WO2017104304A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2017104304A1
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voltage
switching
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output
switching element
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Inventor
高橋　直也
庄司　浩幸
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • Hybrid vehicles and electric vehicles have a storage battery for driving the traction motor.
  • a method for charging the storage battery there are a method for supplying DC power and a method for supplying AC power from an AC power source such as a commercial power source.
  • an AC power source such as a commercial power source.
  • Patent Document 1 discloses a method for controlling the time ratio of the primary voltage generated by the switching circuit to make the output ripple of the power converter due to the frequency of the AC power source a desired magnitude.
  • Patent Document 1 discloses a method for controlling an output current or voltage ripple (pulsation) caused by a frequency component of an AC power source, that is, a low frequency component, to a desired magnitude.
  • a high-frequency output current ripple such as a switching frequency component to a desired value.
  • the switching frequency is designed so that the output current ripple is below a certain value according to the maximum output current ripple of the high frequency, the output current ripple will be smaller than necessary when the output current ripple is small. There is a problem that switching loss becomes large.
  • the power converter of the present invention includes a switching circuit that inputs a first DC voltage and outputs a first AC voltage, and a primary winding connected between the output terminals of the switching circuit.
  • a transformer that outputs a second AC voltage, a rectifier circuit that is connected between the output terminals of the transformer and converts the second AC voltage to a second DC voltage, and a detection that detects an output current of the rectifier circuit
  • a control unit that outputs a signal that drives the switching circuit, and the control unit changes a switching frequency of the switching circuit so that a ripple of the output current becomes a predetermined value.
  • a power conversion device with reduced switching loss can be provided.
  • (A) (B) It is a characteristic figure of the output voltage of an insulation type converter at the time of setting a switching frequency by the method not based on this embodiment, a switching frequency, and output current ripple. It is a control block diagram of the power converter of a 1st embodiment.
  • A) (B) It is a characteristic view of the output voltage and switching frequency of an insulation type converter of the power converter of a 1st embodiment, and output current ripple. It is the voltage and current waveform in the electric current discontinuous mode of the isolated converter of the power converter device of 2nd Embodiment. It is a control flowchart of the power converter device of 2nd Embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power conversion device 1 according to the present embodiment.
  • the power conversion device 1 inputs AC power from the AC power supply 4 between the terminals Tm1 and Tm2, outputs DC power between the terminals Tm5 and Tm6, and charges the storage battery 5 connected to the terminals Tm5 and Tm6.
  • the storage battery 5 is a high voltage battery configured by connecting a plurality of lithium ion batteries or the like, but the type of storage battery, voltage level, and the like may be different.
  • the AC power supply 4 is a commercial power supply, but may be a power generation device or the like.
  • the power converter 1 includes an AC-DC converter 2 between the terminals Tm1-Tm2 and the terminals Tm3-Tm4, and an isolated converter 3 between the terminals Tm3-Tm4 and the terminals Tm5-Tm6.
  • the AC-DC converter 2 inputs an AC voltage and outputs a DC voltage.
  • the isolated converter 3 converts the full-wave rectified DC voltage into an insulated DC voltage.
  • the power conversion device 1 includes a control unit 6 that controls the AC-DC converter 2 and the isolated converter 3.
  • the AC-DC converter 2 includes bridge-connected diodes D15 to D18, and full-wave rectifies the AC voltage input between the terminals Tm1 and Tm2 to convert it into a DC voltage.
  • the full-wave rectifier circuit by bridge connection is formed by connecting diodes D15 and D16 and diodes D17 and D18 in series, and connecting the diodes connected in series in parallel.
  • the voltage that has been full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit is input to a boost chopper circuit that includes a choke coil L1, a switching element Q5, a boost diode D20, and a smoothing capacitor C1 connected to a DC terminal.
  • the switching element Q5 is turned on / off by this step-up chopper circuit, and the full-wave rectified voltage is stepped up and outputted as a smoothed DC voltage between the terminals Tm3 and Tm4.
  • the switching operation signal of the switching element Q5 is output from the control unit 6.
  • the AC-DC converter 2 further performs power factor correction control to bring the voltage waveform of the AC power supply 4 and the current waveform input between the terminals Tm1-Tm2 close to a similar waveform.
  • the insulated converter 3 includes a rectangular wave generating circuit including switching elements Q1 to Q4 and antiparallel diodes D1 to D4.
  • the switching elements Q1 and Q2 are connected in series to form the first leg
  • the switching elements Q3 and Q4 are connected in series to form the second leg
  • the legs are connected in parallel and bridged.
  • the insulating converter 3 has a primary winding N1 in which a resonance inductor Lr and a demagnetization prevention capacitor Cr are connected in series at a series connection point of the switching element Q1 and the switching element Q2, and this primary winding.
  • a transformer T having a secondary winding N2 magnetically coupled to N1 is provided.
  • the secondary winding N2 of the transformer T is provided with a rectifier circuit composed of diodes D11 to D14 connected in a bridge. This rectifier circuit is connected to the secondary winding N2 with the AC connection between the series connection point of the diodes D11 and D12 and the series connection point of the diodes D13 and D14.
  • a smoothing circuit including a choke coil L and a smoothing capacitor C3 is connected between the rectifier circuit and the terminals Tm5 to Tm6.
  • the insulation type converter 3 configured in this way is a so-called full bridge type phase shift DC-DC converter.
  • the rectangular wave generating circuit among the switching elements Q1 to Q4, a pair of Q1 and Q4 is simultaneously turned on, and a pair of Q2 and Q3 is simultaneously turned on to generate a rectangular wave AC voltage from the voltage of the smoothing capacitor C2.
  • the on-duty of Q1 to Q4 is basically 50%, and Q1 and Q4 are switched complementarily, and Q2 and Q3 are switched complementarily.
  • phase shift control for changing the phase difference between the first leg and the second leg, the simultaneous on-time of Q1 and Q4 and the simultaneous on-time of Q2 and Q3 are changed.
  • a rectangular wave AC voltage generated by a rectangular wave generating circuit composed of switching elements Q1 to Q4 and the like is a resonant inductor connected between a series connection point of switching elements Q1 and Q2 and a series connection point of switching elements Q3 and Q4.
  • the voltage is applied to both ends of a series connection body of Lr, a demagnetization prevention capacitor Cr, and a primary winding N1.
  • an alternating current is passed through the primary winding N1.
  • the alternating current flowing through the primary winding N1 causes an alternating induction current to flow through the secondary winding N2.
  • the AC induced current is full-wave rectified by a rectifier circuit in which rectifier diodes D11 to D14 are connected in a full bridge, and a DC voltage smoothed between terminals Tm5 and Tm6 by a smoothing circuit including a choke coil L and a smoothing capacitor C3. To output and charge the storage battery 5.
  • the rectangular wave generation circuit is not limited to the full bridge configuration, and an AC voltage is applied to a series connection body of the resonance inductor Lr, the anti-magnetization capacitor Cr, and the primary winding N1, thereby generating an AC current.
  • Any configuration can be used.
  • the rectifier circuit is not limited to a full bridge connection of rectifier diodes, and may be any configuration that can rectify an alternating current induced in the secondary winding N2 and convert it into a direct current.
  • a resonance inductor Lr and a demagnetization prevention capacitor Cr are connected in series with the primary winding N1, but a resonance inductor Lr and a demagnetization prevention capacitor Cr are connected in series with the secondary winding N2. May be.
  • a resonance inductor Lr and a demagnetization prevention capacitor Cr may be connected in series to the primary winding N1 and the secondary winding N2, respectively.
  • the resonance inductor Lr uses the leakage inductance of the transformer T or the like. It may be omitted. If the current of the primary winding N1 or the secondary winding N2 is detected and the switching elements Q1 to Q4 are controlled based on the detected current to prevent the transformer T from being demagnetized, it is used for preventing the demagnetization.
  • the capacitor Cr may be omitted.
  • the antiparallel diodes D1 to D4 are connected to the switching elements Q1 to Q4. However, when a MOSFET is used as the switching elements Q1 to Q4, a parasitic diode of the MOSFET may be used.
  • the control unit 6 controls the switching element Q5 included in the AC-DC converter 2 and the switching elements Q1 to Q4 included in the isolated converter 3.
  • the control unit 6 includes a voltage sensor 11 that detects an input voltage of the isolated converter 3, a voltage sensor 12 that detects an output voltage, a current sensor 21 that detects an input current of the AC-DC converter 2, and an isolated converter 3.
  • a current sensor 22 for detecting the output current is connected.
  • FIG. 2 shows current and voltage waveforms in the switching cycle Tsw in the output current continuous mode of the isolated converter 3 of the power conversion device 1 configured as described above.
  • P1 to P4 are drive signals for the switching elements Q1 to Q4
  • IL, ILr, and ILm are currents flowing through L, Lr, and Lm
  • VL, VLr, and VLm are voltages applied to L, Lr, and Lm.
  • Lm is the exciting inductance of the transformer T.
  • Tst is the simultaneous ON time of P1 and P4 or the simultaneous ON time of P2 and P3 among the drive signals P1 to P4.
  • Tst TLr + Ttr is established.
  • fsw is a switching frequency.
  • N is the turn ratio of the transformer T
  • N N1 ⁇ N2.
  • N1 is the number of primary turns of the transformer T
  • N2 is the number of secondary turns of the transformer T.
  • Vi is an input voltage of the isolated converter 3
  • Vo is an output voltage of the isolated converter 3.
  • Equation (5) Equation (6).
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a current flowing during a period of T Lr .
  • ID11 and ID13 are currents flowing through the diodes D11 and D13
  • I2 is a current flowing through the secondary winding of the transformer T.
  • Equation (7) is established from the current ⁇ I2 shown in FIG.
  • Substituting equation (8) into equation (2) gives the following equation (9).
  • the magnitude of the output current ripple ⁇ IL is determined by conditions such as the output voltage Vo, the input voltage Vi, the output current average value Io, and the switching frequency fsw. Therefore, in the conventional method, in order to set ⁇ IL to a certain value or less, it is necessary to set the switching frequency fsw with respect to the condition where ⁇ IL is the maximum.
  • FIG. 4 shows an example of the characteristics of the isolated converter 3 when the switching frequency is set by a method not according to the present embodiment.
  • FIG. 4A shows the characteristics of the output voltage Vo and the switching frequency fsw.
  • FIG. 4B shows the characteristics of the output voltage Vo and the output current ripple ⁇ IL.
  • the switching frequency is set so that the output current ripple ⁇ IL is 3 A or less. However, under the condition that the output current ripple ⁇ IL is less than 3 A, the switching element operates at a switching frequency higher than necessary. The switching loss of Q1 to Q4 increases.
  • the switching frequency is changed according to the conditions such as the input / output voltage so that the output current ripple ⁇ IL becomes a constant value, thereby preventing an increase in switching loss.
  • a first embodiment of a power conversion device capable of preventing an increase in switching loss will be described.
  • FIG. 5 is a control block diagram of the isolated converter 3 in the controller 6 of the power converter of the present invention.
  • the control block includes a Dst calculation unit 51, an fsw calculation unit 52, and a drive signal generation unit 53.
  • the Dst calculation unit 51 performs PI control based on the deviation between the output voltage Vo or / and the output current average value Io and the output voltage command value Vref or / and the output current command value Iref, and calculates Dst. Note that the Dst calculation method of the Dst calculation unit 51 is not limited to PI control as long as it is implemented based on the deviation.
  • the fsw calculation unit 52 includes a ⁇ IL calculation unit 60, a difference unit 61, a PI calculation unit 62, a difference unit 63, and a unit period delay unit 64.
  • ⁇ IL calculation unit 60 Dst calculated by the Dst calculation unit 51, the output current average value Io, the output voltage Vo, the input voltage Vi, and the switching frequency fsw before the unit cycle through the unit cycle delay unit 64 are input.
  • ⁇ IL is calculated based on Equation (10) described above.
  • the difference unit 61 outputs a difference ⁇ ILerr between ⁇ IL and the command value ⁇ ILref of ⁇ IL.
  • the PI calculator 62 performs a PI calculation on ⁇ ILerr and outputs an operation amount f of fsw.
  • the subtractor 63 adds and subtracts the initial switching frequency fsw0 and the manipulated variable f and outputs the switching frequency fsw.
  • the switching frequency fsw for controlling the output current ripple ⁇ IL to the predetermined value ⁇ ILref is calculated.
  • the drive signal generation unit 53 calculates the simultaneous ON times Tst of the switching elements Q1 and Q4 and Q2 and Q3 based on Dst calculated by the Dst calculation unit 51 and fsw calculated by the fsw calculation unit 52, and the switching element Q1 Drive signals P1 to P4 for driving Q4 are output.
  • FIG. 6 shows an example of the characteristics of the isolated converter 3 according to the first embodiment.
  • FIG. 6A shows the characteristics of the output voltage Vo and the switching frequency fsw
  • FIG. The characteristics of the output voltage Vo and the output current ripple ⁇ IL are shown.
  • a solid line indicates a case where the present embodiment is applied, and a dotted line indicates a case where the present embodiment is not applied.
  • FIGS. 6A and 6B when the output current ripple is controlled to a constant value, the switching frequency fsw decreases under the condition that the output current ripple ⁇ I is small in the conventional example. Thereby, an increase in switching frequency can be prevented in the continuous current mode, and switching loss can be reduced.
  • FIGS. 1 The circuit configuration diagram of the power converter 1 is the same as that of FIG. 1 shown in the first embodiment.
  • the first embodiment a method for preventing an increase in the switching frequency in the continuous current mode in which the output current IL always flows within the switching period Tsw has been described.
  • the expression (10) in the first embodiment Cannot be used as a formula for calculating ⁇ IL in the output current discontinuous mode. Therefore, in the second embodiment, a method for reducing the switching loss by controlling ⁇ IL to a predetermined value in consideration of the output current discontinuous mode will be described.
  • FIG. 7 shows current and voltage waveforms in the switching period Tsw in the output current discontinuous mode of the isolated converter 3 of the power conversion device 1.
  • ⁇ IL2 ADst / fsw (13)
  • FIG. 8 is a control flowchart of the second embodiment.
  • the control unit 6 calculates the duty Dst based on the average output current value Io, the output voltage Vo, and the input voltage Vi.
  • the output current ripple ⁇ IL is calculated based on Expression (10).
  • step S102 if ⁇ IL ⁇ 2Io is satisfied, the process proceeds to step S103.
  • step S103 the output current continuous mode is set.
  • step S104 ⁇ IL used for calculating the deviation is set to ⁇ IL based on equation (10), and the process proceeds to step S108.
  • step S105 the operation mode is set to the output current discontinuous mode.
  • step 106 ⁇ IL2 is calculated based on the equation (13).
  • step 107 ⁇ IL used for calculating the deviation is set to ⁇ IL2, and the process proceeds to step S108.
  • step S108 a command value ⁇ ILref of ⁇ IL and a deviation ⁇ ILerr of ⁇ IL are calculated.
  • step S109 PI calculation is performed based on ⁇ ILerr to calculate the switching frequency fsw.
  • the switching frequency fsw can be reduced under the condition that the output current ripple ⁇ I is small.
  • the output current ripple can be controlled to a predetermined value. As a result, an increase in switching frequency can be prevented and switching loss can be reduced.
  • the power conversion apparatus 1 includes a switching circuit Q1 to Q4 that inputs a first DC voltage Vi and outputs a first AC voltage, and a primary winding N1 between output terminals of the switching circuits Q1 to Q4. Is connected between the transformer T that outputs the second AC voltage to the secondary winding N2, and the output terminal of the transformer T, and the rectifier circuit that converts the second AC voltage into the second DC voltage D11 to D14 and a control unit 6 that outputs a signal for driving the switching circuits Q1 to Q4.
  • the control unit 6 is configured so that the ripple of the output current of the rectifier circuits D11 to D14 becomes a predetermined value.
  • the switching frequency of the switching circuits Q1 to Q4 is changed. Thereby, the power converter device which reduced switching loss can be provided.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the characteristics of the present invention are not impaired. .

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

電力変換装置のスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。　ｆｓｗ演算部５２は、ΔＩＬ演算部６０、差分器６１、ＰＩ演算器６２、差分器６３、単位周期遅延器６４で構成される。ΔＩＬ演算部６０では、Ｄst演算部５１で演算されたＤｓｔ、出力電流平均値Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，入力電圧Ｖｉ，及び単位周期遅延器６４を介した単位周期前のスイッチング周波数ｆｓｗを入力し、前述した式（３）に基づいてΔＩＬを演算する。差分器６１では、ΔＩＬとΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆの偏差ΔＩＬｅｒｒを出力する。ＰＩ演算器６２では、ΔＩＬｅｒｒに対してＰＩ演算を行い、ｆｓｗの操作量ｆを出力する。差分器６３では初期スイッチング周波数ｆｓｗ０と操作量ｆの加減算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを出力する。以上によって、出力電流リップルΔＩＬを所定値ΔＩＬｒｅｆに制御するスイッチング周波数ｆｓｗを演算する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　近年、地球環境保全への意識の高まりから、ハイブリッド車や電気自動車の普及が進められている。ハイブリッド車や電気自動車は、走行モータ駆動用の蓄電池をもつ。この蓄電池を充電する方法として、直流電力を供給する方法と商用電源等の交流電源から交流電力を供給する方法がある。交流電源から蓄電池を充電する場合には、電力変換装置の出力に交流電源の周波数に起因する電流または電圧のリップル（脈動）が生じる。特許文献１では、スイッチング回路で生成する一次電圧の時比率を制御することによって、交流電源の周波数に起因する電力変換装置の出力リップルを所望の大きさにする方法が開示されている。
　一般的に電力変換装置から出力される電流または電圧のリップルは、入力電圧や出力電圧等の条件によって大きさが変わる。特許文献１には、交流電源の周波数成分つまり低周波成分によって引き起こされる出力電流または電圧のリップル（脈動）を所望の大きさに制御する方法について開示されている。しかし、スイッチング周波数成分等の高周波の出力電流リップルを所望の値に制御することについては考慮されていない。
特開２０１２－２２２９５１号公報
　高周波の出力電流リップルが最大の条件に合わせて出力電流リップルが一定値以下となるようにスイッチング周波数を設計すると、出力電流リップルが小さい条件では、必要以上に出力電流リップルが小さくなるが、一方でスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。
　本発明の電力変換装置は、第１の直流電圧を入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力端子間に１次巻線が接続され、２次巻線に第２の交流電圧を出力するトランスと、前記トランスの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力電流を検出する検出回路と、前記スイッチング回路を駆動する信号を出力する制御部とを備え、前記制御部は、前記出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる。
　本発明によれば、スイッチング損失を低減した電力変換装置を提供することができる。
第１の実施形態の電力変換装置の回路構成図である。 第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流連続モードにおける電圧および電流波形である。 第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流波形である。 （Ａ）（Ｂ）本実施形態によらない方法でスイッチング周波数を設定した場合の絶縁型コンバータの出力電圧とスイッチング周波数および出力電流リップルの特性図である。 第１の実施形態の電力変換装置の制御ブロック図である。 （Ａ）（Ｂ）第１の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの出力電圧とスイッチング周波数および出力電流リップルの特性図である。 第２の実施形態の電力変換装置の絶縁型コンバータの電流不連続モードにおける電圧および電流波形である。 第２の実施形態の電力変換装置の制御フローチャートである。
（第１の実施形態）
　以下、本発明の第１の実施形態について図１～図５を参照して説明する。
　図１は、本実施形態における電力変換装置１の回路構成図である。電力変換装置１は、交流電源４から端子Ｔｍ１－Ｔｍ２間に交流電力を入力して、端子Ｔｍ５－Ｔｍ６間に直流電力を出力し、端子Ｔｍ５－Ｔｍ６に接続された蓄電池５を充電する。ここで、蓄電池５はリチウムイオン電池等を複数接続して構成される高電圧バッテリであるが、蓄電池の種類、電圧レベル等は異なってもよい。また、交流電源４は商用電源であるが、発電装置等であってもよい。
　電力変換装置１は、端子Ｔｍ１－Ｔｍ２と端子Ｔｍ３－Ｔｍ４間にＡＣ－ＤＣコンバータ２を、端子Ｔｍ３－Ｔｍ４と端子Ｔｍ５－Ｔｍ６間に絶縁型コンバータ３を備える。ＡＣ－ＤＣコンバータ２は、交流電圧を入力して直流電圧を出力する。絶縁型コンバータ３は、全波整流された直流電圧を、絶縁した直流電圧に変換する。さらに、電力変換装置１は、ＡＣ－ＤＣコンバータ２および絶縁型コンバータ３を制御する制御部６を備える。
　ＡＣ－ＤＣコンバータ２は、ブリッジ接続したダイオードＤ１５～Ｄ１８を備え、端子Ｔｍ１－Ｔｍ２間に入力される交流電圧を全波整流し、直流電圧に変換する。ブリッジ接続による全波整流回路は、ダイオードＤ１５とＤ１６、ダイオードＤ１７とＤ１８をそれぞれ直列に接続し、直列に接続されたダイオードを並列に接続して成る。全波整流回路で全波整流された電圧は、直流端子に接続されたチョークコイルＬ１と、スイッチング素子Ｑ５と、昇圧ダイオードＤ２０と、平滑コンデンサＣ１により構成された昇圧チョッパ回路へ入力される。この昇圧チョッパ回路でスイッチング素子Ｑ５をＯＮ/ＯＦＦスイッチング動作させ、全波整流された電圧を昇圧して平滑化した直流電圧として端子Ｔｍ３－Ｔｍ４間に出力する。なお、スイッチング素子Ｑ５のスイッチング動作信号は制御部６より出力される。ＡＣ－ＤＣコンバータ２は、さらに、交流電源４の電圧波形と端子Ｔｍ１－Ｔｍ２間に入力される電流波形とを相似波形に近づける力率改善制御を行う。
　絶縁型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４、および逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４から構成される矩形波生成回路を備えている。矩形波生成回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続して第１レッグを、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を直列接続して第２レッグを構成し、各レッグを並列に接続してブリッジ接続している。さらに、絶縁型コンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の直列接続点に共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒとが直列接続された１次巻線Ｎ１を有し、この１次巻線Ｎ１と磁気結合する２次巻線Ｎ２を有するトランスＴを備えている。トランスＴの２次巻線Ｎ２にはブリッジ接続されたダイオードＤ１１～Ｄ１４によって構成される整流回路が設けられている。この整流回路は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２の直列接続点とダイオードＤ１３，Ｄ１４の直列接続点との間を交流端子間として２次巻線Ｎ２に接続している。整流回路と端子Ｔｍ５－Ｔｍ６間にはチョークコイルＬと平滑コンデンサＣ３から構成される平滑回路が接続される。
　このように構成される絶縁型コンバータ３は、いわゆるフルブリッジ型の位相シフト方式ＤＣ－ＤＣコンバータである。矩形波生成回路では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうち、Ｑ１とＱ４の組を同時にオンし、Ｑ２とＱ３の組を同時にオンすることで平滑コンデンサＣ２の電圧から矩形波交流電圧を生成する。ここで、Ｑ１～Ｑ４のオン・デューティは５０％を基本とし、Ｑ１とＱ４を相補的に、およびＱ２とＱ３を相補的にスイッチングさせる。また、第１レッグと第２レッグの位相差を変える位相シフト制御を行うことでＱ１とＱ４の同時オン時間、およびＱ２とＱ３の同時オン時間を変える。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４等より構成される矩形波生成回路で生成した矩形波交流電圧は、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の直列接続点とスイッチング素子Ｑ３とＱ４の直列接続点の間に接続される共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒと１次巻線Ｎ１との直列接続体の両端に印加される。これにより、１次巻線Ｎ１に交流電流を流す。１次巻線Ｎ１に流れる交流電流は、２次巻線Ｎ２に交流の誘導電流を流す。交流の誘導電流は、整流ダイオードＤ１１～Ｄ１４をフルブリッジ接続した整流回路によって全波整流し、チョークコイルＬおよび平滑コンデンサＣ３から構成される平滑回路によって端子Ｔｍ５－Ｔｍ６間に平滑された直流電圧を出力し、蓄電池５を充電する。
　なお、絶縁型コンバータ３において、矩形波生成回路は、フルブリッジ構成に限らず、共振インダクタＬｒと偏磁防止用コンデンサＣｒと１次巻線Ｎ１の直列接続体に交流電圧を印加し、交流電流を流し得る構成であればよい。また、整流回路は、整流ダイオードのフルブリッジ接続に限らず、２次巻線Ｎ２に誘導される交流電流を整流して直流に変換し得る構成であればよい。さらに、１次巻線Ｎ１と直列に共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを接続しているが、２次巻線Ｎ２と直列に共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを接続してもよい。さらに、１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｎ２それぞれに、共振インダクタＬｒ、および偏磁防止用コンデンサＣｒを直列に接続してもよく、共振インダクタＬｒはトランスＴの漏れインダクタンス等を利用して省略してもよい。また、１次巻線Ｎ１または２次巻線Ｎ２の電流を検出し、検出電流に基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御することで、トランスＴの偏磁を防止できる場合には偏磁防止用コンデンサＣｒを省略してもよい。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４が接続されているが、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを利用するようにしてもよい。
　制御部６は、ＡＣ－ＤＣコンバータ２が備えるスイッチング素子Ｑ５、および絶縁型コンバータ３が備えるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の制御を行う。制御部６には、絶縁型コンバータ３の入力電圧を検出する電圧センサ１１、および出力電圧を検出する電圧センサ１２、ＡＣ－ＤＣコンバータ２の入力電流を検出する電流センサ２１、絶縁型コンバータ３の出力電流を検出する電流センサ２２が接続される。
　図２は、以上のように構成される電力変換装置１の絶縁型コンバータ３の出力電流連続モードにおけるスイッチング周期Ｔｓｗの電流および電圧波形である。図２において、Ｐ１～Ｐ４は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動信号、ＩＬ，ＩＬｒ、ＩＬｍはＬ，Ｌｒ，Ｌｍに流れる電流、ＶＬ、ＶＬｒ、ＶＬｍはＬ、Ｌｒ，Ｌｍにかかる電圧である。なお、ＬｍはトランスＴの励磁インダクタンスである。図２において、Ｔｓｔは、駆動信号Ｐ１～Ｐ４のうち、Ｐ１とＰ４の同時オン時間、またはＰ２とＰ３の同時オン時間である。Ｔｓｔのうち、ＴＬｒは、共振インダクタＬｒに入力電圧Ｖｉが印加される時間、Ｔｔｒは、トランスＴの励磁インダクタンスＬｍと共振インダクタＬｒに電圧が印加される時間であり、Ｔｓｔ＝ＴＬｒ＋Ｔｔｒが成り立つ。また、Ｐ１とＰ４の同時オン時間、またはＰ２とＰ３の同時オン時間のスイッチング周期に対する比率をデューティＤｓｔとすると、Ｄｓｔ＝Ｔｓｔ／Ｔｓｗ＝Ｔｓｔ×ｆｓｗが成り立つ。なお、ｆｓｗはスイッチング周波数である。ここで、期間Ｔｔｒに着目すると、チョークコイルＬにかかる電圧ＶＬは次式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、ＮはトランスＴの巻数比であり、Ｎ＝Ｎ１÷Ｎ２である。Ｎ１は、トランスＴの１次巻数、Ｎ２は、トランスＴの２次巻数である。Ｖｉは絶縁型コンバータ３の入力電圧、Ｖｏは絶縁型コンバータ３の出力電圧である。
　チョークコイルＬに流れる電流を出力電流ＩＬ、出力電流リップルをΔＩＬとすると、ΔＩＬ＝ＶＬ×Ｔｔｒ／Ｌで求められるため、式（１）を代入して整理すると、次式（２）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　インダクタの電圧式（３）から、次の式（４）が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ＴＬｒの期間において、ΔＴはＴＬｒに、ＶＬｒはＶｉに相当するので、式（４）は式（５）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　一次側の電流の変化量ΔＩＬｒは、二次側電流の変化量ΔＩ2の1/Ｎ倍となるので、式（５）は式（６）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  ここで、以下に説明するように、次式（７）が成り立つので、式（６）と式（７）から式（８）が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　図３は、ＴＬｒの期間に流れる電流を示す図である。図３で、ＩＤ11，ＩＤ13はダイオードＤ１１，Ｄ１３に流れる電流であり、I2はトランスＴの２次巻線に流れる電流である。図３に示す電流ΔI2より、式（７）が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　式（８）を式（２）へ代入して次式（９）が求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　Ｉｏは出力電流ＩＬのスイッチング周期Ｔｓｗにおける平均値である。式（２）は、両辺にΔＩＬを含んでいるため、ΔＩＬについて整理すると、電流連続モードにおける出力電流リップルΔＩＬは、結局、次式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ここで、ＡおよびＢは次式（１１）および（１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　　　　Ｂ＝（ＮＶｉ／Ｌｒ－Ｖｏ／Ｌ）　　　　　　　・・・　（１２）
　式（１０）～（１２）に示したとおり、出力電流リップルΔＩＬの大きさは出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉ、出力電流平均値Ｉｏ、スイッチング周波数ｆｓｗ等の条件によって決まる。したがって、従来方法では、ΔＩＬを一定値以下とするためには、ΔＩＬが最大の条件に対してスイッチング周波数ｆｓｗを設定する必要があった。
　図４は本実施形態によらない方法でスイッチング周波数を設定した場合の絶縁型コンバータ３の特性の一例を示したものであり、図４（Ａ）は、出力電圧Ｖｏとスイッチング周波数ｆｓｗの特性を示し、図４（Ｂ）は、出力電圧Ｖｏと出力電流リップルΔＩＬの特性を示す。図４においては、例えば、出力電流リップルΔＩＬが３Ａ以下となるようにスイッチング周波数を設定しているが、出力電流リップルΔＩＬが３Ａ未満の条件では、必要以上に高いスイッチング周波数で動作し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング損失が増加してしまう。
　そこで、本実施形態では、出力電流リップルΔＩＬが一定値となるように入出力電圧等の条件に応じてスイッチング周波数を変化させ、スイッチング損失の増加を防止する。以下、スイッチング損失の増加を防止することができる電力変換装置の第１の実施形態について説明する。
　図５は本発明の電力変換装置の制御部６における絶縁型コンバータ３の制御ブロック図である。この制御ブロックは、Ｄst演算部５１、ｆｓｗ演算部５２、駆動信号生成部５３で構成される。
　Ｄst演算部５１では、出力電圧Ｖｏまたは／および出力電流平均値Ｉｏと出力電圧指令値Ｖｒｅｆまたは／および出力電流指令値Ｉｒｅｆとの偏差に基づいてＰＩ制御を行い、Ｄｓｔを演算する。なお、Ｄst演算部５１のＤｓｔ演算方法は、偏差に基づいて実施されるものであればよく、ＰＩ制御に限らない。
　ｆｓｗ演算部５２は、ΔＩＬ演算部６０、差分器６１、ＰＩ演算器６２、差分器６３、単位周期遅延器６４で構成される。ΔＩＬ演算部６０では、Ｄst演算部５１で演算されたＤｓｔ、出力電流平均値Ｉｏ，出力電圧Ｖｏ，入力電圧Ｖｉ，及び単位周期遅延器６４を介した単位周期前のスイッチング周波数ｆｓｗを入力し、前述した式（１０）に基づいてΔＩＬを演算する。差分器６１では、ΔＩＬとΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆの偏差ΔＩＬｅｒｒを出力する。ＰＩ演算器６２では、ΔＩＬｅｒｒに対してＰＩ演算を行い、ｆｓｗの操作量ｆを出力する。差分器６３では初期スイッチング周波数ｆｓｗ０と操作量ｆの加減算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを出力する。以上によって、出力電流リップルΔＩＬを所定値ΔＩＬｒｅｆに制御するスイッチング周波数ｆｓｗを演算する。
　駆動信号生成部５３では、Ｄst演算部５１で演算したＤｓｔと、ｆｓｗ演算部５２で演算したｆｓｗに基づいて、スイッチング素子Ｑ１とＱ４およびＱ２とＱ３の同時オン時間Ｔｓｔを演算し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動する駆動信号Ｐ１～Ｐ４を出力する。
　以上のように制御部６を構成することで、出力電流リップルΔＩＬを所定値に制御することができる。図６は、第１実施形態における絶縁型コンバータ３の特性の一例を示したものであり、図６（Ａ）は、出力電圧Ｖｏとスイッチング周波数ｆｓｗの特性を示し、図６（Ｂ）は、出力電圧Ｖｏと出力電流リップルΔＩＬの特性を示す。実線は本実施形態を適用した場合、点線は本実施形態を適用しない場合を示す。図６（Ａ）、（Ｂ）に示したとおり、出力電流リップルを一定値に制御した場合、従来例で出力電流リップルΔＩが小さい条件では、スイッチング周波数ｆｓｗが低下する。これにより、電流連続モードにおいてスイッチング周波数の増加を防止することができ、スイッチング損失を低減することができる。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態について図７～図８を参照して説明する。電力変換装置１の回路構成図は第１の実施形態で示した図１と同様である。
　第１の実施形態では、出力電流ＩＬがスイッチング周期Ｔｓｗ内で常に流れる電流連続モードにおいて、スイッチング周波数の増加を防止する方法を示した。しかし、スイッチング周期Ｔｓｗ内で出力電流ＩＬが流れている期間と、出力電流ＩＬが０となる期間とを持つ出力電流不連続モードが存在する場合には、第１の実施形態における式（１０）を出力電流不連続モードのΔＩＬの算出式として使用できない。そこで、第２の実施形態では、出力電流不連続モードを考慮してΔＩＬを所定値に制御しスイッチング損失を低減する方法を説明する。
　図７は、電力変換装置１の絶縁型コンバータ３の出力電流不連続モードにおけるスイッチング周期Ｔｓｗの電流および電圧波形である。図７に示すとおり、出力電流不連続モードにおいては、共振インダクタＬｒに入力電圧が印加される期間ＴＬｒがないため、Ｔｔｒ＝Ｔｓｔが成り立つ。また、ＴＬｒ＝０であるから、式（９）において、ＴＬｒ＝（２Ｉｏ－ΔＩＬ）／（ＮＶｉ／Ｌｒ－Ｖｏ／Ｌ）が０となる。したがって、不連続モードにおける出力電流リップルをΔＩＬ２とすると、ΔＩＬ２は、次式（１３）で表される。
　　　　ΔＩＬ２＝ＡＤｓｔ／ｆｓｗ　　　　　　　　　・・・（１３）
　以上を考慮して、出力電流連続モードと出力電流不連続モードの両方が存在する場合には、モードによって、演算を異ならせればよい。具体的には、出力電流連続モードでは、式（１０）を、出力電流不連続モードでは、式（１３）を適用する。なお、出力電流不連続モードと出力電流不連続モードの境界ではΔＩＬ＝２Ｉｏとなるため、出力電流連続モードと出力電流不連続モードを判定するには、ΔＩＬと２Ｉｏを比較する。ΔＩＬ＜２Ｉｏの場合には、出力電流連続モードとなり、ΔＩＬ≧２Ｉｏの場合には出力電流不連続モードとなる。
　図８は、第２の実施形態の制御フローチャートである。以下、図８を用いて、出力電流不連続モードを考慮した制御方法を説明する。
　図８のステップＳ１００で、制御部６は出力電流平均値Ｉｏ、出力電圧Ｖｏ、入力電圧Ｖｉに基づいて、デューティＤｓｔを演算する。次に、ステップＳ１０１で、式（１０）に基づいて出力電流リップルΔＩＬを演算する。
　ステップＳ１０２で、ΔＩＬ≦２Ｉｏを満たす場合にはステップＳ１０３に移る。ステップＳ１０３で、出力電流連続モードに設定する。ステップＳ１０４で、偏差の演算に使用するΔＩＬを式（１０）に基づいたΔＩＬに設定し、ステップＳ１０８に移る。
　一方、ステップＳ１０２で、ΔＩＬ≦２Ｉｏを満たさない場合には、ステップＳ１０５に移る。ステップＳ１０５で、動作モードを出力電流不連続モードに設定する。ステップ１０６で式（１３）に基づいてΔＩＬ２を演算する。ステップ１０７で偏差の演算に使用するΔＩＬをΔＩＬ２に設定し、ステップＳ１０８に移る。
　ステップＳ１０８で、ΔＩＬの指令値ΔＩＬｒｅｆとΔＩＬの偏差ΔＩＬｅｒｒを演算する。最後に、ステップＳ１０９で、ΔＩＬｅｒｒに基づいてＰＩ演算を行い、スイッチング周波数ｆｓｗを演算する。
　以上説明した実施形態によれば、出力電流リップルΔＩが小さい条件において、スイッチング周波数ｆｓｗを低下することができる。また、出力電流連続モードおよび出力電流不連続モードのいずれにおいても、出力電流リップルを所定値に制御することができる。この結果、スイッチング周波数の増加を防止することができ、スイッチング損失を低減することができる。
　以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）電力変換装置１は、第１の直流電圧Ｖｉを入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路Ｑ１～Ｑ４と、前記スイッチング回路Ｑ１～Ｑ４の出力端子間に１次巻線Ｎ１が接続され、２次巻線Ｎ２に第２の交流電圧を出力するトランスＴと、前記トランスＴの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路Ｄ１１～Ｄ１４と、前記スイッチング回路Ｑ１～Ｑ４を駆動する信号を出力する制御部６とを備え、前記制御部６は、前記整流回路Ｄ１１～Ｄ１４の出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数を変化させる。これにより、スイッチング損失を低減した電力変換装置を提供することができる。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。
１…電力変換装置
２…ＡＣ－ＤＣコンバータ
３…絶縁型コンバータ
４…交流電源
５…蓄電池
６…制御部
１１～１２…電圧センサ
２１～２２…電流センサ
５１…Ｄｓｔ演算部
５２…ｆｓｗ演算部
５３…駆動信号生成部
Ｃ１～Ｃ３…平滑コンデンサ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ１～Ｄ４、Ｄ２３～Ｄ２５…逆並列ダイオード
Ｄ１１～Ｄ１８…整流ダイオード
Ｄ２０…ダイオード
Ｌ、Ｌ１…チョークコイル
Ｌｒ…共振インダクタ
Ｎ１～Ｎ２…トランス巻線
Ｑ１～Ｑ５…スイッチング素子
Ｔｍ１～Ｔｍ６…端子
Ｔ…トランス

Claims (7)

  1. 　第１の直流電圧を入力して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の出力端子間に１次巻線が接続され、２次巻線に第２の交流電圧を出力するトランスと、
    　前記トランスの出力端子間に接続され、前記第２の交流電圧を第２の直流電圧に変換する整流回路と、
    　前記スイッチング回路を駆動する信号を出力する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、前記整流回路の出力電流のリップルが所定値となるように、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記第１の直流電圧、前記第２の直流電圧、および前記出力電流の少なくとも一つを検出し、
    　前記制御部は、検出された前記第１の直流電圧、前記第２の直流電圧、および前記出力電流の少なくとも一つに基づいて前記出力電流のリップルを演算する電力変換装置。
  3. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記制御部は、前記出力電流のリップルの演算値と目標値との偏差に応じて、前記スイッチング回路の前記スイッチング周波数を変化させる電力変換装置。
  4. 　請求項３に記載の電力変換装置において、
    　前記制御部は、前記出力電流が連続となる出力電流連続モードと前記出力電流が０になる期間を含む出力電流不連続モードの何れの動作モードであるかを前記出力電流のリップルの演算値に基づいて判別し、前記動作モードに応じて前記出力電流のリップルの演算を異ならせる電力変換装置。
  5. 　請求項１～請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
    　前記スイッチング回路は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを直列接続した第１のスイッチングレッグと、第３のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを直列接続した第２のスイッチングレッグとを備え、
    　前記制御部は、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の直列接続点と、前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子の直列接続点との間を前記スイッチング回路の出力端子間とし、前記スイッチング回路の前記出力端子間に出力する前記第１の交流電圧のデューティを制御する電力変換装置。
  6. 　請求項５に記載の電力変換装置において、
    　前記制御部は、前記第１のスイッチング素子に対して前記第２のスイッチング素子を相補的にオン・オフし、前記第３のスイッチング素子に対して前記第４のスイッチング素子を相補的にオン・オフし、前記第１のスイッチングレッグに対する前記第２のスイッチングレッグの位相差を可変する位相シフト制御を行う電力変換装置。
  7. 　請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置において、
    　前記スイッチング回路へ前記第１の直流電圧を出力するＡＣ－ＤＣコンバータを備える電力変換装置。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6489567B1 (ja) * 2018-04-16 2019-03-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2019154173A (ja) * 2018-03-05 2019-09-12 オムロン株式会社 非接触給電装置
JP2019180128A (ja) * 2018-03-30 2019-10-17 株式会社オリジン コンバータ及び双方向コンバータ
WO2021130812A1 (ja) * 2019-12-23 2021-07-01 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2021191193A (ja) * 2020-06-04 2021-12-13 株式会社日立産機システム 電力変換装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009100607A (ja) * 2007-10-19 2009-05-07 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd デジタル制御電源装置
JP2010193561A (ja) * 2009-02-16 2010-09-02 Toyota Motor Corp 車両の電源システム
JP2014052314A (ja) * 2012-09-07 2014-03-20 Sumitomo Heavy Ind Ltd 充放電検査装置
JP2015144554A (ja) * 2013-12-24 2015-08-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
WO2015118631A1 (ja) * 2014-02-05 2015-08-13 三菱電機株式会社 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009100607A (ja) * 2007-10-19 2009-05-07 Hitachi Computer Peripherals Co Ltd デジタル制御電源装置
JP2010193561A (ja) * 2009-02-16 2010-09-02 Toyota Motor Corp 車両の電源システム
JP2014052314A (ja) * 2012-09-07 2014-03-20 Sumitomo Heavy Ind Ltd 充放電検査装置
JP2015144554A (ja) * 2013-12-24 2015-08-06 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電力変換装置
WO2015118631A1 (ja) * 2014-02-05 2015-08-13 三菱電機株式会社 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019154173A (ja) * 2018-03-05 2019-09-12 オムロン株式会社 非接触給電装置
WO2019171784A1 (ja) * 2018-03-05 2019-09-12 オムロン株式会社 非接触給電装置
US11108273B2 (en) 2018-03-05 2021-08-31 Omron Corporation Contactless power transmission apparatus with stable bidirectional power transmission
JP2019180128A (ja) * 2018-03-30 2019-10-17 株式会社オリジン コンバータ及び双方向コンバータ
JP6489567B1 (ja) * 2018-04-16 2019-03-27 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2019187175A (ja) * 2018-04-16 2019-10-24 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2021130812A1 (ja) * 2019-12-23 2021-07-01 三菱電機株式会社 電力変換装置
JPWO2021130812A1 (ja) * 2019-12-23 2021-07-01
JP7109688B2 (ja) 2019-12-23 2022-07-29 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2021191193A (ja) * 2020-06-04 2021-12-13 株式会社日立産機システム 電力変換装置
JP7362549B2 (ja) 2020-06-04 2023-10-17 株式会社日立産機システム 電力変換装置

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