JP2002165448A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
双方向ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JP2002165448A JP2002165448A JP2000353271A JP2000353271A JP2002165448A JP 2002165448 A JP2002165448 A JP 2002165448A JP 2000353271 A JP2000353271 A JP 2000353271A JP 2000353271 A JP2000353271 A JP 2000353271A JP 2002165448 A JP2002165448 A JP 2002165448A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供すること。 【解決手段】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側直交
変換部４は、昇圧送電時に、ＮＭＯＳトランジスタ４１
１、４１２を両方ともオンしてチョークコイル４２１に
磁気エネルギーを蓄積する動作と、ＮＭＯＳトランジス
タ４１１をオフする動作と、ＮＭＯＳトランジスタ４１
１、４１２を両方ともオンしてチョークコイル４２１に
磁気エネルギーを蓄積する動作と、ＮＭＯＳトランジス
タ４１２をオフする動作とを繰り返す。
Ｃ−ＤＣコンバータを提供すること。 【解決手段】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの二次側直交
変換部４は、昇圧送電時に、ＮＭＯＳトランジスタ４１
１、４１２を両方ともオンしてチョークコイル４２１に
磁気エネルギーを蓄積する動作と、ＮＭＯＳトランジス
タ４１１をオフする動作と、ＮＭＯＳトランジスタ４１
１、４１２を両方ともオンしてチョークコイル４２１に
磁気エネルギーを蓄積する動作と、ＮＭＯＳトランジス
タ４１２をオフする動作とを繰り返す。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータに関する。
コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧が異なる２つのバッテリをもつ車両
用電源系では、これら２つのバッテリ間で電力を融通し
あうことが好適であり、このためには、両バッテリ間に
直流降圧回路と直流昇圧回路とを並列に配設すればよ
い。
用電源系では、これら２つのバッテリ間で電力を融通し
あうことが好適であり、このためには、両バッテリ間に
直流降圧回路と直流昇圧回路とを並列に配設すればよ
い。
【０００３】しかしながら、このようなＤＣ−ＤＣコン
バータを２つ並列に配置することは、回路規模が大きく
なるという問題、及び、回路内部の電圧ロスを含めて昇
圧時に十分な高圧直流電圧を得ることができないという
問題があった。
バータを２つ並列に配置することは、回路規模が大きく
なるという問題、及び、回路内部の電圧ロスを含めて昇
圧時に十分な高圧直流電圧を得ることができないという
問題があった。
【０００４】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
であり、簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としてい
る。
であり、簡素な回路構成で十分な昇圧比をもつ双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することをその目的としてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータは、一対の第１直流端子間から一対
の第２直流端子への順送電時に前記一対の第１直流端子
間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の交
流端子間に出力するとともに、前記順送電時と逆方向の
逆送電時に一対の交流端子間に印加される交流電圧を整
流して前記一対の直流端子間に出力する一次側直交変換
部と、一次コイルが前記一対の交流端子に接続されるト
ランスと、前記順送電時に前記トランスの二次コイルか
ら出力される交流出力を整流し、平滑して一対の第２直
流端子間に出力するとともに、前記逆送電時に前記一対
の第２直流端子間に印加される直流電圧を交流電圧に変
換して前記トランスの二次コイルに印加する二次側直交
変換部とを備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、前記二次側直交変換部は、前記第２直流端子と直列
に接続されて前記順送電時に電流を平滑するチョークコ
イルと、前記トランスの二次コイルと前記チョークコイ
ルとを接続して、前記逆送電時に前記チョークコイルの
通電電流を断続するスイッチング・整流部を有すること
を特徴としている。
Ｃ−ＤＣコンバータは、一対の第１直流端子間から一対
の第２直流端子への順送電時に前記一対の第１直流端子
間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して一対の交
流端子間に出力するとともに、前記順送電時と逆方向の
逆送電時に一対の交流端子間に印加される交流電圧を整
流して前記一対の直流端子間に出力する一次側直交変換
部と、一次コイルが前記一対の交流端子に接続されるト
ランスと、前記順送電時に前記トランスの二次コイルか
ら出力される交流出力を整流し、平滑して一対の第２直
流端子間に出力するとともに、前記逆送電時に前記一対
の第２直流端子間に印加される直流電圧を交流電圧に変
換して前記トランスの二次コイルに印加する二次側直交
変換部とを備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであっ
て、前記二次側直交変換部は、前記第２直流端子と直列
に接続されて前記順送電時に電流を平滑するチョークコ
イルと、前記トランスの二次コイルと前記チョークコイ
ルとを接続して、前記逆送電時に前記チョークコイルの
通電電流を断続するスイッチング・整流部を有すること
を特徴としている。
【０００６】すなわち、この双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、トランスの両側にそれぞれ双方向型の直交変換部
をもち、特に二次側直交変換部は、順送電（第１直流端
子から第２直流端子への降圧送電をいう）時に、平滑コ
イルとして作動するチョークコイルを、チョークコイル
利用チョッパ回路型インバータのチョークコイルとして
用い、このチョークコイルとトランスの二次コイルとの
間のスイッチング・整流部が順送電時には整流器として
機能し、逆送電（第２直流端子から第１直流端子への昇
圧送電）時にはチョッパ回路として用いることを特徴と
している。
タは、トランスの両側にそれぞれ双方向型の直交変換部
をもち、特に二次側直交変換部は、順送電（第１直流端
子から第２直流端子への降圧送電をいう）時に、平滑コ
イルとして作動するチョークコイルを、チョークコイル
利用チョッパ回路型インバータのチョークコイルとして
用い、このチョークコイルとトランスの二次コイルとの
間のスイッチング・整流部が順送電時には整流器として
機能し、逆送電（第２直流端子から第１直流端子への昇
圧送電）時にはチョッパ回路として用いることを特徴と
している。
【０００７】本構成によれば、降圧型単方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータの整流回路にスイッチング機能を追加するの
みで、十分な昇圧比をもつ双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
を実現することができる。
コンバータの整流回路にスイッチング機能を追加するの
みで、十分な昇圧比をもつ双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
を実現することができる。
【０００８】なお、上記スイッチング機能は、双方向通
電可能なスイッチング素子のみでも構成でき、スイッチ
ング素子及びこのスイッチング素子並列接続された整流
用の接合ダイオードにより構成されることができ、この
接合ダイオードとしてＭＯＳトランジスタの寄生ダイオ
ードを用いることもできる。
電可能なスイッチング素子のみでも構成でき、スイッチ
ング素子及びこのスイッチング素子並列接続された整流
用の接合ダイオードにより構成されることができ、この
接合ダイオードとしてＭＯＳトランジスタの寄生ダイオ
ードを用いることもできる。
【０００９】請求項２記載の構成によれば請求項１記載
の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて更に、前記スイ
ッチング・整流部が、前記逆送電時に前記チョークコイ
ルに通電して前記チョークコイルに磁気エネルギーを蓄
積する磁気エネルギー蓄積期間と、前記チョークコイル
に蓄積された前記磁気エネルギーに起因する電流を前記
トランスの二次コイルに通電する磁気エネルギー放出期
間とを交互に有し、前記順送電時の前記トランスの二次
コイル電圧よりも高い電圧を前記逆送電時に前記二次コ
イルに印加するを有することを特徴としている。
の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて更に、前記スイ
ッチング・整流部が、前記逆送電時に前記チョークコイ
ルに通電して前記チョークコイルに磁気エネルギーを蓄
積する磁気エネルギー蓄積期間と、前記チョークコイル
に蓄積された前記磁気エネルギーに起因する電流を前記
トランスの二次コイルに通電する磁気エネルギー放出期
間とを交互に有し、前記順送電時の前記トランスの二次
コイル電圧よりも高い電圧を前記逆送電時に前記二次コ
イルに印加するを有することを特徴としている。
【００１０】本構成によれば、スイッチング・整流部
が、チョークコイルに磁気エネルギーを蓄積する期間と
それを放出する期間とを交互にもち、この放出期間にチ
ョークコイルから放出される高い電圧をトランスの二次
コイルに印加する構成を有するので、簡素な回路構成で
十分な昇圧比を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実
現することができる。
が、チョークコイルに磁気エネルギーを蓄積する期間と
それを放出する期間とを交互にもち、この放出期間にチ
ョークコイルから放出される高い電圧をトランスの二次
コイルに印加する構成を有するので、簡素な回路構成で
十分な昇圧比を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実
現することができる。
【００１１】請求項３記載の構成によれば請求項２記載
の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて更に、前記スイ
ッチング・整流部は、４つのスイッチング素子をブリッ
ジ接続してなり、前記チョークコイルに磁気エネルギー
を蓄積する前記磁気エネルギー蓄積期間、前記チョーク
コイルの磁気エネルギーにより前記コイルへ一方向に通
電する前記磁気エネルギー放出期間、前記チョークコイ
ルに磁気エネルギーを蓄積する前記磁気エネルギー蓄積
期間、前記チョークコイルの磁気エネルギーにより前記
コイルへ他方向に通電する前記磁気エネルギー放出期間
を順次行うことを特徴としている。
の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて更に、前記スイ
ッチング・整流部は、４つのスイッチング素子をブリッ
ジ接続してなり、前記チョークコイルに磁気エネルギー
を蓄積する前記磁気エネルギー蓄積期間、前記チョーク
コイルの磁気エネルギーにより前記コイルへ一方向に通
電する前記磁気エネルギー放出期間、前記チョークコイ
ルに磁気エネルギーを蓄積する前記磁気エネルギー蓄積
期間、前記チョークコイルの磁気エネルギーにより前記
コイルへ他方向に通電する前記磁気エネルギー放出期間
を順次行うことを特徴としている。
【００１２】本構成によれば、スイッチング・整流部と
して、いわゆるブリッジ型の単相インバータ回路を採用
しているので、トランス構造を簡素化することができ
る。
して、いわゆるブリッジ型の単相インバータ回路を採用
しているので、トランス構造を簡素化することができ
る。
【００１３】請求項４記載の構成によれば請求項１乃至
３のいずれか記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て更に、前記高低２バッテリを搭載する車両に装備され
るので、一方のバッテリの容量不足時や過大放電時に、
他方のバッテリから電力を融通することができるので、
いたずらに両バッテリの容量を増大することなく、バッ
テリの容量不足時や過大放電による電池障害を防止する
ことができる。
３のいずれか記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおい
て更に、前記高低２バッテリを搭載する車両に装備され
るので、一方のバッテリの容量不足時や過大放電時に、
他方のバッテリから電力を融通することができるので、
いたずらに両バッテリの容量を増大することなく、バッ
テリの容量不足時や過大放電による電池障害を防止する
ことができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた二電源式車両用電源系の好適な実施態様を
図面を参照して以下説明する。
ータを用いた二電源式車両用電源系の好適な実施態様を
図面を参照して以下説明する。
【００１５】
【実施例１】（回路構成）図１に示す二電源式車両用電
源系において、１は高圧のメインバッテリ（定格電圧約
３００Ｖ）、２は一次側直交変換部、３はトランス、４
は二次側直交変換部、５は低圧の補機バッテリ（定格電
圧約１２Ｖ）である。
源系において、１は高圧のメインバッテリ（定格電圧約
３００Ｖ）、２は一次側直交変換部、３はトランス、４
は二次側直交変換部、５は低圧の補機バッテリ（定格電
圧約１２Ｖ）である。
【００１６】一次側直交変換部２は、フルブリッジ（Ｈ
ブリッジ）接続された単相インバータ回路２１と、その
入力側に配置された一次側平滑回路２２とを有してい
る。
ブリッジ）接続された単相インバータ回路２１と、その
入力側に配置された一次側平滑回路２２とを有してい
る。
【００１７】単相インバータ回路２１は、４つのＮＭＯ
Ｓトランジスタ２１１〜２１４を有し、各ＮＭＯＳトラ
ンジスタ２１１〜２１４は、フライホイルダイオードと
して機能する周知の寄生ダイオードをそれぞれ有してい
る。各ＮＭＯＳトランジスタ２１１〜２１４にそれぞれ
別体のフライホイルダイオードを並列接続してもよい。
単相インバータ回路２１は、一次側平滑回路２２の出力
端に接続される一対の直流端子と、トランス３の一次コ
イルの両端に接続される一対の交流端子とを有してい
る。単相インバータ回路２１の構成及び動作は周知であ
り、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略
する。
Ｓトランジスタ２１１〜２１４を有し、各ＮＭＯＳトラ
ンジスタ２１１〜２１４は、フライホイルダイオードと
して機能する周知の寄生ダイオードをそれぞれ有してい
る。各ＮＭＯＳトランジスタ２１１〜２１４にそれぞれ
別体のフライホイルダイオードを並列接続してもよい。
単相インバータ回路２１は、一次側平滑回路２２の出力
端に接続される一対の直流端子と、トランス３の一次コ
イルの両端に接続される一対の交流端子とを有してい
る。単相インバータ回路２１の構成及び動作は周知であ
り、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略
する。
【００１８】一次側平滑回路２２は、コンデンサ２２１
〜２２３とチョークコイル２２４とを有し、第１直流端
子６、７を通じてメインバッテリ１の両端に接続されて
いる。一次側平滑回路２２のの構成及び動作は周知であ
り、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略
する。
〜２２３とチョークコイル２２４とを有し、第１直流端
子６、７を通じてメインバッテリ１の両端に接続されて
いる。一次側平滑回路２２のの構成及び動作は周知であ
り、本発明の要旨でもないので、これ以上の説明は省略
する。
【００１９】トランス３は、同方向に巻回され、各一端
が第２直流端子８を通じて接地された一対の二次コイル
を有する降圧トランスである。
が第２直流端子８を通じて接地された一対の二次コイル
を有する降圧トランスである。
【００２０】二次側直交変換部４は、スイッチング・整
流部４１と、その出力側に配置された二次側平滑回路４
２とを有している。
流部４１と、その出力側に配置された二次側平滑回路４
２とを有している。
【００２１】スイッチング・整流部４１は、一端がトラ
ンス３の一対の二次コイルの出力端に個別に接続される
一対のＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２を有してい
る。ＤはＮＭＯＳトランジスタ４１１，４１２の寄生ダ
イオードであるが、ダイオードを積極的に追加してもよ
い。
ンス３の一対の二次コイルの出力端に個別に接続される
一対のＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２を有してい
る。ＤはＮＭＯＳトランジスタ４１１，４１２の寄生ダ
イオードであるが、ダイオードを積極的に追加してもよ
い。
【００２２】二次側平滑回路４２は、一対のＮＭＯＳト
ランジスタ４１１，４１２の他端と第２直流端子９とを
接続するチョークコイル４２１と、一対の第２直流端子
８，９間に接続される平滑コンデンサ４２２とを有して
いる。
ランジスタ４１１，４１２の他端と第２直流端子９とを
接続するチョークコイル４２１と、一対の第２直流端子
８，９間に接続される平滑コンデンサ４２２とを有して
いる。
【００２３】補機バッテリ５は一対の第２直流端子８，
９間に接続され、第２直流端子８は設置されている。 （直流降圧動作）メインバッテリ１から補機バッテリ５
への降圧給電は以下のように実施される。
９間に接続され、第２直流端子８は設置されている。 （直流降圧動作）メインバッテリ１から補機バッテリ５
への降圧給電は以下のように実施される。
【００２４】単相インバータ回路２１のＮＭＯＳトラン
ジスタ２１１、２１４のペアとＮＭＯＳトランジスタ４
１２、４１３のペアとを所定の周期で交互にオンするこ
とにより、単相矩形波交流電圧を発生し、それをトラン
ス３で降圧し、スイッチング・整流部４１で単相全波整
流し、二次側平滑回路４２で平滑して、補機バッテリ５
に印加する。
ジスタ２１１、２１４のペアとＮＭＯＳトランジスタ４
１２、４１３のペアとを所定の周期で交互にオンするこ
とにより、単相矩形波交流電圧を発生し、それをトラン
ス３で降圧し、スイッチング・整流部４１で単相全波整
流し、二次側平滑回路４２で平滑して、補機バッテリ５
に印加する。
【００２５】また、上記コントローラは、一対の二次コ
イルの一方の出力電圧が補機バッテリ５の端子電圧より
高い期間だけ、この一対の二次コイルの一方に接続され
るＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２の一方をオン
し、一対の二次コイルの他方の出力電圧が補機バッテリ
５の端子電圧より高い期間だけ、この一対の二次コイル
の他方に接続されるＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１
２の他方をオンし、同期整流を行う。なお、この同期整
流を行わず、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２を降
圧給電中オフして、寄生ダイオードＤによるダイオード
整流を行ってもよい。 （直流昇圧動作）補機バッテリ５からメインバッテリ１
への昇圧給電は以下のように実施される。
イルの一方の出力電圧が補機バッテリ５の端子電圧より
高い期間だけ、この一対の二次コイルの一方に接続され
るＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２の一方をオン
し、一対の二次コイルの他方の出力電圧が補機バッテリ
５の端子電圧より高い期間だけ、この一対の二次コイル
の他方に接続されるＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１
２の他方をオンし、同期整流を行う。なお、この同期整
流を行わず、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２を降
圧給電中オフして、寄生ダイオードＤによるダイオード
整流を行ってもよい。 （直流昇圧動作）補機バッテリ５からメインバッテリ１
への昇圧給電は以下のように実施される。
【００２６】まず、スイッチング・整流部４１のＮＭＯ
Ｓトランジスタ４１１、４１２を両方ともオンする。こ
の時、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２は、巻回方
向及び巻数が等しい一対の二次コイルへ逆方向に通電す
るため、実質的にトランスコアの磁束は０であり、二次
コイルには電圧は誘導されない。この通電により、チョ
ークコイル４２１に磁気エネルギーが蓄積される。
Ｓトランジスタ４１１、４１２を両方ともオンする。こ
の時、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２は、巻回方
向及び巻数が等しい一対の二次コイルへ逆方向に通電す
るため、実質的にトランスコアの磁束は０であり、二次
コイルには電圧は誘導されない。この通電により、チョ
ークコイル４２１に磁気エネルギーが蓄積される。
【００２７】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４１１をオフ
する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４１１側の二
次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル
４２１に蓄積された磁気エネルギーはＮＭＯＳトランジ
スタ４１１のオフ前の電流状態を維持しようとするた
め、ＮＭＯＳトランジスタ４１２を通じてＮＭＯＳトラ
ンジスタ４１２側の二次コイルにいままでの２倍の電流
が一時的に流れる。結局、これは、ＮＭＯＳトランジス
タ４１１側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同
じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一
次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半
波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバー
タ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流
され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ
１を充電する。
する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４１１側の二
次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル
４２１に蓄積された磁気エネルギーはＮＭＯＳトランジ
スタ４１１のオフ前の電流状態を維持しようとするた
め、ＮＭＯＳトランジスタ４１２を通じてＮＭＯＳトラ
ンジスタ４１２側の二次コイルにいままでの２倍の電流
が一時的に流れる。結局、これは、ＮＭＯＳトランジス
タ４１１側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同
じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一
次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半
波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバー
タ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流
され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ
１を充電する。
【００２８】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４１１をオン
する。これにより、トランス３のコアを流れる磁束は最
初と同じく実質的に０となり、トランス３の一次コイル
に電圧は誘導されない。
する。これにより、トランス３のコアを流れる磁束は最
初と同じく実質的に０となり、トランス３の一次コイル
に電圧は誘導されない。
【００２９】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４１２をオフ
する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４１２側の二
次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル
４２１に蓄積された磁気エネルギーはＮＭＯＳトランジ
スタ４１２のオフ前の電流状態を維持しようとするた
め、ＮＭＯＳトランジスタ４１１を通じてＮＭＯＳトラ
ンジスタ４１１側の二次コイルにいままでの２倍の電流
が一時的に流れる。結局、これは、ＮＭＯＳトランジス
タ４１２側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同
じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一
次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半
波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバー
タ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流
され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ
１を充電する。
する。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４１２側の二
次コイルの電流が０となる。その結果、チョークコイル
４２１に蓄積された磁気エネルギーはＮＭＯＳトランジ
スタ４１２のオフ前の電流状態を維持しようとするた
め、ＮＭＯＳトランジスタ４１１を通じてＮＭＯＳトラ
ンジスタ４１１側の二次コイルにいままでの２倍の電流
が一時的に流れる。結局、これは、ＮＭＯＳトランジス
タ４１２側の二次コイルの電流が一時的に反転したと同
じ磁束変化をトランス３のコアに与え、トランス３の一
次コイルにこの磁束変化に比例する交流電圧成分（半
波）を発生させる。この交流電圧成分は、単相インバー
タ回路２１のフライホイルダイオードＤにより全波整流
され、一次側平滑回路２２で平滑されてメインバッテリ
１を充電する。
【００３０】以下、上記順次にＮＭＯＳトランジスタ４
１１、４１２をオンオフすれば、継続的に補機バッテリ
５からメインバッテリ１へ、チョークコイル４２１の磁
気エネルギーにより増勢された高電圧の送電（直流昇圧
送電）を行うことができる。 （制御）上記説明したように、ＮＭＯＳトランジスタ４
１１、をオフすると、一対の二次コイルに電流が流れな
いに等しい状況から、一対の二次コイルの他方に通常の
２倍の電流を流したに等しい状況が一時的に生じ、この
二次コイルの電流変化に等しい磁束変化がトランス３の
コアに生じ、この磁束変化に比例した電圧が一次コイル
に誘導される。これは、一時的に補機バッテリ５の電圧
をブーストアップしたに等しいので、第１直流端子６，
７間に大きな直流電圧を発生させることができる。
１１、４１２をオンオフすれば、継続的に補機バッテリ
５からメインバッテリ１へ、チョークコイル４２１の磁
気エネルギーにより増勢された高電圧の送電（直流昇圧
送電）を行うことができる。 （制御）上記説明したように、ＮＭＯＳトランジスタ４
１１、をオフすると、一対の二次コイルに電流が流れな
いに等しい状況から、一対の二次コイルの他方に通常の
２倍の電流を流したに等しい状況が一時的に生じ、この
二次コイルの電流変化に等しい磁束変化がトランス３の
コアに生じ、この磁束変化に比例した電圧が一次コイル
に誘導される。これは、一時的に補機バッテリ５の電圧
をブーストアップしたに等しいので、第１直流端子６，
７間に大きな直流電圧を発生させることができる。
【００３１】なお、電流制御について説明すると、直流
降圧送電時には、図示しないコントローラは、第２直流
端子９の電圧をモニタし、それが所定の一定値となるよ
うに単相インバータ回路２１のＮＭＯＳトランジスタ２
１１〜２１４のオンデューティ比を制御すればよい。同
様に、直流昇圧送電時には、図示しないコントローラ
は、第１直流端子６，７間の電圧をモニタし、それが所
定の一定値となるようにスイッチング・整流部４１のＮ
ＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオンデューティ比
を制御すればよい。
降圧送電時には、図示しないコントローラは、第２直流
端子９の電圧をモニタし、それが所定の一定値となるよ
うに単相インバータ回路２１のＮＭＯＳトランジスタ２
１１〜２１４のオンデューティ比を制御すればよい。同
様に、直流昇圧送電時には、図示しないコントローラ
は、第１直流端子６，７間の電圧をモニタし、それが所
定の一定値となるようにスイッチング・整流部４１のＮ
ＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオンデューティ比
を制御すればよい。
【００３２】なお、二次側平滑回路４２をもつので、直
流降圧送電時における単相インバータ回路２１のＮＭＯ
Ｓトランジスタ２１１〜２１４のオンデューティ比を減
少すると、第２直流端子８，９間の直流電圧を低下する
ことができる。同様に、一次側平滑回路２２をもつの
で、直流昇圧送電時におけるスイッチング・整流部４１
のＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオフデューテ
ィ比を減少すると、第１直流端子６，７間の直流電圧を
低下することができる。
流降圧送電時における単相インバータ回路２１のＮＭＯ
Ｓトランジスタ２１１〜２１４のオンデューティ比を減
少すると、第２直流端子８，９間の直流電圧を低下する
ことができる。同様に、一次側平滑回路２２をもつの
で、直流昇圧送電時におけるスイッチング・整流部４１
のＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオフデューテ
ィ比を減少すると、第１直流端子６，７間の直流電圧を
低下することができる。
【００３３】
【実施例２】他の実施例を図３を参照して以下に説明す
る。
る。
【００３４】この実施例は、図１に示す実施例１におい
て、スイッチング・整流部４１を単相インバータ回路２
１と同一構成の単相インバータ回路４０としたものであ
る。
て、スイッチング・整流部４１を単相インバータ回路２
１と同一構成の単相インバータ回路４０としたものであ
る。
【００３５】この実施例の動作を以下に説明する。 （直流降圧送電動作）実施例１と同様にトランス３０の
二次コイルに生じた交流電圧は、単相インバータ回路４
０のフライホイルダイオードＤで単相全波整流され、二
次側平滑回路４２を通じて補機バッテリ５を充電する。
この時、トランス３０の二次コイルとチョークコイル４
２１の入力端電位とをモニタし、ＮＭＯＳトランジスタ
４０１に印加される二次コイル電圧がチョークコイル４
２１の入力端電位より高い場合に、ＮＭＯＳトランジス
タ４０１、４０４をオンし、ＮＭＯＳトランジスタ４０
３に印加される二次コイル電圧がチョークコイル４２１
の入力端電位より高い場合に、ＮＭＯＳトランジスタ４
０２、４０３をオンする同期整流を行ってもよい。 （直流昇圧送電動作）まず、ＮＭＯＳトランジスタ４０
１〜４０４をオンする。これにより、チョークコイル４
２１には磁気エネルギーが蓄積される。この時、トラン
ス３０の二次コイルには電流が流れず、一次コイルに交
流電圧成分は誘導されない。
二次コイルに生じた交流電圧は、単相インバータ回路４
０のフライホイルダイオードＤで単相全波整流され、二
次側平滑回路４２を通じて補機バッテリ５を充電する。
この時、トランス３０の二次コイルとチョークコイル４
２１の入力端電位とをモニタし、ＮＭＯＳトランジスタ
４０１に印加される二次コイル電圧がチョークコイル４
２１の入力端電位より高い場合に、ＮＭＯＳトランジス
タ４０１、４０４をオンし、ＮＭＯＳトランジスタ４０
３に印加される二次コイル電圧がチョークコイル４２１
の入力端電位より高い場合に、ＮＭＯＳトランジスタ４
０２、４０３をオンする同期整流を行ってもよい。 （直流昇圧送電動作）まず、ＮＭＯＳトランジスタ４０
１〜４０４をオンする。これにより、チョークコイル４
２１には磁気エネルギーが蓄積される。この時、トラン
ス３０の二次コイルには電流が流れず、一次コイルに交
流電圧成分は誘導されない。
【００３６】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４０１、４０
４をオフする。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４０
２，４０３には、チョークコイルの磁気エネルギーによ
りいままでの２倍の電流が一時的に流れ、大きな交流電
圧成分がトランス３０の一次コイルに誘導される。
４をオフする。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４０
２，４０３には、チョークコイルの磁気エネルギーによ
りいままでの２倍の電流が一時的に流れ、大きな交流電
圧成分がトランス３０の一次コイルに誘導される。
【００３７】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４０１、４０
４をオンする。これにより、チョークコイル４２１には
最初と同じように磁気エネルギーが蓄積される。この
時、トランス３０の二次コイルには電流が流れず、一次
コイルに交流電圧成分は誘導されない。
４をオンする。これにより、チョークコイル４２１には
最初と同じように磁気エネルギーが蓄積される。この
時、トランス３０の二次コイルには電流が流れず、一次
コイルに交流電圧成分は誘導されない。
【００３８】次に、ＮＭＯＳトランジスタ４０２、４０
３をオフする。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４０
１，４０４には、チョークコイルの磁気エネルギーによ
りいままでの２倍の電流が一時的に流れ、大きな交流電
圧成分がトランス３０の一次コイルにＮＭＯＳトランジ
スタ４０１、４０４オフ時のそれとは逆方向に誘導され
る。
３をオフする。これにより、ＮＭＯＳトランジスタ４０
１，４０４には、チョークコイルの磁気エネルギーによ
りいままでの２倍の電流が一時的に流れ、大きな交流電
圧成分がトランス３０の一次コイルにＮＭＯＳトランジ
スタ４０１、４０４オフ時のそれとは逆方向に誘導され
る。
【００３９】結局、この直流昇圧送電動作では、チョー
クコイル４２１の磁気エネルギーの周期的な蓄積、放出
により、一時的にチョークコイルがない場合に比較して
約２倍のピーク値の交流成分を形成することができ、同
一の回路構成で大きな直流昇圧比を得ることができる。
クコイル４２１の磁気エネルギーの周期的な蓄積、放出
により、一時的にチョークコイルがない場合に比較して
約２倍のピーク値の交流成分を形成することができ、同
一の回路構成で大きな直流昇圧比を得ることができる。
【００４０】なお、オンデューティ比の制御については
実施例１と本質的に同じである。
実施例１と本質的に同じである。
【００４１】次に、上記したチョークコイル４２１への
磁気エネルギーの一時的な蓄積及び放出の交互動作の意
味を以下に説明する。
磁気エネルギーの一時的な蓄積及び放出の交互動作の意
味を以下に説明する。
【００４２】この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの内部電
圧ロスやバッテリの放電時と充電時の電圧の差により、
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは降圧比より昇圧比を著
しく大きく設定することが必須である。本実施例では、
この昇圧比のブーストアップに順送電時に電流平滑を行
うチョークコイルの磁気エネルギーを利用するため、回
路構成を簡素化できるものである。
圧ロスやバッテリの放電時と充電時の電圧の差により、
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは降圧比より昇圧比を著
しく大きく設定することが必須である。本実施例では、
この昇圧比のブーストアップに順送電時に電流平滑を行
うチョークコイルの磁気エネルギーを利用するため、回
路構成を簡素化できるものである。
【００４３】
【実施例３】他の実施例を図４を参照して以下に説明す
る。
る。
【００４４】この実施例は、図１に示す実施例１におい
て、スイッチング・整流部４１のＮＭＯＳトランジスタ
４１１、４１２の向きを逆とし、トランス３の二次コイ
ルの中点（接続点）をチョークコイル４２１に接続した
ものである。このようにすれば、ＮＭＯＳトランジスタ
４１１、４１２のソース電極を接地することができるの
で、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオン抵抗を
低い制御電圧においても低減できるため、実用上、有利
である。
て、スイッチング・整流部４１のＮＭＯＳトランジスタ
４１１、４１２の向きを逆とし、トランス３の二次コイ
ルの中点（接続点）をチョークコイル４２１に接続した
ものである。このようにすれば、ＮＭＯＳトランジスタ
４１１、４１２のソース電極を接地することができるの
で、ＮＭＯＳトランジスタ４１１、４１２のオン抵抗を
低い制御電圧においても低減できるため、実用上、有利
である。
【図１】実施例１のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図
である。
である。
【図２】図１のＤＣ−ＤＣコンバータの各部電位を示す
タイミングチャートである。
タイミングチャートである。
【図３】実施例２のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
【図４】実施例３のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であ
る。
る。
１：メインバッテリ ２：一次側直交変換部 ３：トランス ４：二次側直交変換部 ５：補機バッテリ ６：第１直流端子 ７：第１直流端子 ８：第２直流端子 ９：第２直流端子 ４１１：ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチング・整流
部） ４１２：ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチング・整流
部） ４２１：チョークコイル
部） ４１２：ＮＭＯＳトランジスタ（スイッチング・整流
部） ４２１：チョークコイル
Claims (4)
- 【請求項１】一対の第１直流端子間から一対の第２直流
端子への順送電時に前記一対の第１直流端子間に印加さ
れる直流電圧を交流電圧に変換して一対の交流端子間に
出力するとともに、前記順送電時と逆方向の逆送電時に
一対の交流端子間に印加される交流電圧を整流して前記
一対の直流端子間に出力する一次側直交変換部と、一次
コイルが前記一対の交流端子に接続されるトランスと、 前記順送電時に前記トランスの二次コイルから出力され
る交流出力を整流し、平滑して一対の第２直流端子間に
出力するとともに、前記逆送電時に前記一対の第２直流
端子間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して前記
トランスの二次コイルに印加する二次側直交変換部と、 を備える双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記二次側直交変換部は、 前記第２直流端子と直列に接続されて前記順送電時に電
流を平滑するチョークコイルと、前記トランスの二次コ
イルと前記チョークコイルとを接続して、前記逆送電時
に前記チョークコイルの通電電流を断続するスイッチン
グ・整流部を有することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項２】請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、 前記スイッチング・整流部は、 前記逆送電時に前記チョークコイルに通電して前記チョ
ークコイルに磁気エネルギーを蓄積する磁気エネルギー
蓄積期間と、 前記チョークコイルに蓄積された前記磁気エネルギーに
起因する電流を前記トランスの二次コイルに通電する磁
気エネルギー放出期間と、 を交互に有し、 前記順送電時の前記トランスの二次コイル電圧よりも高
い電圧を前記逆送電時に前記二次コイルに印加するを有
することを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】請求項２記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバー
タにおいて、 前記スイッチング・整流部は、４つのスイッチング素子
をブリッジ接続してなり、前記チョークコイルに磁気エ
ネルギーを蓄積する前記磁気エネルギー蓄積期間、前記
チョークコイルの磁気エネルギーにより前記コイルへ一
方向に通電する前記磁気エネルギー放出期間、前記チョ
ークコイルに磁気エネルギーを蓄積する前記磁気エネル
ギー蓄積期間、前記チョークコイルの磁気エネルギーに
より前記コイルへ他方向に通電する前記磁気エネルギー
放出期間を順次行うことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項４】請求項１乃至３のいずれか記載の双方向Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにおいて、 前記高低２バッテリを搭載する車両に装備されることを
特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000353271A JP2002165448A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000353271A JP2002165448A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002165448A true JP2002165448A (ja) | 2002-06-07 |
Family
ID=18826057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000353271A Pending JP2002165448A (ja) | 2000-11-20 | 2000-11-20 | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002165448A (ja) |
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2000
- 2000-11-20 JP JP2000353271A patent/JP2002165448A/ja active Pending
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