JP4719567B2 - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、第１の電圧と第２の電圧間に備えられ、第１の電圧から第２の電圧への順方向の電力変換と、第２の電圧から第１の電圧への逆方向の電力変換を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

地球温暖化や原油高などの社会的問題を背景にハイブリッド自動車などの低燃費を目指した自動車の普及が著しい。ハイブリッド自動車には、エンジンアシスト用モーターを駆動するための高電圧主電池と、車載電子機器へ電力を供給するための低電圧補助電池が搭載されているのが一般的である。高電圧主電池への充電は、エンジンがモーターを回転させ発電（回生）する仕組みとなっている。発電した電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータにより低電圧補助電池側へ電力変換し、車載電子機器に供給されている。この様に、高電圧主電池と低電圧補助電池間に備えられたＤＣ−ＤＣコンバータの主たる目的は、高電圧主電池から低電圧補助電池側への降圧動作を行うことにある。しかし、低電圧補助電池から高電圧主電池への昇圧動作のニーズも存在する。例えば、高電圧主電池が劣化しているためにエンジン始動が出来ない場合が考えられる。この場合、低電圧補助電池から高電圧主電池側へ電力を供給できれば、エンジン始動時に不足している高電圧主電池電力を低電圧補助電池側から供給することが可能となる。この様なことから、高電圧側から低電圧側への降圧機能と低電圧側から高電圧側への昇圧機能を共に備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが求められている。

このような双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関連する従来技術として、特許文献１〜特許文献３などが挙げられる。

特開２００３−１１１４１３号公報 特開２００２−１６５４４８号公報 特開平１１−８９１０号公報

トランスの１次側と２次側の巻き数比で降圧比や昇圧比を達成する場合を考えると、降圧時に最適なトランス巻き数比を設定すると、昇圧比を満足できないという問題が発生する。また、逆に昇圧比に着目してトランス巻き数比を設定すると、降圧時の電圧が低くなりすぎるという問題が発生する。さらに、トランスを用いず、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成した場合でも、前記した降圧比と昇圧比の差が比較的大きい場合には、所望の双方向電圧比を得ることが困難である。

本発明の目的は、異なる２つの電圧間を双方向に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、その降圧比と昇圧比に差が必要な場合にも、所望の範囲内の両端電圧を得ることができる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

一般的なスイッチング電源の場合、降圧比或いは昇圧比の調整は、スイッチング素子を制御しているＰＷＭ信号（ＰＦＭ信号も含む、以下同じ）のデューティ（Ｄｕｔｙ：時比率）を調整して行うことが出来る。また、トランスを用いている場合は、トランスの一次側巻き数と２次側巻き数の巻き数比で決定する事が出来る。しかしながら、要求される降圧比（Ｎ１）と昇圧比（Ｎ２）が大きく異なる場合があり、このような場合には、上記のＰＷＭ制御やトランスの巻き数比だけでは満足できない状況が発生する。

本発明の望ましい実施態様においては、ＰＷＭ制御のデューティ（Ｄｕｔｙ）幅を降圧時と昇圧時とでそれぞれ異なる幅とする。

ＰＷＭ制御のデューティは、良く知られているように、スイッチング素子の最小オン／オフ時間の制約から、０〜１００％の幅で制御することは不可能で、例えば、５〜９５％等のデューティ許容幅がある。このデューティ許容幅は、スイッチング素子の最小オン／オフ時間は不変であるため、スイッチング周波数を低くして周期を長くすれば、当然に広がり、例えば、３〜９７％等のデューティ許容幅を得ることができる。したがって、デューティ幅を調整する最も簡単な方法は、スイッチング周波数を調整することである。

また、本発明の望ましい実施態様においては、降圧時のデューティ幅と昇圧時のデューティ幅を個別に設定する手段を備える。

さらに、本発明の他の望ましい実施態様においては、降圧および昇圧変換回路とを接続するトランスを備え、２つの電圧間に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、降圧時と昇圧時の前記トランスの巻数比を切り替える巻数比切り替手段を備える。

本発明の望ましい実施態様によれば、降圧時のスイッチング周波数と昇圧時の例えばスイッチング周波数を異ならせることによって、ＰＷＭ制御のデューティ幅を降圧時と昇圧時で独立に調整できる。これにより、降圧比／昇圧比のうちどちらか不足している方の周波数を他方より低く（周期すなわち１サイクルの時間を長く）設定して、ＰＷＭ制御のデューティ幅を広げ、降圧比あるいは昇圧比の調整範囲を広げることが出来る。もちろん、スイッチング周波数を調整する以外のデューティ幅調整手段を採用することも可能である。

また、本発明の他の望ましい実施態様によれば、１つのトランスを降圧時と昇圧時で共用している場合の１次側と２次側のトランス巻き数比を、降圧時と昇圧時で切り替える手段を備えることで、降圧比と昇圧比に最適なトランス巻き数比を設定することができ、結果的に、降圧比あるいは昇圧比の調整範囲を広げることが出来る。

これら２つの手法をそれぞれ単独で採用したり、併用することもでき、降圧比／昇圧比の幅を広範囲に設定することが可能となる。

本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の説明の中で明らかにする。

例えば、異なる２つの電圧の２つの電池を持ち、これら２つの電圧間を双方向に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、高電圧主電池側の電圧範囲は、搭載される２次電池や要求されるシステム仕様などにより決定される。また、低電圧補助電池側の電圧範囲も同様に決定される。

図２は、高電圧（ＨＶ）側と低電圧（ＬＶ）側の異なる電圧間を電力変換する場合の降圧比／昇圧比について示した図である。降圧比（１／Ｎ１）と昇圧比（Ｎ２）のＮ１とＮ２が最も異なる場合を考えると、図２に示したケースが考えられる。ここで、高電圧側から低電圧側へ降圧動作する場合の降圧比を１／Ｎ１＝１／（ＨＶ１／ＬＶ２）、低電圧側から高電圧側へ昇圧動作する場合の昇圧比をＮ２＝ＨＶ２／ＬＶ１と定義するものとする。この降圧時の比Ｎ１と昇圧時の比Ｎ２が比較的近い値なら、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの設計は容易である。しかしながら、両電池の充電状態や電池の劣化状態等、種々の条件によって、ＨＶ１，ＨＶ２，ＬＶ１，およびＬＶ２が変動するため、Ｎ１とＮ２が大きく異なる場合が多く、設計が困難となる。以下に、これを解決する本発明の望ましい実施例について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中の主回路において、ＨＶは高電圧側直流電源、ＬＶは低電圧側直流電源、１はスイッチング手段を備えた高電圧側主回路、２はスイッチング手段を備えた低電圧側主回路、３はトランスである。

次に、制御回路として、ＨＶ側からＬＶ側へ降圧させるための降圧制御回路４、逆に昇圧させるための昇圧制御回路５、降圧制御回路４の発生するスイッチング信号の周波数設定手段６、並びに昇圧制御回路５の周波数設定手段７を備えている。また、降圧制御回路４からの制御信号と昇圧制御回路５からの制御信号を選択して高電圧側主回路１へ信号を送るセレクタ８と、降圧制御回路４からの制御信号と昇圧制御回路５からの制御信号を選択して低電圧側主回路２へ信号を送るセレクタ９を備えている。

以上のうち、電源ＨＶ，ＬＶを除く構成が、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１０である。

そして、エンジン制御装置などの上位コントローラ１１から、降圧／昇圧制御切り替え信号１２を受け取る構成である。

次に、図１の動作について説明する。高電圧側直流電源ＨＶから低電圧側直流電源ＬＶへの降圧動作においては、ＨＶの直流電圧を高電圧側主回路１で交流電圧に変換し、その交流電圧をトランス３でＬＶ側へ伝え、伝えられた交流電圧を低電圧側主回路２で整流する。この時、高電圧側主回路１と低電圧側主回路２内のスイッチング手段は、降圧制御回路４で発生した制御信号がセレクタ８、９で選択され制御される。また、この時、セレクタ８、９に入力されている上位コントローラ１１からの降圧／昇圧制御切り替え信号１２は、降圧動作を指示している。降圧制御回路４は、スイッチング周波数設定手段６で設定されたスイッチング周波数に基づいてスイッチング手段に供給する制御信号を発生する。

この降圧動作中においては、昇圧制御回路５とスイッチング周波数設定手段７は、降圧動作に特に影響を及ぼさないために動作しても動作しなくても特に問題は無い。低消費電力化の観点で見ると動作を停止させておいた方が望ましい。この様にして、高電圧側直流電源ＨＶから低電圧側直流電源ＬＶへの降圧動作が行われる。

一方、低電圧側直流電源ＬＶから高電圧側直流電源ＨＶへの昇圧動作では、ＬＶの直流電圧を低電圧側主回路２で交流電圧に変換し、その交流電圧をトランス３でＨＶ側へ伝え、伝えられた交流電圧を高電圧側主回路１で整流する。この時、低電圧側主回路２と高電圧側主回路１内のスイッチング手段は、昇圧制御回路５で発生した制御信号がセレクタ８、９で選択され制御される。また、この時、セレクタ８、９に入力されている上位コントローラ１１からの降圧／昇圧制御切り替え信号１２は、昇圧動作を指示している。昇圧制御回路５は、スイッチング周波数設定手段７で設定されたスイッチング周波数に基づいてスイッチング手段に供給する制御信号を発生する。

この昇圧動作中においては、降圧制御回路４とスイッチング周波数設定手段６は、昇圧動作に特に影響を及ぼさないために動作しても動作しなくても特に問題は無い。低消費電力化の観点で見ると動作を停止させておくことが望ましい。この様にして、低電圧側直流電源ＬＶから高電圧側直流電源ＨＶへの昇圧動作が行われる。

ここでは、高電圧側主回路１は、降圧動作時は直流電圧から交流電圧に変換するインバータとして動作し、昇圧動作時は交流電圧から直流電圧に変換する整流回路として動作する。また、低電圧側主回路２は、降圧動作時は交流電圧から直流電圧に変換する整流回路として動作し、昇圧動作時は直流電圧から交流電圧に変換するインバータとして動作する。

尚、高電圧側主回路１や低電圧側主回路２に内蔵したスイッチング手段は、動作の内容に応じて、スイッチング動作させず並列に接続されたダイオードのみで動作させる場合もある。例えば、整流動作は、基本的にはダイオード整流で目的を達成可能であるためである。整流時に積極的にスイッチング手段をオンさせることは、ダイオードよりも損失の少ないスイッチング素子で同期整流を行う目的で行うことが一般的である。

次に、降圧比／昇圧比とトランス巻き数比とスイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の関係について、前述した図２を用いて説明する。

図２は、高電圧側直流電源ＨＶの電圧範囲（ＨＶ１〜ＨＶ２）と低電圧側直流電源ＬＶの電圧範囲（ＬＶ１〜ＬＶ２）の関係図である。降圧動作においては、ＨＶの電圧が低く（ＨＶ１）、ＬＶの電圧が高い（ＬＶ２）場合が、降圧比（この場合Ｎ１を指している）が最小となる条件である。また、昇圧動作においては、ＬＶの電圧が低く（ＬＶ１）、ＨＶの電圧が高い（ＨＶ２）場合が、昇圧比（この場合Ｎ２を指している）が最大となる条件である。

この様に、降圧比と昇圧比が大きく異なる場合、図１で大きな設計パラメータとなるのがトランスの巻き数比である。ＨＶからＬＶへの降圧とＬＶからＨＶへの昇圧を双方向に行う場合、トランスを共用しているため降圧比／昇圧比がトランス巻き数比の影響を大きく受ける。例えば、降圧動作を優先してトランス巻き数比を決定すると、昇圧比を満足できない場合がある。また、昇圧動作を優先してトランス巻き数比を決定すると逆に降圧比を満足できずＬＶの電圧が低くなり過ぎるという問題が発生する。

この実施例では、先に説明した降圧時のスイッチング周波数と、昇圧時のスイッチング周波数を独立に設定することで、降圧比／昇圧比を広範囲に設定することが出来る。スイッチング周波数設定手段６、７で設定するスイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２は、製品出荷時に固有の周波数に設定し、製品出荷後は変更しない場合と、製品出荷後の動作中にＨＶ、ＬＶの電圧や負荷電流の大小などにより変更する場合とが有る。

図３は、本発明の実施例１におけるスイッチング周波数設定手段の構成例図である。

同図（Ａ）は、スイッチング周波数設定手段６、７内の周波数切り替手段として、スイッチ３１１〜３１３で、抵抗器３２１〜３２３を切り替えることにより、発信器３１０の発信周波数ｆｓｗを切り替えている。同図（Ｂ）は、複数の異なる周波数の発信器３３１〜３３３を備えておき、スイッチ３４１〜３４３で１つの発信器を選択することによって、出力周波数ｆｓｗを切り替えるものである。最後に、同図（Ｃ）は、ＰＷＭ変調器３５０におけるキャリア発生器などのディスクリート品の信号周波数を、外付け部品の定数、例えばコンデンサ３６１〜３６３のキャパシタンスを、スイッチ３７１〜３７３で選択して調整している。

図４は、本発明の実施例１における降圧制御回路の具体的構成例図である。これは、図１をベースにし、降圧制御回路４の制御系の構成のみに着目して図示したものである。誤差増幅器１１１は、低圧側電源ＬＶの電圧と、基準電圧１１２の差を増幅し、ＰＷＭ変調器（又は、ＰＦＭ変調器）１１０に伝える。ＰＷＭ変調器１１０は、誤差増幅器１１１の結果を受け、ＰＷＭ変調（又は、ＰＦＭ変調）した信号を高電圧側主回路１や、低電圧側主回路２内のスイッチング手段へ送信する。ここでは図示を省略した、図１の昇圧制御回路５は、降圧制御回路４と基本的に同様の構成であるが、高圧側電源ＨＶの電圧を入力とし、セレクタ８、９の他方の端子に出力することとなる。

図５は、トランス３の巻き数比とスイッチング周波数設定手段６、７で設定する周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の関係についての説明図である。同図（Ａ）は、降圧時に要求されるトランス巻き数比（Ｎ１）と昇圧時に要求されるトランス巻き数比（Ｎ２）を横軸にとったものである。どちらの条件も、満足するトランス巻き数比を選択できれば問題は無いが、回路の損失、例えばトランスの損失やスイッチング素子の損失などを考慮した場合、両立することが困難である。この場合には、降圧／昇圧どちらかの動作を優先してトランス巻き数比を決定しなければならない。この様な場合には、降圧時のスイッチング周波数ｆｓｗ１と昇圧時のスイッチング周波数ｆｓｗ２を、図５に示したように設定することで、トランス巻き数比だけでは両立することが困難だった降圧比／昇圧比を満足することが出来る。

図５（Ｂ）は、降圧比／昇圧比の計算から求められるトランス巻き数比が、最初から両立しない場合の例である。このような場合にも、トランス巻き数比を降圧／昇圧いずれかを優先して設定しなければならないが、スイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の設定を図５（Ｂ）に示した様にすることにより、降圧比／昇圧比をできるだけ広範囲に設定することが可能となる。

ここで、昇圧比と、昇圧時に必要なトランス巻き数比との関係について説明する。昇圧動作においては、低電圧側主回路を昇圧回路として動作させ、その昇圧回路の昇圧比Ｎ２＿１とトランス巻き数比Ｎ２＿２の積（Ｎ２＿１×Ｎ２＿２）で昇圧比を満足させる。この様な例では、実際に昇圧時に要求されるトランス巻き数比は、Ｎ２＿２＝Ｎ２／Ｎ２＿１となる。今までの説明で述べてきた、昇圧時のトランスに要求されるトランス巻き数比とは、このトランスそのものに要求される昇圧比（この場合Ｎ２＿２）を指している。

先にも述べたが、スイッチング周波数を低くし、１サイクルの周期を長くすれば、ＰＷＭ制御のデューティ（時比率）幅を広くすることができ、結果的に降圧比あるいは昇圧比を広げることができる。

本実施例によれば、降圧比／昇圧比を両立できない双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、降圧時にスイッチングさせるスイッチング周波数と昇圧時にスイッチングさせるスイッチング周波数を独立して設定し、異ならせている。これにより、降圧比／昇圧比を広範囲に設定できる効果がある。また、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを設計する場合において、設計パラメータが１つ増えることにより、より早く設計を収束させることが出来る効果がある。

図６は、本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図1と異なる点は、スイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を切り替える切り替え回路１３を設けたことである。スイッチング周波数設定手段１４は、上記切り替え回路１３からのｆｓｗ１切り替え信号１６に基づいてスイッチング周波数ｆｓｗ１を設定する。また、スイッチング周波数設定手段１５は、上記切り替え回路１３からのｆｓｗ２切り替え信号１７に基づいてスイッチング周波数ｆｓｗ２を設定する。切り替え回路１３は、上位コントローラ１１からの降圧／昇圧制御切り替え信号１２のほかに、高電圧側直流電源ＨＶの電圧信号１８と、低電圧側直流電源ＬＶの電圧信号１９を受け取る構成である。以上により、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を形成している。

この実施例２の基本的な動作は、図１の実施例１と同様であるが、図１と異なる動作について説明する。図１では、動作時にスイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を変更することは出来なかったが、図６ではそれが出来ることが特徴である。すなわち、スイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３は、高電圧側直流電源ＨＶの電圧１８と低電圧側直流電源ＬＶの電圧１９により、その時点での降圧比／昇圧比を演算する。そして、必要なスイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を設定するための切り替え信号１６、１７を発生し、スイッチング周波数設定手段１４、１５に供給することが可能である。

スイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３には、上位コントローラ１１から、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が供給されている。これにより、スイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３は、ｆｓｗ１を発生させるための演算か、ｆｓｗ２を発生させるための演算かを切り替えることが出来る。

ただし、スイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３の中に、ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を発生させるための演算回路を独立に備えていれば、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が無くても特に動作上問題になることはない。ただ、外部から、降圧／昇圧制御切り替え信号１２を入力すれば、スイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３の中に、ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を発生させるための演算回路を独立に備える必要が無い。このため、少ないハードウェアでスイッチング周波数ｆｓｗ１／ｆｓｗ２切り替え回路１３を構成できる効果がある。

本実施例２によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作中において、高電圧側直流電源ＨＶ、低電圧側直流電源ＬＶの電圧に応じて、スイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２を変化させることが出来る。このため、より広範囲の降圧比／昇圧比を実現する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることが出来る。

図７は、本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図1と異なる点は、図６を更に変形し、上位コントローラ１１からの制御信号２１を受け取り、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３の動作を切り替える動作切り替え回路２２を設けたことである。

上位コントローラ１１からの制御信号２１には、降圧動作か昇圧動作かの指示や、降圧時のスイッチング周波数ｆｓｗ１、さらに昇圧時のスイッチング周波数ｆｓｗ２の周波数設定情報が含まれている。動作切り替え回路２２は、上位コントローラ１１からの制御信号２１に応じて、降圧／昇圧制御切り替え信号１２を発生する。また、スイッチング周波数設定手段１４、１５に供給するためのスイッチング周波数切り替え信号１６，１７を発生する。

本実施例３によれば、上位コントローラ１１の指示に応じて、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させることが出来る。上位コントローラ１１は、高電圧側直流電源ＨＶや低電圧側直流電源ＬＶの状態監視や、本ＤＣ−ＤＣコンバータ２３を搭載するシステム全体を統括しているため、その状況に応じて、最適な運転をＤＣ−ＤＣコンバータに指示することが出来る。

図８は、本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図1と異なる点は、図７を更に変形し、動作切り替え回路２４を、外部からの指令を貰うことなく、自己判断で、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５の動作を切り替えるように構成したことである。高電圧側直流電源ＨＶの電圧１８と、低電圧側直流電源ＬＶの電圧１９を受け取り、その電圧値より、ＤＣ−ＤＣコンバータ２５が動作すべき動作モードを選択し、降圧／昇圧制御切り替え信号１２を出力する。また、スイッチング周波数設定手段１４、１５に供給するためのスイッチング周波数切り替え信号１６，１７を発生する。例えば、高電圧側直流電源ＨＶの電圧が一定電圧以上で、低電圧側直流電源ＬＶの電圧が一定電圧以下になった場合は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２に降圧制御の信号を送り、そのＨＶ、ＬＶ電圧値に応じたスイッチング周波数ｆｓｗ１切り替え信号を送る。また、ＨＶ電圧が一定電圧以下でＬＶ電圧が一定電圧以上の場合は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２として昇圧制御の信号を送り、そのＨＶ、ＬＶ電圧値に応じたスイッチング周波数ｆｓｗ２への切り替え信号を送る。

本実施例４によれば、上位システムからの信号が無い場合でも、高電圧側直流電源ＨＶ、低電圧側直流電源ＬＶの電圧値に応じた制御を、本ＤＣ−ＤＣコンバータ２５自らが行うことができる。

図９は、本発明の実施例５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図1と異なる点は、図６を更に変形し、まず、高電圧側直流電源ＨＶ側の電池の状態監視や制御を行うためのバッテリーコントローラ２６と、低電圧側直流電源ＬＶ側の電池の状態監視や制御を行うためのバッテリーコントローラ２７を備えている。そして、高電圧側直流電源ＨＶとバッテリーコントローラ２６を、ＨＶの電圧、電流情報などが含まれている信号線２９で結び、動作切り替え回路２８は、バッテリーコントローラ２６からＨＶの状態信号３１を受け取る。同様に、ＬＶとバッテリーコントローラ２７を信号線３０で結び、バッテリーコントローラ２７から、ＬＶの状態信号３２を動作切り替え回路２８に入力する。これにより、動作切り替え回路２８は、バッテリーコントローラ２６、２７からの高電圧側直流電源ＨＶ側および低電圧側直流電源ＬＶ側の電池の状態に応じて、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ３３を、降圧／昇圧制御間に切り替える構成である。すなわち、動作切り替え回路２８は、バッテリーコントローラ２６からのＨＶの状態信号３１とバッテリーコントローラ２７からのＬＶの状態信号３２を受け取り、降圧／昇圧制御切り替え信号１２とｆｓｗ１切り替え信号１６、ｆｓｗ２切り替え信号１７を出力する。

本実施例５によれば、ＨＶ、ＬＶ電池の状態監視を行っているバッテリーコントローラ２６、２７により、きめ細かな降圧／昇圧制御切り替えや、スイッチング周波数ｆｓｗ１、ｆｓｗ２の設定が可能となる。また、バッテリーの状態監視を専用に行うバッテリーコントローラからの信号を受けることができ、バッテリーの状態確認のための処理を動作切り替え回路２８内で処理する必要がなくなり、動作切り替え回路２８の回路規模が少なくて済む効果がある。

図１０は、本発明の実施例６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図９と異なる点は、スイッチング周波数切り替え手段３４について変形した例であり、図示を省略した部分は図9と同じ構成であるものとする。切り替え手段３４は、降圧制御回路４や昇圧制御回路５の発生する制御信号の周波数を決めるクロック信号３５を出力する。３６はクロック信号３５の周波数を設定するためのクロック周波数切り替え信号、３７は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。降圧／昇圧制御切り替え信号１２やクロック周波数切り替え信号３６の発生部分は、図６〜図９にて説明した通りである。

降圧動作時は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が降圧を指示するため、スイッチング周波数切り替え手段３４は、降圧動作用のクロック信号３５を出力する。このクロック信号３５を受け、降圧制御回路４は、降圧動作用の制御信号を出力し、セレクタ８、９を介して高電圧側主回路１と低電圧側主回路２に供給する。この時、セレクタ８、９は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２により降圧制御回路４からの信号を選択して出力する。この時、降圧制御用のクロック信号３５は、昇圧制御回路５にも供給されているため、昇圧制御回路５も降圧制御回路４と同じスイッチング周波数の信号をセレクタへ出力する。しかし、セレクタ８、９は、降圧制御回路４からの信号を選択しているため、問題が発生することはない。この時、降圧／昇圧制御切り替え信号１２などを用いることで、昇圧制御回路５を動作させない様に制御することも可能である。

昇圧動作時は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が昇圧を指示するため、スイッチング周波数切り替え手段３４は、昇圧動作用のクロック信号３５を出力する。このクロック信号３５を受け、昇圧制御回路５は昇圧動作用の制御信号を出力し、セレクタ８、９を介して高電圧側主回路１と低電圧側主回路２に供給する。この時、セレクタ８、９は降圧／昇圧制御切り替え信号１２により昇圧制御回路５からの信号を選択して出力する。この時、昇圧制御用のクロック信号３５は、降圧制御回路４にも供給されるが、降圧時と同様に特に問題とはならない。また、この時も降圧／昇圧制御切り替え信号１２などを用いて降圧制御回路４を動作させない様に制御することも可能である。

図１０に示したスイッチング周波数切り替え手段３４は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２とクロック周波数切り替え信号３６に基づいて、１つの回路ブロックで降圧制御時も昇圧制御時も機能することができる。しかし、この考え方は、図６〜図９の実施例にも適用可能である。

本実施例６によれば、スイッチング周波数切り替え手段３４を降圧制御用、昇圧制御用と個別に備える必要が無いので、少ない回路素子で降圧制御用のスイッチング周波数と昇圧制御用のスイッチング周波数を個別に設定できる効果がある。

図１１は、本発明の実施例７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１０と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図１０と異なる点を説明する。３８、３９はＯＲ回路、４０はイネーブル端子付き降圧制御回路、４１はイネーブル端子付き昇圧制御回路、４２は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。

本実施例７も、降圧、昇圧制御切り替え信号１２やクロック周波数切り替え信号１６、１７の発生部分については、図６〜図９に示してあるのでここでは省略する。

降圧動作時は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が降圧を指示し、降圧制御回路４０が動作し昇圧制御回路４１は非動作となる。昇圧制御回路４１は非動作となった場合、その出力信号が“Ｌ”となるように制御している。ＯＲ回路３８、３９は降圧制御回路４０と昇圧制御回路４１の出力をＯＲして出力するが、この場合、昇圧制御回路４１の出力が“Ｌ”であるため、結果として降圧制御回路４０の出力を高電圧側主回路１と低電圧側主回路２に出力する。この時、スイッチング周波数設定手段１４、１５は、それぞれスイッチング周波数切り替え信号１６、１７に基づいてクロック信号を降圧制御回路４０及び昇圧制御回路４１へ供給している。

昇圧動作時は、降圧／昇圧制御切り替え信号１２が昇圧を指示し、降圧制御回路４０が非動作となり昇圧制御回路４１が動作状態となる。降圧制御回路４０は非動作となった場合、その出力信号が“Ｌ”となるように制御している。ＯＲ回路３８、３９は降圧制御回路４０と昇圧制御回路４１の出力をＯＲして出力するが、この場合、降圧制御回路４０の出力が“Ｌ”であるため、結果として昇圧制御回路４１の出力を高電圧側主回路１と低電圧側主回路２に出力する。この時、スイッチング周波数設定手段１４、１５は、それぞれスイッチング周波数切り替え信号１６、１７に基づいてクロック信号を降圧制御回路４０及び昇圧制御回路４１へ供給している。

本実施例７によれば、降圧制御回路４０や昇圧制御回路４１にイネーブル信号を入力し、動作しなくても良い時には積極的に動作させないことで制御回路の低消費電力化を図る効果がある。もちろん、スイッチング周波数設定手段１４、１５においても、イネーブル信号を入力することで動作しなくても良い場合に動作を止めて低消費電力化を図ることも可能である。また、上記構成とすることで、降圧制御回路４０からの信号と昇圧制御回路４１からの信号を選択する回路を簡単なＯＲ回路で実現できる効果がある。

図１２は、本発明の実施例８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。この図は、図１の高電圧側主回路１と低電圧側主回路２の内部について回路構成例を示したものである。

まず、高電圧側の主回路１の構成について説明する。降圧側直流電源ＨＶには平滑コンデンサ４３と直列接続したスイッチング素子４４、４５と別の直列接続したスイッチング素子４６、４７が接続されている。スイッチング素子４４〜４７には、それぞれフリーホイルダイオード４８〜５１が並列に接続されており、スイッチング素子４４〜４７がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディーダイオードを利用できる。

降圧動作時は、スイッチング素子４４〜４７をスイッチさせることで直流電圧を交流電圧に変換し、補助リアクトル５２を介してトランス３の１次巻き線５３に交流電圧を発生する。補助リアクトル５２は、トランス３の１次巻き線５３に流れる電流の極性が反転する際に、電流の傾きを調整する役割を果たす。ここで、補助リアクトル５２は、トランス３の漏れインダクタンスで代替することも可能であり、その場合は、補助リアクトル５２を削除することが出来る。

昇圧動作時は、トランス３の１次巻き線５３に発生した交流電圧をダイオード４８〜５１により整流し直流電圧に変換する。この時、スイッチング素子４４〜４７を、ダイオード４８〜５１にアノードからカソード側に順方向電流が流れている期間にオンさせる、いわゆる同期整流させても良い。

次に、低電圧側の主回路２の構成について説明する。低電圧側の主回路に、カレントダブラ同期整流回路を用いた例を示している。カレントダブラ同期整流回路は、例えば、特開２００３−１９９３３９号公報に開示されているように良く知られている。低電圧側の直流電源ＬＶには、平滑コンデンサ６１、直列接続したリアクトル５９とスイッチング素子５６と、また、直列接続したリアクトル６０とスイッチング素子５５が並列に接続されている。スイッチング素子５６と５５にはそれぞれフリーホイルダイオード５８、５７が並列に接続されており、スイッチング素子５６、５５がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディーダイオードを利用することができる。

降圧動作時には、このカレントダブラ回路で構成された低電圧側主回路２は、トランス３に発生した交流電圧を、ダイオード５７，５８により整流し、その後、リアクトル５９、６０とコンデンサ６１で平滑して直流電圧ＬＶを得る。この時、スイッチング素子５５、５６を、ダイオード５７、５８にアノードからカソード側に順方向電流が流れている期間にオンさせる、いわゆる同期整流させても良い。

昇圧動作時は、スイッチング素子５５、５６を交互にオンさせることで、直流電圧ＬＶを交流電圧に変換し、トランス３の２次巻き線５４に交流電圧を発生する。この発生した交流電圧はトランス３の巻き数比に応じて電圧が変換され、高電圧側主回路１により直流電圧に整流され高電圧側直流電圧ＨＶを得る。

本実施例８では、スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いた例を示したが、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子を使うことは何ら問題ない。

図１３は、図１２を降圧動作させる場合の、タイミングチャートの１例である。Ａ〜Ｆは、スイッチング素子４４〜４７、５５、５６のゲート信号に対応している。

Ａ、Ｂは波形の切り替わり時にスイッチング素子４４、４５が同時にオンしないように同時に“Ｌ”になる期間を設けている。Ｃ、Ｄも同時オンしないように同時に“Ｌ”になる期間を設けている。但し、ＡとＣは位相をずらして制御している。ここで、ＡとＤが共にオン期間、及びＢとＣが共にオン期間にトランス３の１次巻き線に電圧が発生し、トランス３を介して低電圧側へ電力を送っている。低電圧側のスイッチング素子５５、５６は図１３に示すＥ、Ｆの制御信号により同期整流を行い、トランス３の２次巻き線に発生した交流電圧を整流している。この時のスイッチング周波数は１／Ｔ１としており、スイッチング周波数設定手段６により昇圧動作に影響されることなく降圧動作に適したスイッチング周波数を設定することが可能である。

図１４は、図１２を昇圧動作させた場合の、タイミングチャートの１例である。この例では、Ａ〜Ｄはオフさせてダイオード４８〜５１によりトランス３の１次巻き線に発生した交流電圧を整流している。低電圧側スイッチング素子５５、５６を制御するための制御信号Ｅ、Ｆは、図１４に示すように、交互にスイッチングさせることでトランス３の２次巻き線５４に交流電圧を発生し、高電圧側に電力を送っている。この時のスイッチング周波数は１／Ｔ２としており、スイッチング周波数設定手段７により、降圧動作に影響されることなく昇圧動作に適したスイッチング周波数を設定することが可能である。

図１５は、本発明の実施例９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１２と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。図１２の構成に対して、トランス６２の２次巻き線をセンタタップ構成とし６３、６４の巻き線に分割している。これにより、低電圧側主回路を７０の構成に変更している。低電圧側主回路７０は、リアクトル６５と、スイッチング素子６６、６７とスイッチング素子に並列接続されたダイオード６８、６９より構成されている。ダイオード６８、６９は、スイッチング素子６６、６７がＭＯＳＦＥＴで構成されている場合は、ボディーダイオードを利用できる。

センタタップ構成に対応した主回路７０の動作については、文献等で周知のため詳細説明を省略する。また、図１５の実施例を制御するためのタイミングチャートについては、図１３、１４に示した動作と同様である。

この様に、本発明の実施例８、９として詳細回路例を図１２、図１５で示したが、高電圧側主回路及び低電圧側主回路は、インバータ動作と整流動作を兼ね備えたものであれば、ここで示した回路以外についても適用可能である。

図１６は、本発明の実施例１０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１２と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。この実施例１０は、降圧動作時と昇圧動作時でトランス巻き数比をスイッチで切り替えるタイプの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。７２はトランスで１次巻き線を７３と７４に分割している。７５は２次巻き線である。７６、７７はスイッチ、７８は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。

降圧動作時は、スイッチ７６がオンしスイッチ７７をオフさせて、１次巻き線を７３のみとしトランス７２の巻き数比（Ｎ１）を小さくして動作させる。また、昇圧動作時は、スイッチ７６をオフしスイッチ７７をオンさせ、１次巻き線を７３と７４の直列接続とすることでトランス７２の巻き数比（Ｎ２）を大きくしている。この様に、昇圧動作時と降圧動作時でトランス７２の巻き数比を変化させることで、降圧比／昇圧比をそれぞれの動作で最適に設定することが出来る。この実施例１０の場合は、スイッチング周波数設定手段６で発生した信号により降圧制御回路４と昇圧制御回路５を動作させているため、降圧時と昇圧時でスイッチング周波数は同じ周波数となる。したがって、降圧比／昇圧比を切り替えるのはトランス７２で行っている。本実施例１０のうち、１次トランスの巻き数比を切り替える以外の動作については、図１に示した実施例と同様である。

本実施例１０によれば、リレー等のスイッチを切り替えることで、所望の降圧比／昇圧比を切り替えることが可能である。但し、車載用途を考えた場合、リレー等のスイッチを用いることは振動による誤接触の問題が有るため、これまで説明してきたような周波数を切り替えるタイプの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの方が望ましいと考えられる。

また、図１に示したように、降圧制御回路４用のスイッチング周波数設定手段と、昇圧制御回路５用のスイッチング周波数設定手段を独立に備え、降圧動作、昇圧動作に最適なスイッチング周波数に設定する手段を併用することが可能なことは言うまでもない。

図１７は、本発明の実施例１１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１６と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。この実施例１１も、降圧動作時と昇圧動作時で、トランス巻き数比を切り替えるタイプの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。図１６と異なる点は、トランスの２次巻き線側において、降圧動作と昇圧動作で巻き数比を切り替える点である。７９はトランスで１次巻き線が８０、２次巻き線を８１と８２に分割している。８３、８４はスイッチ、８５は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。

降圧動作時は、スイッチ８３がオフ、スイッチ８４をオンさせて２次巻き線を８１と８２の直列接続とし巻き数比（Ｎ１）を小さくして動作させる。また、昇圧動作は、スイッチ８３をオン、スイッチ８４をオフさせて２次巻き線を８１のみとしトランス７９の巻き数比（Ｎ２）を大きくしている。この様に動作させることにより図１６に示した実施例１０と同様の効果が得られる。

図１８は、本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、図１２と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。この実施例１２は、図１２の主回路構成をベースに、トランスのタップ切り替えで降圧時と昇圧時の補助リアクトル値とトランス巻き数比の切り替えを可能にした構成図である。降圧動作は、スイッチ１３６をオフ、スイッチ１３７をオンさせ補助リアクトル１３5、1次巻き線１３２を有効に動作させる。昇圧動作は、スイッチ１３６をオン、スイッチ１３７をオフさせ補助リアクトル１３４、1次巻き線１３１、１３２を有効に動作させる。これにより、降圧動作に対し、昇圧動作の補助リアクトル値を小さく設定し、トランス巻き数比を大きく設定する。昇圧動作時に補助リアクトル値を小さく設定する理由は、補助リアクトルで発生する電圧降下分により、1次巻き線１３１、１３２で発生した電圧が有効に高電圧側直流電源ＨＶに供給されない為である。

図１９は、本発明の実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図である。図中、これまでの図と同一機能部には同一符号を付けて、重複説明は避ける。この実施例１３は、電力変換にトランスを用いない非絶縁タイプの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの例である。８６は高電圧側の平滑コンデンサ、８７、８８はスイッチング素子、８９、９０はダイオードである。８７、８８のスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合は、８９、９０のダイオードはボディーダイオードを利用できる。９１はリアクトル、９２は低電圧側の平滑コンデンサである。

降圧動作時はスイッチング素子８７をスイッチングさせることで、ＨＶ側からＬＶ側に電力を送る。スイッチング素子８７がオフしたときに、リアクトル９１に流れていた電流によりダイオード９０が順方向に電流を流す。この時、スイッチ８８をオンして同期整流することも可能である。

昇圧動作は、スイッチング素子８８をスイッチングさせることで、ＬＶ側からＨＶ側に電力を送る。スイッチング素子８８がオフしたときに、リアクトル９１に流れていた電流によりダイオード８９が順方向に電流を流す。この時、スイッチ８７をオンして同期整流することも可能である。９３は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。

図２０は、図１９の本発明の実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧時と昇圧時のタイミングチャートの例である。それぞれ同期整流した場合を想定している。ここで、降圧時のスイッチング周期をＴ１、昇圧時のスイッチング周期をＴ２として独立に設定可能である。すなわち、降圧時と昇圧時のスイッチング周波数を独立に制御可能である。

本実施例１３によれば、非絶縁タイプのコンバータにおいても降圧時と昇圧時でスイッチング周波数を独立に制御することで、降圧比／昇圧比を広範囲に広げることができる。

図２１は、本発明の実施例１４として、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを車載用ハイブリッドシステムに適用した場合のシステム構成図である。１００はエンジン、１０１は力行、回生用のモータ／ジェネレータであり、力行時はモータとして動作し回生時はジェネレータとして動作する。１０２はインバータ／コンバータであり、力行時はインバータとして高電圧直流電源ＨＶの電力によりモータを回転させ、回生時はコンバータとしてジェネレータで発電した交流電圧を直流に変換し高電圧直流電源ＨＶを充電する。

１０３は双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであり、ＨＶとＬＶ間に配置し双方向の電力変換を行う。１０４は車載電子機器である。１０５、１０６はバッテリーコントローラであり、ＨＶとＬＶのそれぞれの電源管理を行っている。電子制御ユニットＥＣＵは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を制御する上位システムとして機能する。すなわち、降圧動作か昇圧動作を切り替えると共に、スイッチング周波数の設定情報をＤＣ−ＤＣコンバータ１０３へ送り、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３からは動作状態などの情報を受けている。バッテリーコントローラ１０５、１０６や電子制御ユニットＥＣＵ１０６は、ネットワーク１０８を介して通信しており互いに情報の授受を行っている。

この実施例１４では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３は、電子制御ユニットＥＣＵ１０６と個別に通信を行っている。しかし、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３も、ネットワーク１０８を介して、ＥＣＵ１０６やバッテリーコントローラ１０５、１０６と通信を行う構成でも構わない。

本実施例１４の場合、降圧動作はＬＶに接続された車載電子機器への電力供給用として機能し、昇圧動作はＨＶ劣化時にエンジンを始動させるための緊急用として機能することを想定している。しかし、本発明は、これらの用途に限らず異なる直流電圧間の電力変換に適用することが出来る。上記で説明してきた高電圧直流電源や低電圧直流電源は、２次電池やキャパシタなどで構成されることが想定される。

以上の本発明の実施例によれば、車載システムにおいて、高電圧直流電源と低電圧直流電源間の電圧差が大きく、また、それぞれの電源電圧が動作中に大きく変動する場合に、高電圧側と低電圧側間で双方向に電力変換する場合に有効である。

以上の実施例は、主に車載用としての応用について説明したが、本発明は、車載用途以外の例えばバッテリー充放電システムなどのＤＣ−ＤＣ電力変換が必要なアプリケーション等にも適用可能である。

本発明の実施例１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧比／昇圧比の関係図。 本発明の実施例１におけるスイッチング周波数設定／調整手段の構成例図。 本発明の実施例１における降圧制御回路の具体的な制御系構成例図。 スイッチング周波数設定手段で設定する周波数の関係の説明図。 本発明の実施例２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例４による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例５による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例６による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例７による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例８による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 図１２を降圧動作させる場合の、タイミングチャートの１例図。 図１２を昇圧動作させた場合の、タイミングチャートの１例図。 本発明の実施例９による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例１０による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例１１による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例１２による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 本発明の実施例１３による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの全体構成図。 図１９の実施例１３による降圧時と昇圧時のタイミングチャート。 本発明の実施例１４として、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを車載用ハイブリッドシステムに適用した場合のシステム構成図。

符号の説明

１…高電圧側主回路、２…低電圧側主回路、３…トランス、４…降圧制御回路、５…昇圧制御回路、６，７…スイッチング周波数設定手段、８，９…セレクタ、１０…双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、１１…上位コントローラ、１２…降圧／昇圧制御切り替え信号。

Claims (12)

1. スイッチング素子を含む降圧変換回路と、スイッチング素子を含む昇圧変換回路とを備え、２つの電圧間に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のスイッチング周波数で前記降圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第１の制御手段と、第１のスイッチング周波数とは異なる第２のスイッチング周波数で前記昇圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１において、前記第１および第２の制御手段は、スイッチング周波数をそれぞれ個別に設定する周波数設定手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１において、前記降圧変換回路と昇圧変換回路は、それぞれ前記第１および第２の制御手段によって周波数変調によって制御され、それぞれのスイッチング周波数を、それぞれ異なる周波数範囲で変化させるように構成したことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１において、前記第１および／または第２の制御手段は、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうち少なくとも一方の電圧を検出し、この検出電圧に応じて、前記第１および／または第２のスイッチング周波数を調整するように構成したことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１において、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端にそれぞれ接続された第１および第２の２次電池と、これら第１または第２の２次電池の状態監視を行うバッテリーコントローラと、このバッテリーコントローラからの信号により前記第１および／または前記第２のスイッチング周波数を設定する周波数設定手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項１において、前記周波数設定手段は、外部からの信号に基づいて、スイッチング周波数をそれぞれ個別に設定するように構成されたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１において、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの両出力端のうちの一方の電圧に基づいて、昇圧動作と降圧動作とを切り替える昇圧／降圧切り替手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項１に記載した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一端子に接続された第１の電圧を発生する第１の２次電池と、この第１の２次電池に接続された第１のバッテリーコントローラと、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの他端子に接続された第２の電圧を発生する第２の２次電池と、この第２の２次電池に接続された第２のバッテリーコントローラとを備えた双方向ＤＣ−ＤＣコンバータシステムにおいて、前記第１または第２のバッテリーコントローラの信号に基づいて、昇圧動作と降圧動作とを切り替える昇圧／降圧切り替手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータシステム。
9. 請求項１に記載した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一端子に接続された第１の電圧を発生する第１の２次電池と、この第１の２次電池の状態監視を行う第１のバッテリーコントローラと、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの他端子に接続された第２の電圧を発生する第２の２次電池と、この第２の２次電池の状態監視を行う第２のバッテリーコントローラと、これら第１または第２のバッテリーコントローラからの信号を入力し、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作とを切り替える昇圧／降圧切り替信号を、前記第１または第２の制御手段に出力する昇圧／降圧切り替指令手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータシステム。
10. 請求項２において、前記周波数設定手段は、発振器の発振周波数を切り替える複数の抵抗値の切り替え、複数の異なる周波数の発振器の切り替え、または、ＰＷＭ発生器の信号周波数を外付け部品の定数変更で切り替えるための外部操作手段を備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータシステム。
11. スイッチング素子を含む降圧変換回路と、スイッチング素子を含む昇圧変換回路と、これらの降圧および昇圧変換回路とを接続するトランスを備え、２つの電圧間に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、降圧時と昇圧時の前記トランスの巻数比を切り替える巻数比切り替手段と、第１のスイッチング周波数で前記降圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第１の制御手段と、第１のスイッチング周波数とは異なる第２のスイッチング周波数で前記昇圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第２の制御手段とを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. スイッチング素子を含む降圧変換回路と、スイッチング素子を含む昇圧変換回路とを備え、２つの電圧間に電力変換するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、第１のスイッチング周波数で前記降圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第１の制御ステップと、第１のスイッチング周波数とは異なる第２のスイッチング周波数で前記昇圧変換回路の前記スイッチング素子を制御する第２の制御ステップとを備えたことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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