構成されているといえる。し力しながら、電源装置の効率が発電機自体の運転効率に大きく影響されてしまうと、う課題がある。

[0006] 例えば、電力変換部 4を構成するインバータが出力電圧 VIを出力するとすると、その入力には 2 XVI以上の直流電圧が与えられる必要がある力通常の発電機は、出力電流の増加に伴って出力電圧が低下するという特性を有するため、出力電流が大きくなると発電機力電力変換部 4が必要とする直流電圧が得られなつてしまう。したがって、出力電流が大きな領域では電力変換部 4から負荷へ与えられる出力電圧が不足してしまう。

[0007] これを防ぐには発電機を高出力のものにすればよいが、特に、発電機として多極型の磁石発電機を使用する場合には、高負荷領域での出力電流増加に伴う出力電圧の低下が大きいため、ピークパワー時に前述の 2 XVI以上の直流電圧を確保するためには著しく高電圧仕様の発電機を使用する必要があり、かつ高耐圧の素子が必要となる。

[0008] また、出力電流が小さくなつて発電機の出力電圧が上昇したときには、電力変換部の入力電圧が過大にならないように、 AC— DC変換部 3 (サイリスタ式レギユレータ）のサイリスタを所定期間オフするが、サイリスタがオフする所定期間の出力は捨てられることになるため、電源装置の効率が大きく低下することになる。

本発明の目的は、上記課題を解決し、出力電流が大きな領域を含む広い出力電流範囲にわたって高効率の動作が可能な電源装置を提供することにある。

課題を解決するための手段

[0009] 前記した課題を解決するために、本発明は、交流発電機と該交流発電機の出力を整流する整流回路と該整流回路の直流出力を所定周波数および所定出力電圧の交流電力に変換して出力するインバータを備える電源装置において、前記直流出力をスイッチング動作によって前記インバータの出力電圧維持に必要な所定電圧に昇圧調整して前記インバータに供給する昇圧型 DC— DCコンバータを設けたことを第 1の特徴としている。

[0010] また、本発明は、前記昇圧型 DC— DCコンバータは、前記インバータの出力電流の増加に伴う前記整流回路の直流出力の低下を補完するように昇圧動作して前記ィンバータの入力側電圧を所定電圧値に維持することを第 2の特徴としている。 [0011] さらに、本発明は、前記交流発電機が、多極型の磁石発電機で構成されることを第 3の特徴としている。

発明の効果

[0012] 本発明の第 1の特徴によれば、整流回路の直流出力を昇圧型 DC— DCコンバータで昇圧してインバータに与えるようにしたので、出力電流が大きな領域であってもインバータが必要とする入力電圧を確保でき、広い出力電流範囲にわたって負荷への所定電圧を維持した電力供給が可能になる。したがって、整流回路の直流出力が比較的低電圧であっても安定した電力供給が可能になる。

[0013] また、発電機と整流回路により直流出力が生成され、発電機の AC出力を DC出力に変換する AC— DC変換部が整流回路と昇圧型 DC— DCコンバータに分けて構成される、つまり整流回路の出力電圧が昇圧型 DC— DCコンバータで昇圧されるので、発電機の出力電圧は低くてよい。したがって、発電機自体を高耐圧仕様とする必要がなくなる。また、整流回路に高耐圧素子を使用する必要がなくなり、高耐圧素子として必要なのは昇圧型 DC— DCコンバータの制御素子のみであるので、低価格ィ匕を図ることができる。

[0014] また、第 2の特徴によれば、昇圧型 DC— DCコンバータを、インバータの出力電流の増加に伴う整流回路の直流出力の低下を補完するように昇圧動作させて、インバータの入力側電圧を所定電圧値に維持するようにしたので、出力電流に合わせた電力供給が可能になる。

[0015] さらに、第 3の特徴によれば、交流発電機として多極型の磁石発電機が使用される場合であっても、出力電流が大きな領域を含む広い出力電流範囲にわたって高効率の動作が可能になる。

図面の簡単な説明

[0016] [図 1]本発明に係る電源装置を示す機能ブロック図である。

[図 2]本発明に係る電源装置の具体的回路例を示す回路図である。

[図 3]本発明と従来技術の違いを説明するための説明図である。

[図 4]本発明に係る電源装置の実施形態を具体的に示す回路図である。

[図 5]従来の電源装置の機能ブロック図である。符号の説明

[0017] 1···エンジン、 2·· '発電機、 2— 1···出力卷線、 3··· AC— DC変換部（駆動用インバータ）、 3— 1〜3— 6, 5— 5···整流素子、 4···電力変換部、 4 1〜4 4, 5—1 • · 'MOSFETゝ 5·· 'DC— DC変換部、 5— 2· · 'コイル、 5— 3, 5—4, 8, 9·· 'コンデンサ、 6···双方向 DC— DCコンバータ、 6— 1· "トランス、 6— 1— 1···低圧側卷線、 6— 1 2 · · ·高圧側卷線、 6-2···低圧側スイッチング部、 6— 3 · · ·高圧側スィツチング部、 6—4· · 'LC共振回路、 7· · ·バッテリ、 10· · '電圧検出部、 11·· '制御部、 12, 13…ドライバ 1

発明を実施するための最良の形態

[0018] 以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。図 1は、本発明に係る電源装置を示す機能ブロック図である。図 1において図 5と同一または同等部分には同じ番号を付してある。

[0019] エンジン 1により駆動される発電機 2は、例えば 3相の多極磁石発電機力もなる。 A C— DC変換部 3は、ブリッジ接続された整流素子を有し、発電機 2の出力を整流する整流回路として機能する。 DC— DC変換部 5は、昇圧型 DC— DCコンバータ力なり、 AC— DC変換部 3の出力電圧を昇圧するとともに電圧調整して次段の電力変換部 5に与える。電力変換部 4はインバータカもなり、 DC— DC変換部 5の出力を所定周波数の交流電力に変換して出力する。

[0020] 電力変換部 4の入力電圧は、その出力側に規定の AC電圧ピーク値が得られるように所定の直流電圧以上であることが必要であり、 DC— DC変換部 5は、 AC— DC変換部 3の出力電圧を昇圧して電力変換部 4の入力側が必要とする直流電圧を出力する。

[0021] 例えば、発電機 2の出力電圧は AC180Vであり、 AC— DC変換部は、 AC180Vを 3相全波整流してそのピーク値の DC250Vを出力する。 DC— DC変換部 5は DC25 OVを 340Vに昇圧し、電力変換部 4は AC240Vを出力する。

[0022] 図 2は、本発明に係る電源装置の具体的回路例を示す回路図である。なお、図 1と同一あるいは同等部分には同じ番号を付してある。

[0023] 発電機 2は 3相の出力卷線 2— 1を有する。 AC— DC変換部 3は、整流素子 3— 1 〜3— 6を有し、発電機 2の出力を 3相全波整流する。このように、本発明では AC— DC変換部 3を整流素子 (ダイオード）のみで構成でき、サイリスタを用いる必要はない。

[0024] DC— DC変換部 5は、 MOSFET5— 1、チョークコイル 5— 2、コンデンサ 5— 3、 5 —4、整流素子 5— 5を有する。この DC— DC変換部 5は、 MOSFET5— 1がオンすると、チョークコイル 5— 2にエネルギを貯え、貯えたエネルギを MOSFET5— 1がォフしたときに出力側に放出することで昇圧を行う昇圧型 DC— DCコンバータとして機能する。

[0025] 電圧検出部 10は DC— DC変換部 5の出力電圧を検出する。これにより検出された電圧に従って制御部 11はドライバ 12を制御し、 DC DC変換部 5の出力電圧が所定値に維持されるように、 MOSFET5— 1のオン期間を PWM変調する。制御部 11 は、また、 DC— DC変換部 5の出力電圧に従って後述する電力変換部 4のドライバ 1 2を制御する。

[0026] 電力変換部 4は、 4つの MOSFET4— 1〜4 4がブリッジ接続されて構成されたィンバータからなる。ドライバ 12は、周知のように、 MOSFET4—lと4 4のぺァ、 4 2と 4— 3のペアを交互にオン、オフすることインバータを駆動する。また、制御部 11 はドライバ 12を制御し、所定の電力供給が行われるように MOSFET4— 1〜4 4のオン期間を PWM変調する。

[0027] 図 3は、本発明と従来技術の違いを示すために、本発明で使用し得る発電機の特性 (a)と従来技術で使用されている発電機の特性 (b)を示す。同図において、特性 A は発電機の発生電圧と電流との関係を示し、特性 Bは発電機の出力と電流との関係を示す。なお、発生電圧および出力は、 AC— DC変換器の出力側での値、すなわち電力変換部の入力側での値を表して、る。

[0028] 本発明では、 AC— DC変換部 3の出力電圧を DC— DC変換部 5で昇圧して電力変換部 4の入力電圧とするため、昇圧後の DC電圧が電力変換部 4の出力 AC電圧の 2倍以上あればよいので、発電機 2の出力電圧は低くてよい。したがって、発電機 2や AC— DC変換部 3を構成する整流素子 3— 1〜3— 6を高耐圧仕様にする必要はない。 [0029] また、発電機の出力電圧が電力変換部 4の入力電圧に満たない電圧領域でも負荷への所定電圧を維持した電力供給が可能であり、したがって、発電機を高電圧領域に至らない領域で運転し、その出力をそのまま利用することができるので、広い出力電流範囲にわたって安定に所定電圧を維持した電力供給が可能になる。し力も、電圧調整のために一部出力を捨てる必要はなくなるので、電源装置の効率を高めることがでさる。

[0030] これに対して、従来技術では、発電機の出力電圧が出力 AC電圧の 2倍以下に低下する領域での運転を行うことができない。また、発電機の高効率電圧領域での出力をそのまま使用せず、電力変換部 4の入力電圧が 340Vになるように、その出力を AC— DC変換部 3で部分的に捨てているため、電源装置の効率がその分低下する。

[0031] 図 4は、本発明に係る電源装置の実施形態を具体的に示す回路図であり、図 2と同一あるいは同等部分には同じ番号を付してある。 3相発電機 2は、エンジンに連結され、エンジンにより駆動されるエンジン駆動式発電機であり、ここでは、エンジン始動用電動機として動作することもできる電動機兼用発電機としている。

[0032] 発電機 2は、エンジン（図示せず）に連結される。発電機 2の出力側に接続される A C— DC変換部 3は、ブリッジ接続された整流素子 3— 1〜3— 6を有し、発電機 2の出力を整流する。また、 AC— DC変換部 2の各整流素子には MOSFETなどのスイツチング素子が並列接続されており、これらのスイッチング素子は、そのオン、オフにより DC電圧を 3相の AC電圧に変換して発電機 1に印加する駆動用インバータを構成している。 AC— DC変換部 3の整流素子は、 MOSFETのスイッチング素子の寄生ダィオードでよぐ別途接続した接合ダイオードでもよい。

[0033] AC— DC変換部 3の出力側に接続される DC— DC変換部 5と電力変換部 4は、図

2と同じであるので説明を省略する。

[0034] AC— DC変換部 3と DC— DC変換部 5の接続点は、双方向 DC— DCコンバータ 6 の二次側に接続され、 DC— DCコンバータ 6の一次側は、例えばバッテリ（12V)からなるバッテリ 7に接続される。

[0035] 双方向 DC— DCコンバータ 6は、ノッテリ 7と DC変換部 2の出力との間で双方向に電力を融通するものであり、一次側の低圧側卷線 6— 1 1と二次側の高圧側卷線 6 - 1—2を備えるトランス 6— 1含む。この双方向 DC— DCコンバータ 6の昇圧比は、低圧側卷線 6 - 1 - 1と高圧側卷線 6— 1 2の卷線比により決定される。

[0036] 低圧側スイッチング部 6— 2は、低圧側卷線 6— 1 1側に挿入され、高圧側スイツチング部 6— 3は、高圧側卷線 6— 1 2側に挿入される。低圧側スイッチング部 6— 2 は、例えば、 4っのMOSFET6— 2—l〜6— 2—4をブリッジ接続して構成され、高圧側スイッチング部 6— 3も同様に 4つの MOSFET6— 3— 1〜6— 3— 4で構成される。

[0037] 低圧側スイッチング部 6— 2および高圧側スイッチング部 6— 3の各 MOSFET6— 2

1〜6— 2— 4、 6— 3— 1〜6— 3— 4にはダイオードなどの整流素子が並列接続される。これらの整流素子も MOSFETの寄生ダイオードでよぐ別途接続した接合ダィオードでもよい。並列接続された整流素子を合わせれば、低圧側スイッチング部 6 2および高圧側スイッチング部 6— 3はそれぞれ、スイッチング · DC変換部と考えることができる。

[0038] トランス 6—1の高圧側卷線 6— 1—2側には LC共振回路 6— 4が挿入される。 LC共振回路 6— 4は、低圧側スイッチング部 6— 2および高圧側スイッチング部 6— 3の少なくとも一方が駆動されたときに流れる電流を正弦波状にし、スイッチング損失を低減し、また、大電流による MOSFET破壊を招かないように機能する。これは、正弦波状の電流の零クロス点付近で MOSFETをオン、オフさせることができる力もである。なお、 LC共振回路 6-4は、二次側ではなく一次側に設けてもよい。

[0039] 低圧側スイッチング部 6— 2の MOSFET6— 2— 1〜6— 2—4および高圧側スイツチング部 6— 3の MOSFET6— 3— 1〜6— 3—4は、 CPUなどからなる制御回路（図示せず）によりスイッチング制御される。なお、一次側および二次側に接続されているコンデンサ 8、 9は、出力平滑用コンデンサである。

[0040] 次に、図 4の動作を説明する。双方向 DC— DCコンバータ 6が自動的に双方向で電力変換を行うように、その低圧側スイッチング部 6— 2と高圧側スイッチング部 6— 3 とを完全同期で、すなわち同一の駆動信号で駆動する。この駆動は、周知のように、低圧側スイッチング部 6 - 2にお!/ヽては MOSFET6— 2— 1と 6— 2— 4のペア、 MO SFET6— 2— 2と 6— 2— 3のペアを交互にオン、オフし、高圧側スイッチング部 6— 3 におヽては MOSFET6— 3— 1と 6— 3—4のペア、 MOSFET6— 3— 2と 6— 3— 3 のペアを交互にオン、オフすることで行われる。

[0041] エンジンの始動時には、双方向 DC— DCコンバータ 6の一次側から二次側への電力変換が行われ、これにより昇圧されたバッテリ 7の DC電圧が駆動用インバータ (A C DC変換部） 3に与えられる。駆動用インバータ 3は、この DC電圧を 3相の AC電圧に変換して発電機 2に印加し、これをエンジン始動用電動機として起動する。この起動は、駆動用インバータの MOSFETを周知のように PWM駆動することにより行われる。この際、発電機 (電動機) 2の動きに従って逆起電圧で電流分配が変化することを利用して位相判別し、センサレスで同期駆動することができる。

[0042] エンジンが始動すると、発電機 2はエンジンにより駆動されて出力を発生する。発電機 2の出力は、 AC— DC変換部 (駆動用インバータ） 3で整流される。このとき、駆動用インバータを構成する MOSFETは駆動されず、発電機 2の出力は、 AC— DC変換部 3の整流素子 3— 1〜3— 6で全波整流される。 AC— DC変換部 3の出力は、 D C DC変換部 5で昇圧されとともに電圧調整される。 DC電圧の調整は、例えば MO SFET5— 1を PWM変調することにより行われる。 DC— DC変換部 5の出力は、さらに電力変換部 4で所定周波数の AC出力に変換されて出力される。

[0043] このときバッテリ 7の残容量が少なければ、双方向 DC— DCコンバータ 6は二次側より一次側への電力変換を行い、降圧された AC— DC変換部 2の出力でバッテリ 7が充電される。また、過負荷状態になって発電機 2の出力では負荷に対応しきれなくなると、双方向 DC— DCコンバータ 6を通してノッテリ 7からも電力が供給されるように電力変換が行われる。

[0044] このように双方向 DC— DCコンバータ 6は、トランス 6— 1の卷線比による一次側と二次側の相対電圧差に従、一次側と二次側とで自動的に電力のやり取りを行、、相互に電力を融通する。

[0045] 本発明は、発電機と AC— DC変換部 (整流回路）とからなる直流電源の場合だけでなぐ燃料電池などの直流電源の場合にも適用できる。

[0046] 以上、実施形態を説明したが、本発明は、種々に変形可能である。例えば、昇圧型 DC - DCコンバータと共に降圧型 DC - DCコンバータを設け、両者を使!、分けることにより、ただ 1つの直流電源から 200V系と 100V系などといった電圧値の異なる系統に電力を供給することが可能になる。

Claims

請求の範囲

[1] 交流発電機と該交流発電機の出力を整流する整流回路と該整流回路の直流出力を所定周波数および所定出力電圧の交流電力に変換して出力するインバータを備える電源装置において、

前記直流出力をスイッチング動作によって前記インバータの出力電圧維持に必要な所定電圧に昇圧調整して前記インバータに供給する昇圧型 DC— DCコンバータを設けたことを特徴とする電源装置。

[2] 前記昇圧型 DC— DCコンバータは、前記インバータの出力電流の増加に伴う前記整流回路の直流出力の低下を補完するように昇圧動作して前記インバータの入力側電圧を所定電圧値に維持することを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[3] 前記交流発電機は、多極型の磁石発電機で構成されることを特徴とする請求項 1または 2に記載の電源装置。