JP4995277B2 - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に、広い入力電圧の範囲で所定の出力電圧へ電圧を変更すること（電圧を降下させることまたは電圧を上昇させること）を可能にした双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
本願は、２００７年６月２８日に出願された日本国特許第２００７−１７１０８７号に対し優先権を主張し、その内容をここに援用する。

通常、ＤＣ／ＤＣコンバータは、一方向に、すなわち高圧側電圧から低圧側電圧に電圧を降下させる構成、あるいは低圧側電圧から高圧側電圧に電圧を上昇させる構成となっている。
車両においては、各々異なる電圧値（高圧側電圧及び低圧側電圧）を有するバッテリを用いる２つの直流電源系を有する。

そのため、高効率を求める車両において、２つの直流電源系間、すなわち低圧から高圧、あるいは高圧側電圧から低圧側電圧への電圧変換を相互に行い、限られたエネルギーを効率的に利用することが提案されている。
相互に電力を融通し合う場合、一般的に、直流電源系間に直流昇圧回路と直流降圧回路とを並列に配設し、それらを適宜使用する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータの構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−１６５４４８号公報

しかしながら、特許文献１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにあっては、トランスの１次側と２次側との巻数比により、双方向に変換できる電圧値、特に昇圧動作の際に、低圧側電圧の電圧値により、昇圧電圧の上限が制限されてしまう問題がある。
例えば、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、５０Ｖ−１００Ｖの入力電圧を１０Ｖに電圧を降下させる構成、すなわち降圧に対応した巻数比に構成とした場合、電圧を上昇させる際に５０Ｖを超える電圧を生成することができない。
そのため、従来例においては、電圧を下げるための比率に設定した巻数比を用いて電圧を上昇させる場合、所望の電圧値に上昇させた電圧を得るためには、別に昇圧回路を形成する必要がある。その結果、部品の数が増加し、かつ回路規模が大きくなる問題がある。
さらに、昇圧動作において、高電圧側に何らかの異常が発生したために、昇圧電圧の電圧値を低下させる場合、電圧値を０Ｖ近傍にまで低下させることができなかった。
本発明は、このような事情に鑑みてなされた。本発明は、昇圧電圧の生成範囲を従来例に比較して、昇圧電圧の電圧値の上限値及び下限値を巻線比に対応した電圧値に制限されずに広く（実質的に上限値は巻き数比の２倍の電圧であり、下限値は０Ｖ近傍）設定することができ、かつ部品の数を従来に比して削減することができ、コンバータ回路の小型化が容易な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

高電圧側と低電圧側との相互間にて、電圧を変換する本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１の１次側巻線と、第１の中点にて分割された第１の巻線及び第２の巻線からなる第１の２次側巻線とを有する第１のトランスと、前記第１の１次側巻線に直列に接続された第２の１次側巻線と、第２の中点にて分割された第３の巻線及び第４の巻線からなり、前記第１の２次巻線と並列に接続される第２の２次側巻線とを有する第２のトランスと、前記第１の１次側巻線の一端及び第２の１次側巻線の一端の接続点と、高電圧側の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチと、前記接続点と高電圧側の−側端子との間に介挿された第２のスイッチと、前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチと、前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第４のスイッチと、前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第５のスイッチと、前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第６のスイッチと、前記第１の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第７のスイッチと、前記第２の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第８のスイッチと、前記第３の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第９のスイッチと、前記第４の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第１０のスイッチとを含み、前記第１の中点及び前記第２の中点が前記低電圧側の−側端子に接続され、前記第７のスイッチ、前記第８のスイッチ、前記第９のスイッチ及び第１０のスイッチが前記低電圧側の＋側端子に２次巻線の前記第１の端子，前記第２の端子，前記第３の端子，および前記第４の端子各々を接続する。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第７から第１０のスイッチを制御する第２の制御回路と、前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に接続された第１の整流回路とをさらに含んでもよく、昇圧動作において、前記第２の制御回路が、前記第１の巻線側の第１の２次巻線の端子および前記第２の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との接続が第１の周期毎に変化するように前記第７のスイッチ及び前記第８のスイッチを制御し、前記第１の周期毎に前記第１の１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、また、前記第３の巻線側の第２の２次巻線の端子および前記第４の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との接続が第２の周期毎に変化するように前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチを制御し、前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が前記第１の１次巻線に流れる電流と同一方向となるように、前記第２の周期毎に前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、前記第１の整流回路から出力される前記第１の１次側巻線および第２の１次側巻線に誘起される電圧の和の電圧を、前記第1の整流回路が平滑化して昇圧電圧として出力してもよい。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２の制御回路が、前記第７のスイッチ及び前記第８のスイッチと、前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチとのオンオフのタイミングを各々位相制御し、前記昇圧電圧を予め設定された電圧としてもよい。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２の制御回路が位相制御により前記第７スイッチ及び前記第８のスイッチと、前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチとのオンオフにおけるタイミングを各々位相制御し、かつ前記第７から第１０のスイッチ各々をオンする時間をパルス幅制御することにより前記昇圧電圧を予め設定された電圧にしてもよい。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１から第６のスイッチを制御し、前記接続点と前記第１の１次側巻線の他端及び前記第２の１次側巻線他端それぞれとを前記高電圧側の＋側端子および−側端子のいずれかに接続させる第１の制御回路と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線に接続された第２の整流回路と、前記第２の整流回路の出力に、出力が並列に接続され、前記第３の巻線及び前記第４の巻線に接続された第３の整流回路とをさらに含んでもよく、降圧動作において、前記第１の制御回路が前記第１から第６のスイッチのオンオフを第３の周期毎に変化するように制御し、前記第３の周期毎に前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とに流れる電流の方向が逆とし、前記第２の整流回路が前記第１の巻線及び前記第２の巻線に生成される電圧を整流し、前記第３の整流回路が前記第３巻線及び前記第４の巻線に生成される電圧を整流し、前記第２の整流回路及び前記第３の整流回路から出力される電圧を平滑化して出力してもよい。

本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、降圧動作において、前記第１の制御回路は電圧が降下された出力電圧に対応して、前記第１から第６のスイッチ各々をオンオフするタイミングを位相制御し、前記出力電圧が予め設定された低電圧にしてもよい。
本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、降圧動作において、前記第１の制御回路は電圧が降下された出力電圧に対応して、前記第１から第６のスイッチ各々をオンする時間をパルス幅制御し、前記出力電圧が予め設定された低電圧にしてもよい。

本発明によれば、高電圧から低電圧の降圧動作において、第１のトランスの２次側巻線と第２のトランスの２次側巻線とが並列に接続されている。このため、従来例と同様に巻線比及びスイッチングの制御により所定の電圧を得られる。さらに、低電圧から高電圧の昇圧動作において、第１のトランスの１次側巻線と第２のトランスの１次側巻線とが直列に接続されている。このため、それぞれの巻線に誘起される電圧にて得られる電圧が加算される（各１次巻線に誘起される電圧の和の電圧が得られる）。これにより、トランスの巻線比に対応して電圧が上昇することに加えて、２つのトランスの各１次巻線に誘起された電圧が加算される。その結果、容易に高い電圧値に電圧を上昇させることが可能となる。

本発明の実施形態によれば、昇圧動作において、第１及び第２のトランスの１次巻線を直列に接続し、昇圧電圧を高くした。さらに、第１及び第２のトランス各々の２次巻線の駆動を位相制御し、かつ位相を１８０°ずらして昇圧電圧の電圧値を位相制御が設定できる下限値とした際、第７〜第１０のスイッチをオンする時間をパルス幅（ＰＷＭ）制御する。これにより、誘起される電圧の電圧値を０Ｖまで低下できる。このため、昇圧動作における昇圧電圧の電圧値の範囲を０Ｖから巻線比に対応した電圧値の２倍までとすることが可能となる。このように、出力される昇圧電圧の範囲を、従来のＤＣ／ＤＣコンバータに比較して大幅に広げることができる。

さらに、本発明の実施形態によれば、上述したように、２つのトランスの１次側巻線間を直列に接続し、２次側巻線間を並列に接続して（ただし、２次側巻線間にはスイッチングが介挿されている）いる。この構成において、電圧を降下させる際に並列に接続された２次側巻線に誘起される出力電圧を用い、電圧を上昇させる際に直列に接続された１次側巻線に誘起される出力電圧を用いる。さらに、スイッチを位相制御及びパルス幅制御を組み合わせてオンオフ制御する。このため、従来のように、巻線比では対応できない昇圧電圧に対応するために別の昇圧回路を設ける必要が無い。したがって、本発明の実施形態によれば、従来例に比較して昇圧電圧を広範囲に制御することができ、かつ従来例に比較して部品の数を抑制し、小型化及び低コスト化を実現することができる効果が得られる。

本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成例を示す図である。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するための図である。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するタイミングチャートである。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するタイミングチャートである。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作を説明するタイミングチャートである。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作のシミュレーション結果を示す。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作のシミュレーション結果を示す。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するための図である。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するタイミングチャートである。 図１に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの降圧動作を説明するタイミングチャートである。

符号の説明

１，２ トランス
１Ｌ，２Ｌ １次側巻線
１ＬＬ，２ＬＬ リーケージインダクタ
１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂ ２次側巻線
３ １次側直交変換部
４ ２次側直交変換部
５ 第１の制御回路
６ 第２の制御回路
Ｂ１，Ｂ２ バッテリ
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２ トランジスタ

以下、本発明の一実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣ（Direct Current/Direct Current）コンバータを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の構成を示すブロック図である。
本発明の実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示すように、高電圧Ｖ_oHのバッテリＢ１と、低電圧Ｖ_oLのバッテリＢ２との間にて、電圧値が低下した一方に対して、他方からエネルギーを補完して電圧値の低下を抑制するために用いる。
図１において、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、昇圧処理の電圧変換（エネルギー変換）において、２次側直交変換部４がバッテリＢ２における直流の低電圧Ｖ_oLを、一端、単相矩形波交流電圧に変換する。１次側直交変換部３がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の高電圧Ｖ_oHに変換する。
一方、双方向ＤＣ／ＤＣインバータは、降圧処理のエネルギー変換において、１次側直交変換部３がバッテリＢ１における直流の高電圧Ｖ_oHを、一端、単相矩形波交流電圧に変換する。２次側直交変換部４がその単相矩形波交流電圧を整流して直流の低電圧Ｖ_oLに変換する。

図１において、１次側直交変換部３は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８と、第１の制御回路５から構成される。１次側直交変換部３は、インバータ構成となっている。
トランジスタＱ３、Ｑ５、Ｑ７のドレインはそれぞれ高電圧バッテリＢ１の＋側端子Ｔ_VoHに接続されている。
トランジスタＱ４，Ｑ６、Ｑ８ソースはそれぞれ高電圧バッテリＢ１の−側端子Ｔ_VoHLに接続されている。
トランジスタＱ３のソースはトランジスタＱ４のドレインと接続点Ｋ１にて接続している。トランジスタＱ５のソースはトランジスタＱ６のドレインと接続点Ｋ２にて接続し、トランジスタＱ７のソースはトランジスタＱ８のドレインと接続点Ｋ３にて接続されている。

トランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７及びＱ８のゲートに対して、第１の制御回路５から制御信号Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８それぞれが入力されている。
第１の制御回路５は、各制御信号を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルにて出力して、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとの各々に流れる電流の向きを、一定の周期にて逆相となるよう制御する。これにより、トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとのそれぞれに対して単相矩形波交流電圧が印加される。

２次側直交変換部４は、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ（以下、トランジスタと称する）Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２と、第２の制御回路６から構成されている。
トランジスタＱ９及びＱ１０のドレインはそれぞれ低電圧バッテリの＋側端子Ｔ_VoLに接続されている。
同様に、トランジスタＱ１１及びＱ１２のドレインはそれぞれ低電圧バッテリの＋側端子Ｔ_VoLに接続されている。

トランジスタＱ９のソースはトランス１における巻線１Ａの端子Ｔ_1AM（トランス１の２次側巻線の一端）に接続される。トランジスタＱ９のゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ９が入力される。
トランジスタＱ１０のソースはトランス１における巻線１Ｂの端子Ｔ_1B（トランス１の２次側巻線の他端）に接続される。トランジスタＱ１０のゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１０が入力される。

トランジスタＱ１１のソースはトランス２における巻線２Ａの端子Ｔ_2AM（トランス２の２次側巻線の一端）に接続される。トランジスタＱ１１のゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１１が入力される。
トランジスタＱ１２のソースはトランス２における巻線２Ｂの端子Ｔ_2B（トランス２の２次側巻線の他端）に接続される。トランジスタＱ１２のゲートに第２の制御回路６から制御信号Ｓ１２が入力される。

第２の制御回路６は、昇圧動作において、トランジスタＱ９及びＱ１０各々のオン／オフ制御を行う周期と、トランジスタＱ１１及びＱ１２各々のオン／オフ制御を行う周期との位相を変化させる位相制御、及びトランジスタをオンさせるパルス幅を変化させるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の双方の制御を行う。第２の制御回路６は、これらの位相制御およびＰＷＭ制御を行うことで、直列に接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される電圧を、トランジスタＱ９及びＱ１０，ならびにトランジスタＱ１１及びＱ１２をプッシュプル動作により制御し、昇圧電圧の電圧値となるよう電圧を昇圧する。すなわち、高電圧が予め設定した電圧値となるよう制御を行う。

すなわち、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１０を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期と、制御信号Ｓ１１及びＳ１２を「Ｈ」レベルまたは「Ｌ」レベルに変化させる周期との位相を変化させる位相制御により昇圧電圧の電圧値を制御する。
加えて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１０と、制御信号Ｓ１１及びＳ１２とのスイッチングの位相を１８０°ずらした際、位相制御による昇圧電圧の電圧値の下限値をより下げるため、トランジスタＱ９〜Ｑ１２各々をオンさせるパルス幅のＰＷＭ制御を行う。

上述したように、２次側直交変換部４において、トランジスタＱ９〜Ｑ１２からなる複合スイッチの構造は２つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成となっている。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、１次側直交変換部３は、２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂならびに２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂに流れる電流により、１次側巻線１Ｌと１次側巻線２Ｌとのそれぞれに互いに同位相にて誘起される電圧を加算して、その電圧に単相全波整流を行い高電圧Ｖ_oHを生成する。
この１次側直交変換部３は、トランジスタＱ３〜Ｑ８それぞれの寄生ダイオードＤ３〜Ｄ８によるフルブリッジ整流により、直列接続された１次側巻線１Ｌ及び２Ｌ間に誘起される単相矩形波交流電圧を整流する。
昇圧動作において、次に示すように、フルブリッジ整流を行わず、別の方法で整流してもよい。すなわち、トランジスタＱ９〜Ｑ１２の上述したスイッチングに同期して、第１の制御回路５は、トランジスタＱ３〜Ｑ８のオンオフを行う同期整流により、１次巻線１Ｌ，２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧を整流してもよい。

１次側直交変換部３において、トランジスタＱ３〜Ｑ８からなる複合スイッチの構造は２つの単相矩形波交流電圧を生成するインバータ構成である。
詳細は後述するが、上記単相矩形波交流電圧に対応し、２次側直交変換部４は、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる電流により、２次側巻線である巻１Ａ及び１Ｂと、２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂとのそれぞれに、互いに逆相にて誘起される電圧に単相全波整流を行って低電圧Ｖ_oLを生成する。
この２次側直交変換部４は、後述するトランジスタＱ９及びＱ１０の寄生ダイオードＤ９及びＤ１０による中点（センタータップ）両波整流により、２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧を整流する。
同様に、２次側直交変換部４は、後述するトランジスタＱ１１及びＱ１２の寄生ダイオードＤ１１及びＤ１２による中点両波整流により、２次巻線２Ａ及び２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧を整流する。

降圧動作において、次に示すように、中点両波整流を行わずに別の方法で整流しても良い。すなわち、トランジスタＱ３〜Ｑ８の上述したスイッチングに同期して、第２の制御回路６は、トランジスタＱ９〜Ｑ１２のオンオフを行う同期整流により、２次側巻線における巻線１Ａ，１Ｂ，２Ａ，２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧を整流してもよい。
すなわち、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ５及びＳ６の位相に対して、制御信号Ｓ３及びＳ４の位相と、制御信号Ｓ７及びＳ８の位相とを変化させるように制御することにより、降圧される低電圧の電圧値を制御する。これら制御信号Ｓ５及びＳ６は、接続点Ｋ２に対応するトランジスタＱ５及びＱ６のゲートに印加する制御信号である。制御信号Ｓ３及びＳ４は、接続点Ｋ１に対応するトランジスタＱ３及びＱ４のゲートに印加する制御信号である。制御信号Ｓ７及びＳ８は、接続点Ｋ３に対応するトランジスタＱ７及びＱ８のゲートに印加する制御信号である。制御信号Ｓ３及びＳ４と、制御信号Ｓ５及びＳ６と、制御信号Ｓ７及びＳ８との「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルとなる周期は同一の長さである。

トランス１は１次側巻線１Ｌと、中点（センタータップ）Ｐ１にて分割された巻線１Ａ及び１Ｂとからなる２次側巻線とから構成されている。トランス１において、例えば、１次側巻線１Ｌと２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂ各々との巻き数比はＮ：１とする。中点Ｐ１はバッテリＢ２の−側端子Ｔ_VoLLに接続されている。１次側巻線１Ｌには、直列にリーケージインダクタ１LLが挿入されている。リーケージインダクタ１LLは、１次側巻線１Ｌと端子Ｔ_1LBにて接続されている。
同様に、トランス２は１次側巻線２Ｌと、中点Ｐ２にて分割された巻線２Ａ及び巻線２Ｂからなる２次側巻線とから構成されている。トランス２において、例えば、１次側巻線２Ｌと２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂ各々との巻き数比はトランス１と同様にＮ：１とする。中点Ｐ２はバッテリＢ２の−側端子Ｔ_VoLLに接続されている。

１次側巻線２Ｌには、直列にリーケージインダクタ２LLが挿入されている。リーケージインダクタ２LLは、１次側巻線２Ｌと端子Ｔ_2LBにて接続されている。本実施形態においては、１次側直交変換部３及び２次側直交変換部４それぞれにチョークコイルを用いていない。本実施形態においては、電圧を平滑化するために、上述したトランス１及びトランス２の１次側巻線のリーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬを利用している。リーケージインダクタ１ＬＬ及び２ＬＬとして、上述したようにトランスのリーケージを用いても良いし、別に付加しても良い。トランスのリーケージを使用した場合は、部品の数を低減させることができる。

１次側直交変換部３において、接続点Ｋ２は、１次側巻線１Ｌに接続されたリーケージインダクタ１LLの端子Ｔ_1Lと、１次側巻線２Ｌの端子Ｔ_2LMとに接続されている。
接続点Ｋ３は１次側巻線１Ｌの端子Ｔ1LMと接続されている。接続点Ｋ１は１次側巻線２Ｌに接続されているリーケージインダクタ２LLの端子Ｔ_2Lと接続されている。
トランス１の１次側巻線１Ｌとトランス２の１次側巻線２Ｌとは、各々リーケージトランス１LL，２LLが介挿された構成にて接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間にて直列に接続されている。

上述したように、２次側直交変換部４は、１次側直交変換部３が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌを直列に接続している構成と異なる。２次側直交変換部４においては、トランス１の２次側巻線とトランス２の２次側巻線との出力を、トランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２各々を介して並列に接続している。
したがって、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、低電圧から高電圧への電圧を上昇させる際に、トランスの巻線比に対応した電圧が上昇することに加えて、直列接続している２つのトランスの巻線それぞれに誘起される電圧が加算される。このため、電圧が効率的に上昇される。

本実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータは、各スイッチとしてのトランジスタＱ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２のオンオフのタイミングの位相制御だけでなく、各トランジスタをオン状態とするパルス幅をＰＷＭ制御する。このため、位相制御による昇圧電圧の電圧値の下限値を、さらにＰＷＭ制御により０Ｖ近傍まで下げることができる。
したがって、本実施形態によるＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧を上昇させる動作における昇圧電圧を、電圧値Ｖ_１（Ｖ_１：低電圧Ｖ_oL×巻線比×２）から０Ｖの範囲にて制御することが可能である。
一方、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、高電圧から低電圧への電圧を降下させる際に、２次側巻線の各々が並列に接続されているため、従来と同様の降圧処理が行える。

図２及び図３Ａ〜Ｃを用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる昇圧動作を説明する。図３Ａ〜Ｃは本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる低電圧から高電圧への昇圧動作を説明するタイミングチャートである。低電圧から高電圧への昇圧処理とは、例えば数Ｖ程度の電圧を１００Ｖ以上の電圧へ変換する処理をいう。２次側直交変換部４において位相制御による昇圧処理を行う。１次側直交変換部３において、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_ａおよびＶ_ｂに対するフルブリッジ整流が行う。これにより、高電圧が生成される。このとき、第１の制御回路３は、トランジスタＱ３〜Ｑ８に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ３〜Ｓ８を出力している。このため、トランジスタＱ３〜Ｑ８は全てオフ状態となっている。

図２は昇圧動作を行うためバッテリＢ１に替えて負荷を＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとの間に介挿した構成である。エネルギーを補完する低電圧Ｖ_oLのバッテリＢ２が２次側直交変換部４に接続されている。以下の説明において、ダイオードＤ３〜Ｄ８のフルブリッジ構成にて、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_aおよびＶ_ｂのブリッジ整流により整流動作を行う。上述したように、同期整流にて１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_aおよびＶ_ｂに対する整流を行う方式にて整流動作を行っても良い。
以下の説明に用いる図３Ａ〜Ｃにおいて、トランジスタＱ９及びＱ１０をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ１とする。トランジスタＱ１０及びＱ１１をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ２とする。この周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相のずれをΔＴＴとする。

＜２次側直交変換部４のトランス１及び２の駆動制御の位相、すなわち周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が同じ（ΔＴＴ＝０）場合：図３Ａ＞
時刻ｔ_１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ（トランジスタを同一の位相の制御信号により駆動させる）、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオンとなり、一方トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオフとなる。
これにより、図示しない低電圧バッテリ（図２に示す低電圧バッテリＢ２）からトランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ_1AMが（図２において、端子Ｔ_1AMから中点Ｐ１に）流れる。さらに、同様にこの低電圧バッテリＢ２からトランス２の２次側巻線における巻線２Ａに電流ｉ_2AMが（図２において、端子Ｔ_2AMから中点Ｐ２に）流れる。

このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起される。同様に、２次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Fが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が誘起される。
例えば、トランス１及びトランスの２の双方の巻数比がＮ：１とすると、端子Ｔ_1LM及び端子Ｔ_1L間と、端子Ｔ_2LM及びＴ_2L間とにそれぞれＮ×Ｖ_oLの電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起される。

１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_2Lとの間に電圧（電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が発生する。
１次巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧、電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化され、ダイオードＤ７及びＤ４を介して、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ（トランジスタを同一の位相の制御信号により駆動させる）、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオンとなり、一方トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ_1B2が（図２において、端子Ｔ_1Bから中点Ｐ１に）流れる。さらに、トランス２の２次側巻線における巻線２Ｂに電流ｉ_2B2が（図２において、端子Ｔ_2Bから中点Ｐ２に）流れる。

このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Fが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が、時刻ｔ_１の際と逆極性にて誘起する。同様に、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が、時刻ｔ_１の際と逆極性にて誘起する。

１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ_2Lと端子Ｔ_1LMとの間に電圧（電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が発生する（この電圧の極性は時刻ｔ_１における電圧極性と逆方向である）。
１次巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧（接続点Ｋ１と接続点Ｋ３との間の電圧、電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化され、ダイオードＤ３及びＤ８を介して、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_３〜時刻ｔ_５においても、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_２と同様の動作が繰り返される。トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起される電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧を上昇させる処理が行われる。
上述した図３Ａの場合、トランス１及びトランス２の各２次巻線を駆動する制御信号の位相が同一のため、１次巻線１Ｌ及び１次巻線２Ｌに誘起された電圧が完全に同位相にて重なり合う。そのため、１次側直交変換部３において、高い効率にて単相全波整流を行われ、最大の電圧値の高電圧が生成される。

＜２次側直交変換部４のトランス１及び２の駆動制御の位相、すなわち周期Ｔ３と周期Ｔ４との位相が９０°ずれた場合（ΔＴＴ＝９０°）：図３Ｂ＞
時刻ｔ_１より前の時刻において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベル、一方、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルにて出力している。この時点において、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１２はオンし、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１１はオフしている。

時刻ｔ_１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ９はオンとなり、一方、トランジスタＱ１０はオフとなる。このとき、トランジスタＱ１１はオフし、トランジスタＱ１２はオンである。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ_1AMが流れる。さらに、トランス２の２次側巻線における巻線２Ｂに電流ｉ_2B2が流れる。

このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起する。一方、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が誘起する。
例えば、トランス１及びトランスの２の双方の巻数比がそれぞれＮ：１とすると、１次巻線１Ｌと１次巻線２Ｌとの各々の端子間には、それぞれの逆極性の電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起される。
このため、１次巻線１Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ１LLにより平滑化され、ダイオードＤ７及びＤ６を介して、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。
同様に、１次巻線２Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ２LLにより平滑化され、ダイオードＤ３及びＤ６を介して、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_１１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１１はオンし、トランジスタＱ１２はオフする。その結果、巻線２Ａに電流ｉ_2AMが流れ、１次側巻線２Ｌに、１次側巻線１Ｌと同極性の電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起する。
トランジスタＱ９がオンしているので、巻線１Ａに電流ｉ_1AMが流れ、１次側巻線１Ｌには電流ｉ_1Bが流れ、電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起している。

１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_2Lとの間に電圧（電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が発生する。
１次巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧、電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化され、ダイオードＤ７及びＤ４を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ１０はオンとなり、一方、トランジスタＱ９はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ_1B2が流れる。一方、トランス２の２次側巻線における巻線２Ａには、電流ｉ_1B2と逆極性の電流ｉ_2AMが流れている。

このため、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Fが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起している。一方、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Fが流れ、１次巻線２Ｌに誘起した電圧と逆極性の電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起する。
このため、１次巻線１Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ１LLにより平滑化され、ダイオードＤ５及びＤ８を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。
同様に、１次巻線２Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ２LLにより平滑化され、ダイオードＤ５及びＤ４を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_２１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
これにより、トランジスタＱ１１はオフし、トランジスタＱ１２はオンする。その結果、巻線２Ａに電流ｉ_2B2が流れて、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが流れ、１次側巻線２Ｌに１次側巻線２Ｌと同極性の電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起する。
一方、トランジスタＱ１０がオンしているので、巻線１Ｂに電流ｉ_1B2が流れ、１次巻線１Ｌには電流ｉ_1Fが流れ、１次側巻線１Ｌに電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起している。
１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌが直列に接続されているため、直列接続された巻線の両端の端子Ｔ_2Lと端子Ｔ_1LMとの間に電圧（電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が発生する。
１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起された電圧（接続点Ｋ３と接続点Ｋ１との間の電圧、電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）が、リーケージインダクタ１LL及び２LLにより平滑化され、ダイオードＤ７及びＤ４を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_３〜時刻ｔ_５１においても、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_２１と同様の動作が繰り返して行われる。すなわち、トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起する電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧値を昇圧させる処理が行われる。
上述した図３Ｂの場合、トランス１及びトランス２の各２次巻線を駆動する制御信号の位相を９０°ずらしているため、１次側巻線１Ｌ及び１次側巻線２Ｌに誘起された電圧が９０°ずれた位相にて重なり合う。このため、図３Ａの場合と比べて、電圧Ｖ_oHの電圧値Ｖ_２（Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）となる同一位相の期間が半分となる。このため、１次側直交変換部３において、＋側端子Ｔ_VoHおよび−側端子Ｔ_VoHL間の電圧の電圧値が、電圧値Ｖ_２（Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）と電圧値Ｖ_１（Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）となるそれぞれの期間中、電圧がリーケージインダクタ１LL及び２LLのインダクタンスに応じて平滑化される。

＜２次側直交変換部４のトランス１及び２の駆動制御の位相、すなわち周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相が１８０°ずれた場合（ΔＴＴ＝１８０°）：図３Ｃ＞
時刻ｔ_１より前の時刻において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及び制御信号Ｓ１２を「Ｌ」レベルにて出力し、一方、制御信号Ｓ１０及び制御信号Ｓ１１を「Ｈ」レベルにて出力している。そのため、この時点において、トランジスタＱ１０及びトランジスタＱ１１はオンし、トランジスタＱ９及びトランジスタＱ１２はオフしている。

時刻ｔ_１において、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０及びＳ１１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ９及びＱ１２はオンとなり、一方、トランジスタＱ１０及びＱ１１はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ａに電流ｉ_1AMが流れるとともに、トランス２の２次側巻線における巻線２Ｂに電流ｉ_2B2が流れる。

このため、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Bが流れ、この１次側巻線１Ｌの両端の端子Ｔ_1LMと端子Ｔ_1Lとの間にトランス１の巻線比に対応した電圧が誘起する。一方、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧が誘起する。
例えば、トランス１及びトランスの２の双方の巻数比がそれぞれＮ：１とすると、１次巻線１Ｌと１次巻線２Ｌとの各々の端子間には、それぞれの逆極性の電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起される。
このため、１次巻線１Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ１LLにより平滑化され、ダイオードＤ７及びＤ６を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子ＴV_oHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。
同様に、１次巻線２Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ２LLにより平滑化され、ダイオードＤ３及びＤ６を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_２おいて、第２の制御回路６は、制御信号Ｓ９及びＳ１２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ１０及びＳ１１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ１０及びＱ１１はオンとなり、一方、トランジスタＱ９及びＳ１２はオフとなる。
これにより、トランス１の２次側巻線における巻線１Ｂに電流ｉ_1B2が流れる。一方、トランス２の２次側巻線における巻線２Ａに、電流ｉ_1B2と逆極性の電流ｉ_2AMが流れる。

このため、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Fが流れ、この１次側巻線２Ｌの両端の端子Ｔ_2LMと端子Ｔ_2Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起している。一方、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Fが流れ、この１次側巻線ｌＬの両端の端子Ｔ_１LMと端子Ｔ_１Lとの間にトランス２の巻線比に対応した電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）が誘起する。１次側巻線１Ｌに誘起した電圧と、１次側巻線２Ｌに誘起した電圧とは逆極性である。
このため、１次巻線１Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ１LLにより平滑化され、ダイオードＤ５及びＤ８を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。
同様に、１次巻線２Ｌに誘起された電圧（電圧値Ｖ_１：Ｎ×Ｖ_oL）は、リーケージインダクタ２LLにより平滑化され、ダイオードＤ５及びＤ４を介し、＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとから高電圧Ｖ_oHとして出力される。

時刻ｔ_３〜時刻ｔ_５においても、時刻ｔ_１及び時刻ｔ_２と同様の動作が繰り返して行われる。すなわち、トランス１及びトランス２各々の１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに誘起する電圧を加算して低電圧から高電圧に電圧値を昇圧させる処理が行われる。
この周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相を１８０°ずらすと、図４に示すように位相制御にて１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに同極性の電圧が発生しない状態にて、巻き数比から決定される電圧値が最低値の昇圧電圧が得られる。図４は横軸が周期Ｔ１及びＴ２の位相のずれの角度を示しており、縦軸が＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとの昇圧電圧の電圧値を示している。図４は、低電圧Ｖ_oLが１００Ｖであり、巻き数比が１次側：２次側＝９：１の場合をシミュレーションした結果を示している。

しかしながら、昇圧電圧の下限値をこの巻き数比に対応した下限値以下とするため、周期Ｔ１と周期Ｔ２との位相を１８０°ずらした状態にて、各トランジスタをオンする「Ｈ」レベルのパルス幅をＰＷＭ制御する。これにより、昇圧電圧の電圧値を巻き数比で設定されるより低い下限値とすることができる。すなわち図５に示すように、パルス幅を「０」とすることで昇圧電圧を０Ｖまで制御することができる。図５において、横軸がデューティであり、縦軸が＋側端子Ｔ_VoHと−側端子Ｔ_VoHLとの昇圧電圧の電圧値を示している。
上述したように、昇圧電圧の上限値（周期Ｔ１及びＴ２の位相が同一の場合、電圧値Ｖ_２：２×Ｎ×Ｖ_oL）及び下限値（周期Ｔ１及びＴ２の位相が１８０°ずれ、かつトランジスタをオンする期間が「０」の場合、電圧値：０Ｖ）の広い範囲にて、任意に昇圧電圧の電圧値を制御することができる。

図６ならびに図７Ａおよび図７Ｂを用いて、本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる降圧動作を説明する。図６は本実施形態による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによる高電圧から低電圧への降圧動作を説明するＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す。高電圧から低電圧への降圧処理とは、例えば１００Ｖの電圧を数Ｖ程度の電圧へ変換する処理をいう。１次側直交変換部３において位相制御による降圧処理を行い、２次側直交変換部４において、２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂ単相矩形波交流電圧Ｖ_cあるいは２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_dに対する中点全波整流が行われる。これにより、低電圧が生成される。このとき、第２の制御回路３は、トランジスタＱ９〜Ｑ１２に対して「Ｌ」レベルの制御信号Ｓ９〜Ｓ１２を出力している。このため、トランジスタＱ９〜Ｑ１２は全てオフ状態となっている。

図６に、降圧動作を行うためバッテリＢ２に替えて負荷を＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に介挿した構成を示す。図６において、エネルギーを補完する高電圧Ｖ_oHのバッテリＢ１が１次側変換部３に接続されている。以下の説明において、整流動作は、ダイオードＤ９及びＤ１０と、ダイオードＤ１１及びＤ１２の中点全波整流にて、２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_ｃと、２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂ誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_ｄを整流する。
すでに述べたように、トランジスタＱ９〜Ｑ１２をスイッチングする同期整流にて２次側巻線における巻線１Ａ及び１Ｂに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_ｃと、２次側巻線における巻線２Ａ及び２Ｂとに誘起される単相矩形波交流電圧Ｖ_ｄを整流する方式にて整流動作を行っても良い。

以下の説明に用いる図６において、トランジスタＱ５及びＱ６をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ３とする。トランジスタＱ３及びＱ４をオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ４とする。トランジスタＱ７及びＱ８とをオン／オフするスイッチング周期を周期Ｔ５とする。周期Ｔ３に対する周期Ｔ４及び周期Ｔ５との位相のずれをΔＴとする。周期Ｔ４は周期Ｔ３に対して位相がΔＴ進んでいる。一方、周期Ｔ５は周期Ｔ３に対して位相がΔＴ遅れている。
例えば、１次側巻線１Ｌと巻線１Ａ及び巻線１Ｂとの巻線比をＮ：１とし、同様に、１次側巻線２Ｌと巻線２Ａ及び巻線２Ｂとの巻線比をＮ：１とする。

＜周期Ｔ３と周期Ｔ４および周期Ｔ５との位相が１８０°（＝ΔＴ）ずれている場合：図７Ａ＞
時刻ｔ_１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ５、制御信号Ｓ８を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ６、制御信号Ｓ７を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８はオンとなり、一方トランジスタＱ３、トランジスタＱ６及びトランジスタＱ７はオフとなる。

これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Fが（端子Ｔ_1Lから端子Ｔ_1LMに）流れる。１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Fが（端子Ｔ_2LMから端子Ｔ_2Lに）流れる。これにより、巻線１Ｂ及び巻線２Ａに電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。一方、巻線１Ａ及び巻線２Ｂに、巻線１Ｂ及び巻線２Ａに誘起される電圧との逆極性の電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。
巻線１Ｂに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１０を介して＋側端子Ｔ_ＶoLへ出力される。同様に巻線２Ａに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１１を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
これにより、＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

この結果、巻線１Ａに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が端子Ｔ_VoLに対して出力されるとともに、巻線２Ｂに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が端子Ｔ_VoLに対して出力される。
電圧を平滑化するために、チョークコイルを用いていない。本実施形態においては、電圧を平滑化するために、トランス１及びトランス２の１次側巻線のリーケージインダクタンスを利用している。

時刻ｔ_２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３、制御信号Ｓ６、制御信号Ｓ７を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４、制御信号Ｓ５、制御信号Ｓ８を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
上述したこのように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ３、トランジスタＱ６及びトランジスタＱ７はオンとなり、一方、トランジスタＱ４、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８はオフとなる。
これにより、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Bが（端子Ｔ_1LMから端子Ｔ_1Lに）流れ、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが（端子Ｔ_2Lから端子Ｔ_2LMに）流れる。これにより、巻線１Ａ及び巻線２Ｂに電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起さる。一方、巻線１Ｂ及び巻線２Ａに電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。

巻線１Ａに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ９を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。同様に巻線２Ｂに誘起された電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１２を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
これにより、＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

＜周期Ｔ３と周期Ｔ４および周期Ｔ５との位相が９０°（ΔＴ）ずれている場合：図７Ｂ＞
時刻ｔ_１より前の時刻において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４，Ｓ５及びＳ７を「Ｌ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ３，Ｓ６及びＳ８を「Ｈ」レベルにて出力している。このため、トランジスタＱ４，Ｑ５及びＱ７はオフとなり、トランジスタＱ３，Ｑ６及びＱ８はオンしている。
時刻ｔ_１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ５を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ６を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ５はオンとなり、一方、トランジスタＱ６はオフとなる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ８を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ４及びＳ７を「Ｌ」レベルにて出力している。
したがって、トランジスタＱ３及びＱ８はオン状態であり、トランジスタＱ４及びＱ７はオフ状態にある。

上述したように、トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ８がオン状態であり、トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ７がオフ状態にある。このため、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ８を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Fが（端子Ｔ_1Lから端子Ｔ_1LMに）流れる。一方、トランジスタＱ３及びＱ５がオン状態なので、端子Ｔ_2L及び端子T_2LMが同電位のため１次側巻線２Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ｂに電流ｉ_1B2が流れ、巻線１Ｂに電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。一方、巻線１Ａに逆極性の電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。
これにより、巻線１Ｂに誘起した電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１０を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

時刻ｔ_１１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ４及びＳ７を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ３及びＳ８を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このとき、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルにて出力し、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルにて出力している。

上述したように、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ７がオン状態であり、トランジスタＱ３，Ｑ６，Ｑ８がオフ状態にある。このため、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ４を介して、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Fが（端子Ｔ_2LMから端子_Ｔ2Lに）流れる。一方、トランジスタＱ５及びＱ７がオン状態なので、端子Ｔ_1LM及び端子T_1Lが同電位のため１次側巻線１Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ｂに電流ｉ_2AMが流れ、巻線２Ａに電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起され、巻線２Ｂに逆極性の電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。
これにより、巻線２Ａに誘起した電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１１を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

時刻ｔ_２において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ６を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ５を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することによって、トランジスタＱ６はオンとなり、一方、トランジスタＱ５はオフとなる。
このとき、トランジスタＱ４及びＱ７はオンであり、一方、トランジスタＱ３及びＱ８はオフである。

上述したように、トランジスタＱ４，Ｑ６，Ｑ７がオン状態であり、トランジスタＱ３，Ｑ５，Ｑ８がオフ状態にある。このため、トランジスタＱ７及びトランジスタＱ６を介して、１次側巻線１Ｌに電流ｉ_1Bが（端子Ｔ_1LMから端子Ｔ_1Lに）流れる。一方、トランジスタＱ４及びＱ６がオン状態なので、端子Ｔ_2LM及び端子T_2Lが同電位のため１次側巻線２Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線１Ａに電流ｉ_1AMが流れ、巻線１Ａに電圧（電圧値Ｖ_４：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起され、巻線１Ｂに逆極性の電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。
これにより、巻線２Ａに誘起した電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ９を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

時刻ｔ_２１において、第１の制御回路５は、制御信号Ｓ３及びＳ８を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させ、制御信号Ｓ４及びＳ７を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このように制御信号が変化することにより、トランジスタＱ３及びＱ８がオンとなり、トランジスタＱ４及びＱ７がオフとなる。
このとき、トランジスタＱ６はオンであり、一方、トランジスタＱ５はオフである。

上述したように、トランジスタＱ３，Ｑ６，Ｑ８がオン状態であり、トランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ７がオフ状態にある。このため、トランジスタＱ３及びトランジスタＱ６を介して、１次側巻線２Ｌに電流ｉ_2Bが（端子Ｔ_2Lから端子Ｔ_2LMに）流れる。一方、トランジスタＱ６及びＱ８がオン状態なので、端子Ｔ_1LM及び端子T_1Lが同電位のため１次側巻線１Ｌに電流が流れない。
これにより、トランス１の２次側の巻線２Ｂに電流ｉ_2B2が流れ、巻線２Ｂに電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起され、巻線２Ａに逆極性の電圧（電圧値Ｖ_４：−（１／Ｎ）Ｖ_oH）が誘起される。
これにより、巻線２Ｂに誘起した電圧（電圧値Ｖ_３：（１／Ｎ）Ｖ_oH）がダイオードＤ１２を介して＋側端子Ｔ_VoLへ出力される。
＋側端子Ｔ_VoLと−側端子Ｔ_VoLLとの間に、トランス１のリーケージインダクタ１ＬＬ及びトランス２のリーケージインダクタ２ＬＬのインダクタンスにより平滑化された低電圧Ｖ_oLが出力される。

図７Ｂの場合、周期Ｔ３に対して周期Ｔ４及び周期Ｔ５の位相が９０°ずれているため、トランス１及び２それぞれの単相矩形波交流電圧の幅が、位相が１８０゜ずれている場合と比較して半分となる。この電圧の幅が半分となっている期間において単相矩形波交流電圧が２次側巻線に誘起される。２次側直交変換部４において、その単相矩形波交流電圧にパルス幅に対応した単相全波整流が行われ、位相ずれΔＴに対応した電圧値の低電圧Ｖ_oLが生成される。

時刻ｔ_３〜時刻ｔ_５１においても、時刻ｔ_１〜時刻ｔ_２１と同様の動作が繰り返して行われ、トランス１及びトランス２におけるプッシュプル動作により、高電圧から低電圧に電圧を降圧させる処理が行われる。
図７Ｂにおいて、周期Ｔ１及び周期Ｔ２の時間は等しく、制御信号Ｓ５及びＳ６と制御信号Ｓ３、Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８とは、上記周期Ｔ３と周期Ｔ４およびＴ５との位相がΔＴ＝９０゜ずれている。

図７Ａ及び図７Ｂにて説明したように、制御信号Ｓ５及び制御信号Ｓ６の信号レベルが変化する周期に対し、制御信号Ｓ３及びＳ４と、制御信号Ｓ６及びＳ７との信号レベルが「Ｈ」レベル及び「Ｌ」レベルに変化する周期の位相のずれを変化させる（位相のずれを調整させる）。これにより、電流が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる期間を制御し、２次側巻線に誘起される電圧パルスの幅を制御し、低電圧Ｖ_oLの電圧値を任意に制御することができる。
１次側直交変換部３において、位相制御によって電流が１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに流れる期間を制御するのではなく、制御信号Ｓ３〜Ｓ８のパルス幅を調整してもよい。すなわち、トランジスタＱ３〜Ｑ８各々をオン状態とするパルス幅を制御するＰＷＭ制御を行うことにより、１次側巻線１Ｌ及び２Ｌに電流の流れる期間を制御し、誘起されるパルス幅を制御するようにしても良い。

本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに適用できる。この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータによれば、高電圧から低電圧の降圧動作において、従来例と同様に巻線比及びスイッチングの制御により所定の電圧を得られる。さらに、低電圧から高電圧の昇圧動作において、トランスの巻線比に対応して電圧が上昇することに加えて、２つのトランスの各１次巻線に誘起された電圧が加算されるので、容易に高い電圧値に電圧を上昇させることができる。

Claims (6)

1. 高電圧側と低電圧側との相互間にて、電圧を変換する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
   第１の１次側巻線と、第１の中点にて分割された第１の巻線及び第２の巻線からなる第１の２次側巻線とを有する第１のトランスと、
   前記第１の１次側巻線に直列に接続された第２の１次側巻線と、第２の中点にて分割された第３の巻線及び第４の巻線からなり、前記第１の２次巻線と並列に接続される第２の２次側巻線とを有する第２のトランスと、
   前記第１の１次側巻線の一端及び第２の１次側巻線の一端の接続点と、高電圧側の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチと、
   前記接続点と高電圧側の−側端子との間に介挿された第２のスイッチと、
   前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチと、
   前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第４のスイッチと、
   前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第５のスイッチと、
   前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第６のスイッチと、
   前記第１の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第７のスイッチと、
   前記第２の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第８のスイッチと、
   前記第３の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第９のスイッチと、
   前記第４の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第１０のスイッチと、
   前記第７から第１０のスイッチを制御する第２の制御回路と、
   前記第１の１次側巻線及び前記第２の１次側巻線に接続された第１の整流回路と
   を含み、
   前記第１の中点及び前記第２の中点が前記低電圧側の−側端子に接続され、前記第７のスイッチ、前記第８のスイッチ、前記第９のスイッチ及び第１０のスイッチが前記低電圧側の＋側端子に２次巻線の前記第１の端子，前記第２の端子，前記第３の端子，および前記第４の端子各々を接続し、
   昇圧動作において、
   前記第２の制御回路が、前記第１の巻線側の第１の２次巻線の端子および前記第２の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との接続が第１の周期毎に変化するように前記第７のスイッチ及び前記第８のスイッチを制御し、前記第１の周期毎に前記第１の１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、また、前記第３の巻線側の第２の２次巻線の端子および前記第４の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との接続が第２の周期毎に変化するように前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチを制御し、前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が前記第１の１次巻線に流れる電流と同一方向となるように、前記第２の周期毎に前記第２の１次側巻線に流れる電流の方向が逆となるようプッシュプル動作させ、
   前記第１の整流回路から出力される前記第１の１次側巻線および第２の１次側巻線に誘起される電圧の和の電圧を、前記第1の整流回路が平滑化して昇圧電圧として出力する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記第２の制御回路が、前記第７のスイッチ及び前記第８のスイッチと、前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチとのオンオフのタイミングを各々位相制御し、前記昇圧電圧を予め設定された電圧とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記第２の制御回路が位相制御により前記第７スイッチ及び前記第８のスイッチと、前記第９のスイッチ及び前記第１０のスイッチとのオンオフにおけるタイミングを各々位相制御し、かつ前記第７から第１０のスイッチ各々をオンする時間をパルス幅制御することにより前記昇圧電圧を予め設定された電圧にする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 高電圧側と低電圧側との相互間にて、電圧を変換する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、
   第１の１次側巻線と、第１の中点にて分割された第１の巻線及び第２の巻線からなる第１の２次側巻線とを有する第１のトランスと、
   前記第１の１次側巻線に直列に接続された第２の１次側巻線と、第２の中点にて分割された第３の巻線及び第４の巻線からなり、前記第１の２次巻線と並列に接続される第２の２次側巻線とを有する第２のトランスと、
   前記第１の１次側巻線の一端及び第２の１次側巻線の一端の接続点と、高電圧側の＋側端子との間に介挿された第１のスイッチと、
   前記接続点と高電圧側の−側端子との間に介挿された第２のスイッチと、
   前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第３のスイッチと、
   前記第１の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第４のスイッチと、
   前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の＋側端子との間に介挿された第５のスイッチと、
   前記第２の１次側巻線の他端と前記高電圧側の−側端子との間に介挿された第６のスイッチと、
   前記第１の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第７のスイッチと、
   前記第２の巻線側の第１の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第８のスイッチと、
   前記第３の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第９のスイッチと、
   前記第４の巻線側の第２の２次巻線の端子と前記低電圧側の＋側端子との間に介挿された第１０のスイッチと、
   前記第１から第６のスイッチを制御し、前記接続点と前記第１の１次側巻線の他端及び前記第２の１次側巻線他端それぞれとを前記高電圧側の＋側端子および−側端子のいずれかに接続させる第１の制御回路と、
   前記第１の巻線及び前記第２の巻線に接続された第２の整流回路と、
   前記第２の整流回路の出力に、出力が並列に接続され、前記第３の巻線及び前記第４の巻線に接続された第３の整流回路と
   を含み、
   前記第１の中点及び前記第２の中点が前記低電圧側の−側端子に接続され、前記第７のスイッチ、前記第８のスイッチ、前記第９のスイッチ及び第１０のスイッチが前記低電圧側の＋側端子に２次巻線の前記第１の端子，前記第２の端子，前記第３の端子，および前記第４の端子各々を接続し、
   降圧動作において、
   前記第１の制御回路が前記第１から第６のスイッチのオンオフを第３の周期毎に変化するように制御し、前記第３の周期毎に前記第１の１次側巻線と第２の１次側巻線とに流れる電流の方向が逆とし、
   前記第２の整流回路が前記第１の巻線及び前記第２の巻線に生成される電圧を整流し、
   前記第３の整流回路が前記第３巻線及び前記第４の巻線に生成される電圧を整流し、
   前記第２の整流回路及び前記第３の整流回路から出力される電圧を平滑化して出力する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. 降圧動作において、前記第１の制御回路は電圧が降下された出力電圧に対応して、前記第１から第６のスイッチ各々をオンオフするタイミングを位相制御し、前記出力電圧が予め設定された低電圧にする請求項４に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. 降圧動作において、前記第１の制御回路は電圧が降下された出力電圧に対応して、前記第１から第６のスイッチ各々をオンする時間をパルス幅制御し、前記出力電圧が予め設定された低電圧にする請求項４に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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