JP3874291B2

JP3874291B2 - 電源装置

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Inventors: 武上松
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Description

本発明は、電源装置に関する。本発明に係る電源装置は、例えば、スイッチング電源の前段に接続される電源入力回路として用いられ、またはスイッチング電源そのものとして用いられる。

この種の電源装置としては、従来より、昇圧形と、昇降圧形がよく知られている。昇圧形電源装置としては、整流回路と平滑用コンデンサとを備え、整流回路と平滑用コンデンサとの間にチョークコイルを接続し、チョークコイルよりは後段の電源ライン間にスイッチング素子を接続し、スイッチング素子より後段の電源ラインに直列にダイオードを接続し、更にこのダイオードの後段の電源ライン間に出力用コンデンサを接続し、出力用コンデンサの両端を出力端に導いた基本回路構成を有するものがよく知られている。この回路構成において、電源から供給されるエネルギーと、スイッチング素子のオン期間にチョークコイルに蓄積されたエネルギーとにより、ダイオードを通して、出力用コンデンサを一方向に充電し、出力コンデンサの両端に昇圧された電圧を生じさせる。

昇降圧形電源装置の代表例は、変換トランスの入力巻線にスイッチング素子を直列に接続し、スイッチング素子のオン期間に変換用トランスに蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間に負荷側に伝送するフライバックコンバータ方式である。

しかしながら、上述した従来の電源装置には、次のような問題点がある。まず、昇圧形電源装置は、スイッチング素子が電源ライン間のみに接続され、電源ラインに直列に接続されるスイッチング素子を有しない。このため、スイッチング素子がスイッチング動作を停止して、オフの状態にあるときに、入力電圧がそのまま出力されてしまう。更に、出力端が短絡された場合または過負荷となった場合に過電流保護ができないことや、平滑コンデンサに突入電流が流れ、電源電圧の瞬時低下や整流回路の電気的破壊を招くこともあり、更に、出力電圧が入力電圧よりも必ず高くなるため後段に許容入力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータを必要とすること等の不具合を生じる。

次に、昇降圧形電源装置は、変換トランスによって入力端と出力端とが絶縁されるため、昇圧形電源装置と異なって、電源ラインに直列に接続されるスイッチング素子がないことに起因する問題点は生じない。しかし、全てのエネルギーを、変換トランスを介して伝送しなければならない。このため、エネルギー変換効率の低下、回路自体の大型化を招来する。

これらの問題点を解決るために、例えば、特許文献１は、第１のエネルギー伝送回路と第２のエネルギー伝送回路とを備えた電源装置を開示している。特許文献１に開示された電源装置は、トランス及び第１のスイッチング素子を含む第１のエネルギー伝送回路により、昇降圧形電源装置と同様の構成を実現するとともに、第２のスイッチング素子及び前記トランスの出力巻線とを含む第２のエネルギー伝送回路により、昇圧形電源装置と同様の構成を実現することにより、上述した昇圧形電源装置及び昇降圧形電源装置のそれぞれの問題点を解決している。

しかしながら、特許文献１に開示された電源装置は、出力電圧値のみを用いて制御する方式であるため、トランスに流れる電流がゼロとなる期間が生じる。このため、特許文献１に開示された電源装置では、負荷に大電力（例えば、２００Ｗ以上）を供給する場合、トランスに流れる電流がゼロでない期間に、電流が集中して流れることになるから、トランスに流れる電流のピーク値が上昇することとなる。

このため、特許文献１に開示された電源装置では、負荷に大電力を供給する場合、大電流を流し得る大型のトランスを用いる必要や、大電流をスイッチングできる大容量スイッチング素子を用いる必要が生じ、電源装置が高コスト化するという問題や、電源装置が大型化するという問題が生じていた。
特開平８−７０５７３号公報

本発明の課題は、負荷に大電力を供給できる電源装置を提供することである。

本発明のもう１つの課題は、低コスト化を実現し得る電源装置を提供することである。

本発明の更にもう１つの課題は、小型化を実現し得る電源装置を提供することである。

上述した課題を解決するため、本発明に係る電源装置は、入力端と、出力端と、第１のエネルギー伝送回路と、第２のエネルギー伝送回路と、電圧検出部と、電流検出部と、制御回路とを含む。

入力端は、直流電圧が供給される端であり、第１のエネルギー伝送回路は、トランスと、第１のスイッチング素子と、第２のダイオードと、コンデンサとを含んでいる。

第１のスイッチング素子は、トランスの入力巻線に直列に接続されている。

第２のダイオードは、第１のスイッチング素子のオフ時に出力巻線に発生する電圧に対して順方向となる方向性を有して、出力巻線と直列に接続され、その直列回路が出力端に導かれている。

コンデンサは、出力端間に接続されている。

第１のエネルギー伝送回路は、第１のスイッチング素子のオン期間にトランスに蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間にトランスの出力巻線を通して、入力端から出力端に伝送する回路を構成している。

第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子と、トランスの出力巻線と、第１のダイオードとを含む。

第２のスイッチング素子、出力巻線及び第１のダイオードは、入力端の一方から出力端の一方、負荷及び出力端の他方を通って入力端の他方に戻る回路ループを構成している。

第１のダイオードは、その一端が第２のダイオードの一端と同極の関係で接続されており、第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子のオン時に出力巻線を通して入力端から出力端にエネルギーを伝送する回路を構成している。

電圧検出部は、出力端の電圧を検出し、電圧検出信号を生成する。

電流検出部は、トランスに流れる電流を検出し、電流検出信号を生成する。

制御回路は、電圧検出信号、及び、電流検出信号を用いて、トランスに流れる電流が連続となるように、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。

上述したように、本発明に係る電源装置は、第１のエネルギー伝送回路を含む。第１のエネルギー伝送回路は、トランスと、第１のスイッチング素子とを含み、第１のスイッチング素子がトランスの入力巻線に直列に接続されている。

このため、第１のエネルギー伝送回路は、フライバック方式等の昇降圧型電源装置と同様に、第１のスイッチング素子のオン期間にトランスに蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間にトランスの出力巻線を通して、出力端に伝送することができる。

したがって、本発明に係る電源装置は、フライバック方式等の昇降圧型電源装置と同様の動作を実現し得るので、第１のスイッチング素子がスイッチング動作を停止して、オフの状態にあるときに、入力電圧がそのまま出力されてしまう事態が生じない。更に、出力端が短絡された場合または過負荷となった場合には、第１のスイッチング素子のスイッチングにより、過電流保護を実現することができる。また、トランスを介して電力を伝送する構成であるから、出力端に備えられた平滑コンデンサに突入電流が流れるおそれが生じない。更に、出力電圧値を任意に設定できるので、後段に許容入力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータを備える必要が生じない。

本発明に係る電源装置は、第２のエネルギー伝送回路を含む。第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子と、トランスの出力巻線とを含む。第２のスイッチング素子及び出力巻線は、入力端の一方から出力端の一方、負荷及び出力端の他方を介して入力端の他方に戻る回路ループ内に挿入接続される。

このため、第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子のオン時に出力巻線を通して入力端から出力端にエネルギーを伝送する回路を構成することができる。即ち、第２のエネルギー伝送回路は、電源から供給されるエネルギーを出力端に伝送すると共に、第１のスイッチング素子のオン期間にトランスに蓄積されたエネルギーを、第２のスイッチング素子のオン期間に出力端に伝送することができる。

したがって、本発明に係る電源装置では、第２のエネルギー伝送回路により、入力端から出力端へエネルギーを伝送する場合、トランスの入力巻線と、出力巻線との電磁結合を介してエネルギーを伝送する必要がなくなるので、トランスの負担が軽減され、変換効率が上昇する。また、トランスの出力巻線がチョークコイルとして兼用されるから、専用のチョークコイルが不要であり、部品点数の減少、小型化及びコストダウンが達成される。

更に、本発明に係る電源装置では、第１のエネルギー伝送回路に含まれる第１のスイッチング素子、及び、第２のエネルギー伝送回路に含まれる第２のスイッチング素子が、入力端から見て、互いに並列になる。このため、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子が同時にオンしても、エネルギー伝送時の電流が分流し、スイッチング素子による電力損失を低減できる。

更に、本発明に係る電源装置は、電圧検出部と、制御回路とを含む。電圧検出部は、出力端の電圧を検出し、電圧検出信号を生成する。制御回路は、電圧検出信号を用いて、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。

このため、本発明に係る電源装置は、出力電圧を一定にしたり、入力側から出力側へのエネルギー伝送を連続的に行い力率を改善する等の制御をすることができる。

更に、本発明に係る電源装置は、電流検出部を含む。電流検出部は、トランスに流れる電流を検出し、電流検出信号を生成する。制御回路は、電圧検出信号に加えて、電流検出信号を用いることにより、第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御し、トランスに流れる電流が連続となるように制御することができる。

このように、トランスに流れる電流が連続となるように制御することにより、トランスに流れる電流がゼロとなる期間に電流が集中して流れることがないので、トランスに流れる電流のピーク値が上昇することがない。

したがって、本発明に係る電源装置は、大電流を流し得る大型のトランスや、大電流をスイッチングできる大容量スイッチング素子を用いることなく、負荷に大電力（例えば、２００Ｗ以上）を供給できる。

また、本発明に係る電源装置は、大電流を流し得る大型のトランスを用いる必要や、大電流をスイッチングできる大容量スイッチング素子を用いる必要が生じないから、電源装置が高コスト化するという問題や、電源装置が大型化するという問題を回避することができる。

本発明の他の特徴及びそれによる作用効果は、添付図面を参照し、実施例によって更に詳しく説明する。

図１は、本発明に係る電源装置の一実施例を示す電気回路図、図２は、図１に示した電源装置の動作を説明するタイムチャート図である。

図１において、本発明に係る電源装置は、第１のエネルギー伝送回路と、第２のエネルギー伝送回路と、入力端１１、１２と、出力端２１、２２と、電圧検出部５１と、電流検出部５２と、制御回路９とを含む。制御回路９は、例えば、２個の汎用ＰＦＣ（Power Factor Controller、又は、Power Factor Correction）制御ＩＣからなり、２個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣが互いに同期している。また、制御回路９は、１個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣと、カウンター回路とからなるもの等であってもよい。

入力端１１、１２には、例えば、ダイオード・ブリッジ回路１１１を介して、交流電源Ｅｉが接続される。このため、入力端１１、１２には、例えば、全波整流された交流電圧が供給されることとなる。出力端２１、２２には、負荷Ｒが接続される。本発明においては、例えば、２００Ｗ程度の負荷を通常負荷、５００Ｗ程度の負荷を重負荷と見ることができる。

第１のエネルギー伝送回路は、トランス３と、第１のスイッチング素子ＳＷ１と、第２のダイオード７２と、コンデンサ８とを含んでいる。トランス３は、入力巻線３１と、出力巻線３２とを有している。黒丸印は巻始めを示している。

第１のスイッチング素子ＳＷ１は、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、トライアックまたはＩＧＢＴ等の３端子素子、或いはその他の制御極付半導体素子で構成され、その主電極回路が入力巻線３１に直列接続され、直列接続された回路が入力端１１、１２に接続され、直列回路に流れる電流をスイッチングする。

第２のダイオード７２は、出力巻線３２に直列接続され、その直列回路が出力端２１、２２に接続されている。第２のダイオード７２の極性は、第１のスイッチング素子ＳＷ１のオフ時に出力巻線３２に発生する電圧（フライバック電圧）Ｖ２に対して順方向となるように方向付けられている。

第２のエネルギー伝送回路は、第１のダイオード７１と、トランス３の出力巻線３２と、第２のスイッチング素子ＳＷ２と、コンデンサ８とを含む。第１のダイオード７１は、一端が第２のダイオード７２の一端と同極の関係で接続され、他端が入力端１１側に接続されている。

第２のスイッチング素子ＳＷ２は、例えば、ＦＥＴ等の３端子素子であり、入力端１２と出力端２２との間に接続されている。第２のスイッチング素子ＳＷ２の主電極回路は、入力端１１、１２の側からみて、出力巻線３２、第１のダイオード７１及びコンデンサ８と共に、直列回路を構成している。コンデンサ８は、出力端２１、２２に並列に接続されている。

また、第２のダイオード７２、コンデンサ８及び出力巻線３２は、エネルギー放出回路を構成し、第１のエネルギー伝送回路及び第２のエネルギー伝送回路のエネルギー伝送過程を通してトランス３に蓄積されたエネルギーを放出する。

電圧検出部５１は、例えば、出力端２１−２２間に接続され、出力電圧Ｖｏを検出する。電流検出部５２は、例えば、入力端１１に接続され、入力端１１に流れる電流を検出する。電流検出部５２は、例えば、入力端１２に接続されていてもよい。

このような構成を有する図示の電源装置において、制御回路９は、第１のスイッチング素子ＳＷ１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。制御回路９は、好ましくは、少なくとも第１のスイッチング素子ＳＷ１について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。

具体的には、例えば、制御回路９は、第１の制御信号Ｓ１を第１のスイッチング素子ＳＷ１に供給して第１の制御信号Ｓ１をオフさせた後、第２の制御信号Ｓ２を第２のスイッチング素子ＳＷ２に供給して第２のスイッチング素子ＳＷ２をオンさせるように、制御することができる。

次に、本発明に係る電源装置の具体的な動作の一実施例を説明する。図３〜図５は、図２に示したタイムチャートに対応した動作を示す回路図である。図３〜図５において、参照符号Ｖ１は第１のスイッチング素子ＳＷ１の端子電圧、参照符号Ｖ２は出力巻線３２に発生する電圧、参照符号Ｉａは入力巻線３１に流れる電流、参照符号Ｉｂは出力巻線３２及び第１のダイオード７１に流れる電流、参照符号Ｉｃは出力巻線３２及び第２のダイオード７２に流れる電流を示している。図２において、参照符号ｉ_Mはトランス３に流れる励磁電流であり、電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの何れかである。以下、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低い場合を例に説明する。

図３に示すように、時刻Ｔ１において、第１のエネルギー伝送回路の第１のスイッチング素子ＳＷ１がオンし、電流Ｉａが流れる。図２に示すように、時刻Ｔ１〜時刻Ｔ２において、電流ｉ_M＝Ｉａは、上昇しつづける。これにより、トランス３には、電流Ｉａに応じたエネルギーが蓄積される。出力巻線３２には、黒丸印側が正極性となる電圧が発生する。

この時、第１のダイオード７１、及び、第２のダイオード７２には、電流が流れない。第１のダイオード７１及び第２のダイオード７２は、出力巻線３２に発生する電圧に対して逆方向となる極性で接続されているからである。

次に、図４に示すように、時刻Ｔ２において、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフし、第２のスイッチング素子ＳＷ２がオンする。第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフすると、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオンした時に蓄積されたエネルギーに基づいて、出力巻線３２に黒丸印側が負極性となるフライバック電圧Ｖ２が発生する。

また、第１のスイッチング素子ＳＷ１がオフし、第２のスイッチング素子ＳＷ２がオンすることにより、入力端１１→第１のダイオード７１→出力巻線３２→出力端２１→負荷Ｒ（図示せず）→出力端２２→第２のスイッチング素子ＳＷ２→入力端１２という回路ループが形成され、この回路ループに電流Ｉｂが流れる。図２に示すように、時刻Ｔ２〜時刻ＴＳにおいて、電流ｉ_M＝Ｉｂは、下降しつづける。

コンデンサ８は、入力電圧Ｖｉとフライバック電圧Ｖ２とを加算した電圧により、充電される。出力端２１、２２に現れる出力電圧Ｖｏは、トランス３の巻数比をｎ３、第１のスイッチング素子ＳＷ１のオンデューティをＤ３とすると、
Ｖｏ＝Ｖｉ＋ｎ３・Ｖｉ・Ｄ３／（１−Ｄ３）
となる。

次に、図５に示すように、時刻ＴＳにおいて、第２のスイッチング素子ＳＷ２がオフすることにより、第１のダイオード７１に電流が流れなくなる。トランス３に蓄積されたエネルギーにより、第２のダイオード７２には、電流Ｉｃが流れる。図２に示すように、時刻Ｔ２〜時刻ＴＳにおいて、電流ｉ_M＝Ｉｃは、下降しつづける。そして、時刻ＴＳ後は、時刻Ｔ１〜時刻Ｔ２と同様の動作をし、周期運動を継続することとなる。

上述したように、本発明に係る電源装置は、第１のエネルギー伝送回路を含む。第１のエネルギー伝送回路は、トランス３と、第１のスイッチング素子ＳＷ１とを含み、第１のスイッチング素子ＳＷ１がトランス３の入力巻線３１に直列に接続されている。

このため、第１のエネルギー伝送回路は、フライバック方式等の昇降圧型電源装置と同様に、第１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にトランス３に蓄積したエネルギーを、次のオフ期間にトランス３の出力巻線３２を通して、出力端２１、２２に伝送することができる。

したがって、本発明に係る電源装置は、フライバック方式等の昇降圧型電源装置と同様の動作を実現し得るので、第１のスイッチング素子ＳＷ１がスイッチング動作を停止して、オフの状態にあるときに、入力電圧Ｖｉがそのまま出力されてしまう事態が生じない。更に、出力端２１、２２が短絡された場合または過負荷となった場合には、第１のスイッチング素子ＳＷ１のスイッチングにより、過電流保護を実現することができる。また、トランス３を介して電力を伝送する構成であるから、出力端２１、２２に備えられた平滑コンデンサ８に突入電流が流れるおそれが生じない。更に、出力電圧Ｖｏ値を任意に設定できるので、後段に許容入力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータを備える必要が生じない。

本発明に係る電源装置は、第２のエネルギー伝送回路を含む。第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子ＳＷ２と、トランス３の出力巻線３２とを含む。第２のスイッチング素子ＳＷ２及び出力巻線３２は、入力端の一方から出力端の一方、負荷及び出力端の他方を介して入力端の他方に戻る回路ループ内に挿入接続される。

このため、第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子ＳＷ２のオン時に出力巻線３２を通して入力端から出力端にエネルギーを伝送する回路を構成することができる。即ち、第２のエネルギー伝送回路は、電源から供給されるエネルギーを出力端２１、２２に伝送すると共に、第１のスイッチング素子ＳＷ１のオン期間にトランス３に蓄積されたエネルギーを、第２のスイッチング素子ＳＷ２のオン期間に出力端２１、２２に伝送することができる。

したがって、本発明に係る電源装置では、第２のエネルギー伝送回路により、入力端から出力端へエネルギーを伝送する場合、トランス３の入力巻線３１と、出力巻線３２との電磁結合を介してエネルギーを伝送する必要がなくなるので、トランス３の負担が軽減され、変換効率が上昇する。また、トランス３の出力巻線３２がチョークコイルとして兼用されるから、専用のチョークコイルが不要であり、部品点数の減少、小型化及びコストダウンが達成される。

更に、本発明に係る電源装置では、第１のエネルギー伝送回路に含まれる第１のスイッチング素子ＳＷ１、及び、第２のエネルギー伝送回路に含まれる第２のスイッチング素子ＳＷ２が、入力端から見て、互いに並列になる。このため、第１のスイッチング素子ＳＷ１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２が同時にオンしても、エネルギー伝送時の電流が分流し、スイッチング素子による電力損失を低減できる。

更に、本発明に係る電源装置は、電圧検出部５１と、制御回路９とを含む。電圧検出部５１は、出力端２１−２２間の電圧を検出し、電圧検出信号を生成する。制御回路９は、電圧検出信号を用いて、第１のスイッチング素子ＳＷ１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。

このため、本発明に係る電源装置は、出力電圧Ｖｏを一定にしたり、入力側から出力側へのエネルギー伝送を連続的に行い力率を改善する等の制御をすることができる。

更に、本発明に係る電源装置は、電流検出部５２を含む。図示の実施例において、電流検出部５２は、入力端１１に接続され、入力端１１に流れる電流に基づいて、トランス３に流れる電流を検出し、電流検出信号を生成している。

即ち、図示の実施例において、電流検出部５２は、入力端１１に接続されているから、トランス３に流れる電流Ｉａ、Ｉｂを検出できる。また、電流Ｉｃは、トランス３を流れる電流Ｉａ、Ｉｂにより蓄積されたエネルギーに対応するものであるから、電流Ｉａ、Ｉｂの値から計算される。

制御回路９は、電圧検出信号に加えて、電流検出信号を用いることにより、トランス３に流れる電流ｉ_Mを検出することができる。このため、制御回路９は、第１のスイッチング素子ＳＷ１及び第２のスイッチング素子ＳＷ２の少なくとも一方について、オン時間及びオンのタイミングを制御し、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように制御することができる。

このように、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように制御することにより、トランス３に流れる電流がゼロとなる期間に電流が集中して流れることがないので、トランス３に流れる電流のピーク値が上昇することがない。

また、本発明に係る電源装置は、大電流を流し得る大型のトランス３を用いる必要や、大電流をスイッチングできる大容量スイッチング素子を用いる必要が生じないから、電源装置が高コスト化するという問題や、電源装置が大型化するという問題を回避することができる。また、図示の実施例において、電流検出部５２は、例えば、入力端１２に設けてもよい。

ところで、上述した特許文献１は、力率改善に適した制御回路として、出力端子間に現れる出力電圧の検出信号および第１のスイッチング素子に流れる電流の検出信号を入力信号とし、出力電圧検出信号の位相を約９０度移相させ、移相後の信号を指令値として、移相後の信号と電流検出信号とを比較し、その比較出力信号に基づいて第１のスイッチング素子を制御する構成を記載している。

しかしながら、特許文献１に記載された構成は、電流不連続モードでの制御を前提としているため、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように制御することができない。

次に、図１に示した電源装置をモデル化し、シミュレーションにより解析を行う。シミュレーションにおいて、入力端１１に流れる入力電流をｉ_iとし、出力端２１−２２間の出力電圧をｖ_oとし、負荷Ｒの抵抗値をＲ、コンデンサ８の容量値をＣ、トランス３のインダクタンスをＬ_M、ＳＷ１、ＳＷ２のオン状態に対応する時比率をそれぞれｄ₁、ｄ₂、入力電圧をＶ_iとし、図２に示した動作モードについて、状態平均化法を適用すると、
と、得られる。

式（９）から定常状態を求めると、
である。よって、図２に示した動作モードは、昇降圧動作であることが確認できる。

次に、図２に示した動作モードについて、制御系の基本構成を検討する。

電流連続性の観点からｎ＝１とおくと、式（９）より、
である。

入力電圧をＶ_iの位相をωｔとすれば、ＰＦＣが達成されるから、式（２０）は、
となる。ωＬ_MＩ_i＜＜１であることから、
ｄ₁＝Ｄ₁＋Δｄ、ｄ₂＝Ｄ₂＋Δｄ、（Ｄ₁、Ｄ₂は定数）（２２）
とおき、平衡状態とし、
となるようにする。つまり、Δｄで、電流制御を行う。式（２３）を変形すると、
となり、式（２４）が成り立つようなＤ₁とＤ₂を見つければよいことになる。ここで、
とおくと、
と設定すればよいことになる。

従って、電流ｉ_Mをトランス３に流れる電流、Ｆ（ｓ）をフィルタ、Ｋ_iを比例ゲインとすれば、制御系のブロック図は、図６のように設計できる。図６を電気回路で表現すると図７となる。

図７において、回路部８１１は、電流ｉ_Mを処理して回路部８１６に出力する。回路部８１２は、入力電圧をＶ_iを処理して、回路部８１５、８２１、８２４に出力する。回路部８１３は、出力電圧をｖ_oを処理して回路部８１４に出力する。

回路部８１４は、補償器であり、制御系を安定化させる働きを有する。回路部８１５は、入力された信号を用いて、電流の目標値（ｉ_ref）を生成する。回路部８１６は、入力された信号を用いて、電流の目標値（ｉ_ref）との差分をとる。

回路部８２１、８２４は、加算器である。回路部８２２は、回路部８２１から出力された信号と、所定の基準値とを用いて信号波を生成する。回路部８２５は、回路部８２１から出力された信号と、回路部８２４から出力された信号とを用いて信号波を生成する。

回路部８２３、８２６は、コンパレータである。回路部８２３は、回路部８２２から出力された信号を所定の三角波と比較して、ＰＷＭパルス（ＳＷ１のオン状態に対応する時比率ｄ₁）を生成する。回路部８２６は、回路部８２５から出力された信号を三角波と比較する。回路部８２７は、回路部８２３から出力された信号と回路部８２６から出力された信号とのＸＯＲ（exclusive OR）をとり、ＰＷＭパルス（ＳＷ２のオン状態に対応する時比率ｄ₂）を生成する。

式（２３）を満たす平衡状態としたので、閉ループのブロック図は図８となる。

図８より、閉ループ伝達関数Ｇ_i（ｓ）は、
と得られる。ここで、Ｆ（ｓ）を１次のローパスフィルタとすると、式（２７）は２次遅れ系となり、安定な制御系となる。よって、
となる。ただし、
である。ω_iはＦ（ｓ）のカットオフ周波数である。電流はダイナミックに変化し、かつ、０をとる波形となることから、振動がなるべく少なくしたい。従って、δ_i＝０．７とする。このとき、Ｋ_iは、
となる。

また、ω_iは、電流ｉ_Mのリップル除去率を考慮して決める事になるが、例えば、スイッチング周波数の１／１００程度とすることが好ましい。

また、ダイオードブリッジ１１１で全波整流するから、入力電圧Ｖｉと入力電流ｉ_iの位相は０が望ましい。式（２８）より、商用各周波数ω_csの位相差φを求めると、
となる。

次に、解析結果の妥当性を検証するため、シミュレーションによる検証を行った。シミュレーションの設計仕様は、
入力電圧Ｅｉ：ＡＣ１００／２００Ｖ、周波数５０Ｈｚ
入力端１１、１２間の電圧Ｖｉ：ＡＣ１００／２００Ｖの全波整流波形、
出力電圧Ｖｏ：ＤＣ２４０Ｖ、
出力容量：１００Ｗ／５００Ｗ、
平滑コンデンサ８の静電容量：１６００μＦ、
トランス３の励磁インダクタンス：１００μＨ、
ＳＷ１及びＳＷ１のスイッチング周波数：２００ｋＨｚとした。

フィルタのカットオフ周波数を２ｋＨｚとすると、式（３０）、（３１）から、
Ｋ_i＝０．３１、
φ＝−２．８
と得られる。

この定数でシミュレーションしたときのトランス３に流れる電流ｉ_Mの波形を図９〜図１２に示す。図９は入力電圧ＡＣ１００Ｖ、出力電力１００Ｗ時の波形であり、図１０は入力電圧ＡＣ１００Ｖ、出力電力５００Ｗ時の波形であり、図９は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力１００Ｗ時の波形であり、図１０は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力５００Ｗ時の波形である。出力電力１００Ｗは、通常負荷の状態であり、出力電力５００Ｗは、重負荷の状態である。

図９〜図１２から、入力電圧及び出力電力にかかわらず、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように、制御できていることがわかる。図１１においては、位相π／４、３π／４、５π／４、７π／４（ｒａｄ）の近傍で、ピーク値が若干大きくなっているが、このピーク値は、実用上問題とならない程度に小さなものである。

また、図９〜図１２に示すように、サイン波の全波整流波形が得られ、かつ、入力端の電流の位相（トランス３に流れる電流ｉ_M）は、入力端１１、１２の電圧の位相と一致しているから、力率改善が実現できることがわかる。

以上より、電圧検出信号、及び、電流検出信号を用いて、時比率ｄ₁と時比率ｄ₂を制御することにより、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように、ＰＦＣ動作を実現できることが確かめられ、出力電力の大容量化を図り得ることがわかった。

図１３は、本発明に係る電源装置の別の一実施例を示す電気回路図である。図において、図１〜図３に現れた構成部分と同一の部分については、同一の参照符号を付し、重複説明を省略する。

図示の電源装置は、制御回路９と、時定数回路９１とを含む。図示の実施例では、制御回路９は、汎用ＰＦＣ制御ＩＣ１個からなる。時定数回路９１は、高価なＩＣではなく、抵抗、コンデンサ等の安価な受動部品から構成されている。

制御回路９は、第１の制御信号Ｓ１を生成し、第１の制御信号Ｓ１を第１のスイッチング素子ＳＷ１に供給し、第１のスイッチング素子ＳＷ１のみについて、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように、オン時間及びオンのタイミングを制御する。

補助回路９１は、第１の制御信号Ｓ１が供給され、第１の制御信号Ｓ１に基づいて第２の制御信号Ｓ２を生成し、第２の制御信号Ｓ２を第１のスイッチング素子ＳＷ２に供給し、第２のスイッチング素子ＳＷ２について、オン時間及びオンのタイミングを制御する。補助回路９１は、例えば、第１の制御信号Ｓ１の立下りをトリガーとし、トリガーから所定時間経過後に第２の制御信号Ｓ２が立ち上がるような構成にすることができる。時定数回路９１の低コスト化を図る観点から、第２の制御信号Ｓ２は、例えば、固定された時比率の信号とすることが好ましい。

次に、図２に示した電源装置をモデル化し、シミュレーションにより解析を行う。シミュレーションにおいて、上述した構成部分と同一の部分については、同一の参照符号を付し、重複説明を省略する。

第２のスイッチング素子ＳＷ２の時比率ｄ₂の固定値としては、例えば、式（２５）の平均をとることができる。すなわち、
とすることができる。

ＡＣ１００Ｖ入力においては、比例ゲインＫ_i＝０．３７５とし、ＡＣ２００Ｖ入力においては、比例ゲインＫ_i＝０．７５として、シミュレーションを行なったときのトランス３に流れる電流ｉ_Mの波形を図１４〜図１７に示す。

図１４は入力電圧ＡＣ１００Ｖ、出力電力１００Ｗ時の波形であり、図１５は入力電圧ＡＣ１００Ｖ、出力電力５００Ｗ時の波形であり、図１６は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力１００Ｗ時の波形であり、図１７は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力５００Ｗ時の波形である。出力電力１００Ｗは、通常負荷の状態であり、出力電力５００Ｗは、重負荷の状態である。

図１４〜図１７から、ＡＣ１００Ｖ入力では、時比率ｄ₂を固定しても、波形としての変化はほとんどなく、良好な特性が得られることが確かめられた。また、時比率ｄ₂を固定した場合、電流ｉ_Mのピーク値が下がることが確かめられた。

また、ＡＣ２００Ｖ入力では、時比率ｄ₂を固定することにより、若干の波形の乱れが生じるが、波形の乱れは、実用上問題とならない程度に小さなものであることが確かめられた。ＡＣ２００Ｖ入力で波形の乱れが生じた原因は、式（２５）からもわかるように、ＡＣ２００Ｖ入力時の方が時比率ｄ₂を変化させる範囲が大きいためと思われる。

このように、図１４〜図１７から、入力電圧及び出力電力にかかわらず、トランス３に流れる電流ｉ_Mが連続となるように制御できていることがわかる。

以上より、電圧検出信号、及び、電流検出信号を用いて、時比率ｄ₁のみを制御することにより、トランスに流れる電流が連続となるように、ＰＦＣ動作実現できることが確かめられ、大容量化を図り得ることがわかった。

また、図示の実施例では、１個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣと、１個の時定数回路を用いているので、図１に示した２個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣからなる制御回路や、１個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣとカウンター回路とからなる制御回路を用いる場合に較べて、低コスト化が図れる。

また、図示の実施例では、１個の汎用ＰＦＣ制御ＩＣと、１個の時定数回路を用いているので、現在広く使用されている１個のコンバータ用制御ＩＣと、１個の時定数回路を用いた回路構成に基づいて、容易に設計変更できる。

次に、入力電圧によらず時比率ｄ₂を一定値にできる構成を検討する。図１４〜図１７から、ＡＣ１００Ｖ入力の方が良好な特性が得られたので、比例ゲインＫ_i＝０．３７５とする。この条件で、シミュレーションを行なったときのトランス３に流れる電流ｉ_Mの波形を図１８〜図１９に示す。図１８は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力１００Ｗ時の波形であり、図１９は入力電圧ＡＣ２００Ｖ、出力電力５００Ｗ時の波形である。

図１８、図１９から、図１６、図１７の波形と比較して、リップル成分が若干増加するが波形は改善されること、及び、波形の乱れは、実用上問題とならない程度に小さなものであることが確かめられた。

上述の実施例においては、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低い場合を例に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、入力電圧Ｖｉが目標出力電圧Ｖｏと等しい場合、及び、入力電圧Ｖｉが目標出力電圧Ｖｏよりも高い場合について、変形態様を採り得ることは自明である。また、この変形態様を採用した場合には、上述の実施例と同様の優れた作用効果を奏することができることも自明である。

更に、詳細な説明は省略するが、電圧検出信号及び電流検出信号を用いて、トランスに流れる電流が連続となるように制御をすることにより、例えば、図２０に示すようなモードを実現し、上述した本発明の優れた作用効果を奏することもできる。

また、本発明においては、軽負荷時において、トランスに流れる電流がゼロとなる期間があってもよい。軽負荷時においては、トランス等に非常に小さな電流しか流れないので、トランス等に流れる電流のピーク値が上昇する問題が生じないからである。

以上、好ましい実施例を参照して本発明の内容を具体的に説明したが、本発明の基本的技術思想及び教示に基づいて、当業者であれば、種々の変形態様を採り得ることは自明である。

本発明に係る電源装置の一実施例を示す電気回路図である。図１に示した電源装置の動作を説明するタイムチャート図である。図２に示したタイムチャートに対応した動作を示す回路図である。図２に示したタイムチャートに対応した動作を示す別の回路図である。図２に示したタイムチャートに対応した動作を示す更に別の回路図である。制御系のブロック図である。図６に示したブロック図を電気回路で表現した図である。閉ループのブロック図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。本発明に係る電源装置の別の一実施例を示す電気回路図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。トランス３に流れる電流ｉ_Mの更に別の波形図である。本発明に係る電源装置の別の一実施例を示すタイムチャート図である。

符号の説明

１１、１２入力端
２１、２２出力端
５１電圧検出部
５２電流検出部
９制御回路
３トランス
ＳＷ１第１のスイッチング素子
ＳＷ２第２のスイッチング素子
７１第１のダイオード
７２第２のダイオード
８コンデンサ

Claims

入力端と、出力端と、第１のエネルギー伝送回路と、第２のエネルギー伝送回路と、電圧検出部と、電流検出部と、制御回路とを含む電源装置であって、
前記入力端は、全波整流された交流電圧が供給される端であり、
前記第１のエネルギー伝送回路は、トランスと、第１のスイッチング素子と、第２のダイオードと、コンデンサとを含んでおり、
前記第１のスイッチング素子は、前記トランスの入力巻線に直列に接続されており、
前記第２のダイオードは、前記第１のスイッチング素子のオフ時に前記出力巻線に発生する電圧に対して順方向となる方向性を有して、前記出力巻線と直列に接続され、その直列回路が前記出力端に導かれており、
前記コンデンサは、前記出力端間に接続されており、
前記第１のエネルギー伝送回路は、前記第１のスイッチング素子のオン期間に前記トランスに蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間に前記トランスの出力巻線を通して、前記入力端から前記出力端に伝送する回路を構成しており、
前記第２のエネルギー伝送回路は、第２のスイッチング素子と、前記トランスの出力巻線と、第１のダイオードとを含み、
前記第２のスイッチング素子、前記出力巻線及び前記第１のダイオードは、前記入力端の一方から前記出力端の一方、負荷及び前記出力端の他方を通って前記入力端の他方に戻る回路ループを構成し、
前記第１のダイオードは、その一端が前記第２のダイオードの一端と同極の関係で接続されており、前記第２のエネルギー伝送回路は、前記第２のスイッチング素子のオン時に前記出力巻線を通して前記入力端から前記出力端にエネルギーを伝送する回路を構成しており、
前記電圧検出部は、前記出力端の電圧を検出して、電圧検出信号を生成し、
前記電流検出部は、前記トランスに流れる電流を検出して、電流検出信号を生成し、
前記制御回路は、前記電圧検出信号及び前記電流検出信号を用いて、前記トランスに流れる電流が連続モードとなるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子を制御し、
前記連続モードは、前記入力端間の入力電圧をｖ _ｉとし、前記入力端に流れる入力電流をｉ _ｉとし、前記出力端間の出力電圧をｖ _ｏとし、前記トランスのインダクタンスをＬ _Ｍとしたとき、前記第１のスイッチング素子のオン状態に対応する時比率ｄ _１及び前記第２のスイッチング素子のオン状態に対応する時比率ｄ _２を、下記の式
に従って制御することにより達成される、
電源装置。
請求項１に記載された電源装置であって、
前記制御回路は、前記出力端間の出力電圧に対する前記入力端間の入力電圧の比をＤとしたとき、前記第２のスイッチング素子のオン状態に対応する時比率ｄ _２を、下記の値
に固定する、
電源装置。
請求項１又は２に記載された電源装置であって、
前記電流検出部は、前記入力端に流れる電流に基づいて、前記トランスに流れる電流を検出する
電源装置。
請求項１乃至３の何れかに記載された電源装置であって、
前記制御回路は、通常負荷時、又は、重負荷時において、前記トランスに流れる前記電流が連続となるように、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子の少なくとも一方を制御する
電源装置。