JP2010193561A - 車両の電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータにおける損失増大および回路大型化を招くことなく、蓄電装置の入出力電流のリップル成分を抑制する。
【解決手段】主コンバータ中のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御に伴って、バッテリ電流Ｉｂにリップル電流が生じる。同一バッテリからの電力を消費する副コンバータの電圧指令値について、本来の直流値Ｖｏｒに、リップル電流の増減と反対に電力消費が変化させるための交流成分を重畳させる態様で生成する。
【選択図】図２

Description

この発明は、車両の電源システムに関し、より特定的には、車両駆動用電動機を含むメイン負荷への電力供給を制御するためのコンバータを含む電源システムにおけるリップル電流の抑制制御に関する。

バッテリ等の蓄電装置からの直流電圧を昇圧して負荷の駆動に用いる電源システムが提案されている。たとえば特開２００６−１０１６３６号公報（特許文献１）には、バッテリから供給される直流電圧を昇圧する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（昇圧コンバータ）を設けた電源装置が記載されている。特に、特許文献１に記載の電源装置では、一時的な過負荷時に昇圧コンバータの保護機能により出力が遮断されるのを防止することによって、電力源の容量範囲内で最低限の出力を確保するようにしたコンバータ制御が記載されている。

また、特開２００７−３１８９７０号公報（特許文献２）では、その図２６に昇圧コンバータを備えた電源システムの構成が記載される。そして、外部電源によってバッテリを充電する際に、バッテリ電流を目標電流に制御するための電流制御系をコンバータ制御部に付加することによって、電流の脈動（リップル電流）を抑制することにより、蓄電装置の劣化抑制にも寄与できることが記載されている。

また、特開２００６−９４５８８号公報（特許文献３）には、電動トルク使用型車両での走行負荷急変時にも、走行安定性の悪化とバッテリ消費電力の急変を抑制可能な、インバータのパルス幅変調（ＰＷＭ）制御が記載されている。

特開２００６−１０１６３６号公報 特開２００７−３１８９７０号公報 特開２００６−９４５８８号公報

特許文献２にも記載されるように、コンバータ（昇圧コンバータ）によって蓄電装置（バッテリ）から負荷への供給電力を制御する場合には、バッテリからの出力電流に含まれるリップル電流が大きくなると、バッテリ特性の劣化を招くおそれがある。

また、昇圧チョッパ型のコンバータには、一般的にエネルギ蓄積要素としてリアクトルが用いられるが、このリアクトルを流れる直流電流のリップル電流が大きいと振動が発生することによって騒音が発生する可能性がある。

したがって、直流電力変換を行うコンバータを含む電源システムでは、コンバータ制御におけるリップル電流の低減が課題となる。しかしながら、リップル電流の大きさは、リアクトルのインダクタンスおよびコンバータのスイッチング周波数によって主に決まる一方で、インダクタンスの確保はリアクトルの大型化を伴い、かつ、スイッチング周波数を高めるとスイッチング損失による効率低下が増大するため、設計面からリップル電流の抑制を図ることには自ずと限界がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コンバータにおける損失増大および回路大型化を招くことなく、蓄電装置の入出力電流のリップル成分を抑制することである。

この発明による車両の電源システムは、車両駆動用電動機を含む負荷への電力供給を制御する車両の電源システムであって、充電可能な直流電源と、電流検出器と、第１のコンバータと、第２のコンバータと、リップル検出手段と、調整手段とを備える。電流検出器は、直流電源の入出力電流を検出するように構成される。第１のコンバータは、電力用半導体スイッチの周期的なオンオフ制御によって直流電源からの直流電力を変換して主負荷へ供給するように構成される。第２のコンバータは、第１のコンバータよりも高いスイッチング周波数の下での電力用半導体スイッチング素子の周期的なオンオフ制御によって、直流電源からの直流電力を変換して補機へ供給するように構成する。リップル検出手段は、電流検出器の出力に基づいて、入出力電流に含まれるリップル電流を検出する。調整手段は、検出されたリップル電流が所定レベルより大きいときに、リップル電流を同一周期かつ逆位相で第２のコンバータの出力電力が変化するような変動成分を第２のコンバータの動作指令値に重畳させる。

この発明によれば、コンバータにおける損失増大および回路大型化を招くことなく、蓄電装置の入出力電流のリップル成分を抑制することができる。

本実施の形態による車両の電源システムの構成を説明するブロック図である。 本実施の形態による車両の電源システムでの昇圧コンバータおよびＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する動作波形図である。 本実施の形態による車両の電源システムでのリップル電流抑制制御を説明するフローチャートである。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本実施の形態による車両の電源システムの構成を説明するブロック図である。
図１を参照して、本発明の実施の形態による電源システム１００は、直流電源１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、昇圧コンバータ２０と、制御装置３０とを備える。

直流電源１０は、充電可能な電源である。すなわち、直流電源１０としては、それ自体が化学変化等により電気を作り出す二次電池や、外部からの供給により電気を蓄えるキャパシタ等の蓄電装置が適用可能である。周知のように、ハイブリッド自動車や電気自動車等の電動車両では、代表的には、直流電源１０として二次電池が適用されるので、以下では、直流電源１０をバッテリ１０とも称することとする。

バッテリ１０には、その出力電圧Ｖｂ（バッテリ電圧）を検出するための電圧センサ１１と、バッテリ温度Ｔｂを検出するための温度センサ１２と、バッテリ１０からの出力電流Ｉｂを検出するための電流センサ１３とが配置されている。

システムリレーＳＲ１は、バッテリ１０の正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、バッテリ１０の負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのリレー制御信号ＳＥによりオン／オフされる。平滑コンデンサＣ１は、電力線６およびアース線５の間に接続される。

昇圧コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタなどを用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフ（スイッチング動作）は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。リアクトルＬは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ２は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

負荷４０は、電力線７およびアース線５に接続されて、昇圧コンバータ２０から直流電圧の供給を受ける。負荷４０は、たとえば、電気自動車、ハイブリッド自動車等に搭載される車両駆動用電動機（図示せず）および、当該電動機（モータジェネレータを含む、以下同じ）を制御するインバータ（図示せず）を含む。電動機およびインバータについては、複数個ずつ並列に設けられてもよい。

また、負荷４０の発電時には、負荷４０からの直流電圧が昇圧コンバータ２０によって電圧変換されて、直流電源（バッテリ）１０の充電に用いられてもよい。また、負荷４０以外の図示しない発電・給電機構により、直流電源（バッテリ）１０を充電することも可能である。たとえば、上記電動機（モータジェネレータ）による回生発電電力を直流変換して、負荷４０から昇圧コンバータ２０へ与えることができる。

制御装置３０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニットにより構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、ＥＣＵの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置３０は、電源システム１００の起動・停止指令に従ってシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン・オフを制御するリレー制御信号ＳＥを生成する。リレー制御信号ＳＥは、電源システム１００の起動に従ってシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオンされるように生成され、かつ、電源システム１００の停止時にシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２がオフされるように制御される。

制御装置３０には、電圧センサ１１からのバッテリ電圧Ｖｂ、温度センサ１２からのバッテリ温度Ｔｂ、電流センサ１３からのバッテリ電流Ｉｂ、電圧センサ１４からの入力電圧ＶＬおよび電圧センサ１５からの出力電圧ＶＨの検出値が入力される。制御装置３０は、電源システム１００の作動時には、これらの検出値に基づき昇圧コンバータ２０で所望の電圧変換が行なわれるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作（オン・オフ動作）を制御するスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

電源システム１００は、副コンバータとしてのＤＣ／ＤＣコンバータ５０と、補機バッテリ４１と、補機４５とをさらに含む。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、電力線６とアース線５との間に接続され、電力線６上の直流電圧ＶＬを所定の直流電圧Ｖｏに降圧して、補機バッテリ４１および補機４５へ供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ５０については、直流電圧変換を実行する任意の形式のＤＣ／ＤＣコンバータを適用できるので、その回路構成は特に限定しない。ただし、以下の説明で明らかとなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は電力用半導体スイッチング素子のスイッチング制御（デューティ制御）によって直流電圧ＶＬを直流Ｖｏに変換する一方向の電圧変換器であり、かつ、電力用半導体スイッチング素子のスイッチング周波数は、昇圧コンバータ２０と比較して相対的に高いことが必要とされる。

補機４５は、バッテリ１０の出力電圧に比較して低電圧で作動する機器類の総称であり、一例として、制御装置３０などの車両の走行を制御するＥＣＵ、灯火装置、点火装置、電動ポンプなどを含む。

補機バッテリ４１は、一例として鉛蓄電池などからなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力側に接続される。補機バッテリ４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電圧Ｖｏで充電される一方、補機４５の動作電源電圧を供給する。すなわち、補機バッテリ４１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電力と補機４５の需要電力とのアンバランスを補うための電力バッファとしても機能する。

次に、電源システム１００の動作を説明する。
システムリレーＳＲ１，ＳＲ２のオン期間において、バッテリ１０からの出力電圧であるバッテリ電圧Ｖｂが、アース線５および電力線６の間に印加される。昇圧コンバータ２０へは、アース線５および電力線６に接続された平滑コンデンサＣ１の電圧ＶＬが入力される。

昇圧コンバータ２０は、バッテリ１０から入力された直流電圧ＶＬを、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に従ったスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって昇圧して、アース線５および電力線７の間に直流電圧ＶＨを発生することができる。直流電圧ＶＨは平滑コンデンサＣ２によって平滑されて負荷４０へ供給される。また、昇圧コンバータ２０は、平滑コンデンサＣ２を介して負荷４０から供給された直流電圧ＶＨを、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に従ったスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって降圧して、アース線５および電力線６の間に直流電圧ＶＬを発生することができる。直流電圧ＶＬは、平滑コンデンサＣ１によって平滑されて、バッテリ１０の充電に用いられる。

このように、昇圧コンバータ２０は、双方向に電力変換可能に構成されるので、電圧変換比ＶＨ／ＶＬを制御しつつ、バッテリ１０からの電力出力（放電）およびバッテリ１０への電力入力（充電）の両方に対応できる。

基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。そして、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期に対するオン期間比率（デューティ）を制御することによって、直流電圧ＶＨおよびＶＬの間の電圧変換比（ＶＨ／ＶＬ）が制御される。具体的には、直流電圧ＶＨが電圧指令値に制御されるように、昇圧コンバータ２０のデューティがフィードフォワードおよび／またはフィードバック制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１をオン固定することによって（スイッチング素子Ｑ２はオフ固定）、ＶＨ＝ＶＬとすることもできる。

次に図２を用いて、本実施の形態による車両の電源システムでの昇圧コンバータおよびＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。

図２を参照して、上述のような昇圧コンバータ２０の各スイッチング周期Ｔにおけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ動作に伴って、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中に直流電圧ＶＨが上昇する一方で、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には直流電圧ＶＨが低下する。そして、スイッチング素子Ｑ２のオン期間には、リアクトルＬに電磁エネルギを蓄積するためにバッテリ電流Ｉｂが上昇する一方で、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、バッテリ電流Ｉｂが相対的に低下する。

このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに連動して、バッテリ電圧Ｖｂおよびバッテリ電流Ｉｂには交流変動成分であるリップルが発生する。特に、バッテリ電流Iｂ中のリップル成分（以下、単に「リップル電流」とも称する）が過大となると、バッテリ１０の特性劣化を発生させるおそれがある。また、リップル電流は、リアクトルＬのコイルも通過するので、リップル電流が大きくなるとリアクトルＬでの振動が発生し、騒音の発生に繋がる可能性もある。

このため、リップル電流が所定レベル以上とならないように抑制する必要がある。しかしながら、リップル電流の振幅は、基本的には昇圧コンバータ２０のスイッチング周期ＴおよびリアクトルＬのインダクタンスで決まるため、回路設計によって対応すると、電力スイッチング周波数（１／Ｔ）や素子大型化を伴うインダクタンス増大が必要となってしまう。特に、車両駆動用電動機を含む負荷４０への電力供給を制御する昇圧コンバータ２０は、比較的大電流が流れるので、スイッチング周波数を高めると電力損失（スイッチング損失）の増大による、燃費悪化の問題が懸念される。

したがって、本実施の形態による電源システム１００では、バッテリ電流Ｉｂのもう１つの消費先であるＤＣ／ＤＣコンバータ５０を用いて、リップル電流を抑制するような制御を行なう。

具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電圧Ｖｏの指令値（Ｖｏ指令値）について、本来の直流電圧指令Ｖｏｒに対して、リップル電流を相殺させるような交流成分を重畳させる。具体的には、本来の電圧指令値Ｖｏｒ（直流）に対して、リップル電流と同一周期かつ逆位相で電力消費がなされるように、バッテリ電圧Ｖｂの電圧変動を相殺するように、リップル電流と同一周期かつ同一位相（バッテリ電圧変動と逆位相）の交流成分ΔＶｏｒを重畳させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ５０でのコンバータデューティは、Ｖｏ指令値に応じて制御される。

上述のように、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０として任意の形式の、ＤＣ／ＤＣコンバータを適用できるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、スイッチング素子のオンオフ制御によって直流電圧変換を実行するように構成され、そのスイッチング周波数は、昇圧コンバータ２０のスイッチング周波数（１／Ｔ）よりも高いことが必要である。できれば、少なくともスイッング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間で独立に、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０のＶｏ指令値を設定できるようなスイッチング周波数であることが好ましい。すなわち、昇圧コンバータ２０は「第１のコンバータ」に対応し、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０は「第２のコンバータ」に対応する。

図３には、本実施の形態による車両の電源システムでのリップル電流抑制制御を説明するフローチャートが示される。図３に示すフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェアあるいはハードウェア処理によって実現されるものとする。

図３を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、バッテリ電流変動、すなわちリップル電流を検出する。具体的には、電流センサ１３によって検出されたバッテリ電流Ｉｂに基づいて、リップル電流の振幅が検出される。たとえば、昇圧コンバータ２０のスイッチング周波数に相当する周波数成分を抽出することによって、リップル電流の振幅は検出できる。すなわち、電流センサ１３は「電流検出器」に対応し、ステップＳ１００による処理は「リップル検出手段」に対応する。

制御装置３０は、ステップＳ１１０では、ステップＳ１００で検出された電流変動（リップル電流振幅）が予め定められた判定値より大きいかどうかを判定する。

そして、リップル電流が判定値以下のとき（ステップＳ１１０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１４０により、本来の電圧指令値Ｖｏｒ（直流）を維持してＤＣ／ＤＣコンバータ５０のＶｏ指令値を設定する。

一方、リップル電流が判定値より大きいとき（ステップＳ１１０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、リップル電流を軽減するための、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０のＶｏ指令値に重畳される交流成分ΔＶｏｒを演算する。上述のように、交流成分ΔＶｏｒは、バッテリ電圧変動と逆位相に設定される。

交流成分ΔＶｏｒについて、その振幅はステップＳ１００で検出したリップル電流振幅またはバッテリ電圧変動（リップル電圧）に基づいて決定すればよく、その周波数（周期）および位相は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御信号であるスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２と同期させればよい。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０では、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０の本来の電圧指令値Ｖｏｒ（直流）に、ステップＳ１２０で求められた交流成分ΔＶｏｒを加算することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ５０のＶｏ指令値を設定する。すなわち、ステップＳ１２０による処理は「調整手段」に対応する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ５０のＶｏ指令値に交流成分ΔＶｏｒを重畳することによって、リップル電流の増加時（交流成分が正の期間）にＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電力を増大させる一方で、リップル電流の減少時（交流成分が負の期間）にはＤＣ／ＤＣコンバータ５０の出力電力を減少させることができる。この結果、昇圧コンバータ２０のスイッチング動作によって生じるバッテリ電流Ｉｂ中のリップル電流を軽減させることができる。

以上説明したように、こ本実施の形態による車両の電源システムでは、昇圧コンバータ２０のスイッチング周波数を高めることなく、また回路素子（リアクトル）を大型化することなく、あるいは、昇圧コンバータの制御を複雑化させることなく、昇圧コンバータ２０が生じさせるバッテリ電流変動（リップル電流）を軽減することができる。この結果、バッテリ１０の保護を適切に図ることが可能となる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電力線、１０ 直流電源（バッテリ）、１１，１４，１５ 電圧センサ、１２ 温度センサ、１３ 電流センサ、２０ 昇圧コンバータ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、４０ 負荷、４１ 補機バッテリ、４５ 補機、５０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１００ 電源システム、Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード、Ｉｂ バッテリ電流、Ｌ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１，Ｓ２ スイッチング制御信号、ＳＥ リレー制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔ スイッチング周期（昇圧コンバータ）、Ｔｂ バッテリ温度、Ｖｂ バッテリ電圧、ＶＨ 直流電圧（昇圧コンバータ）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｏ 直流出力電圧（ＤＣ／ＤＣコンバータ）、Ｖｏｒ 直流電圧指令値、ΔＶｏｒ 交流成分。

Claims (1)

1. 車両駆動用電動機を含む負荷への電力供給を制御する車両の電源システムであって、
   充電可能な直流電源と、
   前記直流電源の入出力電流を検出する電流検出器と、
   電力用半導体スイッチの周期的なオンオフ制御によって前記直流電源からの直流電力を変換して前記主負荷へ供給する第１のコンバータと、
   前記第１のコンバータよりも高いスイッチング周波数の下での電力用半導体スイッチング素子の周期的なオンオフ制御によって、前記直流電源からの直流電力を変換して補機へ供給する第２のコンバータと、
   前記電流検出器の出力に基づいて、前記入出力電流に含まれるリップル電流を検出するリップル検出手段と、
   検出された前記リップル電流が所定レベルより大きいときに、前記リップル電流を同一周期かつ逆位相で前記第２のコンバータの出力電力が変化するような変動成分を前記第２のコンバータの動作指令値に重畳させる調整手段とを備える、車両の電源システム。

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