JP3446654B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JP3446654B2 JP3446654B2 JP09651099A JP9651099A JP3446654B2 JP 3446654 B2 JP3446654 B2 JP 3446654B2 JP 09651099 A JP09651099 A JP 09651099A JP 9651099 A JP9651099 A JP 9651099A JP 3446654 B2 JP3446654 B2 JP 3446654B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- voltage
- power supply
- current
- switching power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流の電流・電圧
を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５にはスイッチング電源装置の主要な
回路構成の一例が示されている。この図５に示すスイッ
チング電源装置はフォワードコンバータであり、このフ
ォワードコンバータにはトランス１が設けられている。
このトランス１の一次コイル２にはメインスイッチ素子
３（図５に示す例では、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ）と
コンデンサ４を有した一次側回路が導通接続され、二次
コイル５には整流ダイオード６と転流ダイオード７とイ
ンダクタ８とコンデンサ９を有した出力側回路（二次側
回路）１０が導通接続されている。
回路構成の一例が示されている。この図５に示すスイッ
チング電源装置はフォワードコンバータであり、このフ
ォワードコンバータにはトランス１が設けられている。
このトランス１の一次コイル２にはメインスイッチ素子
３（図５に示す例では、ＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ）と
コンデンサ４を有した一次側回路が導通接続され、二次
コイル５には整流ダイオード６と転流ダイオード７とイ
ンダクタ８とコンデンサ９を有した出力側回路（二次側
回路）１０が導通接続されている。
【０００３】また、上記メインスイッチ素子３のゲート
側には該メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動
作を制御するスイッチング制御回路１１が導通接続され
ている。さらに、後述する出力電圧検出部１１ａおよび
出力電流検出回路１２が設けられている。
側には該メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動
作を制御するスイッチング制御回路１１が導通接続され
ている。さらに、後述する出力電圧検出部１１ａおよび
出力電流検出回路１２が設けられている。
【０００４】上記一次側回路には直流の電流・電圧が入
力端子１３ａ，１３ｂを介して入力される構成と成して
おり、その直流の入力電流・電圧は、周知のように、上
記メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作によ
って交流に変換され該交流の電流・電圧は上記トランス
１の二次コイル５から出力側回路１０へ出力される。
力端子１３ａ，１３ｂを介して入力される構成と成して
おり、その直流の入力電流・電圧は、周知のように、上
記メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作によ
って交流に変換され該交流の電流・電圧は上記トランス
１の二次コイル５から出力側回路１０へ出力される。
【０００５】出力側回路１０では、その交流の電流・電
圧をチョークインプット整流方式でもって整流・平滑
し、この整流・平滑された直流の電流・電圧をスイッチ
ング電源装置の出力電流Ｉout・電圧Ｖoutとして出力端
子１４ａ，１４ｂを介し負荷１５へ出力する。
圧をチョークインプット整流方式でもって整流・平滑
し、この整流・平滑された直流の電流・電圧をスイッチ
ング電源装置の出力電流Ｉout・電圧Ｖoutとして出力端
子１４ａ，１４ｂを介し負荷１５へ出力する。
【０００６】図５に示す出力電圧検出部１１ａは上記出
力側回路１０から負荷１５へ出力されるスイッチング電
源装置の出力電圧Ｖoutを直接的に検出して上記出力電
圧Ｖoutに応じた電圧をスイッチング制御回路１１に出
力する。スイッチング制御回路１１は、その加えられた
電圧に基づいて上記出力電圧Ｖoutが設定電圧値でもっ
て安定的に出力されるように、前記メインスイッチ素子
３のスイッチオン・オフ動作を制御する。
力側回路１０から負荷１５へ出力されるスイッチング電
源装置の出力電圧Ｖoutを直接的に検出して上記出力電
圧Ｖoutに応じた電圧をスイッチング制御回路１１に出
力する。スイッチング制御回路１１は、その加えられた
電圧に基づいて上記出力電圧Ｖoutが設定電圧値でもっ
て安定的に出力されるように、前記メインスイッチ素子
３のスイッチオン・オフ動作を制御する。
【０００７】前記出力電流検出回路１２は、図５に示す
ように、カレントトランス１６と整流ダイオード１７と
抵抗体１８とコンデンサ１９を有して構成されている。
上記カレントトランス１６はメインスイッチ素子３のド
レイン電流と同様の電流が流れる通電経路上に設けられ
ており、このカレントトランス１６と前記抵抗体１８に
よって、上記メインスイッチ素子３のドレイン電流を電
圧に変換し、この電圧を整流ダイオード１７によって整
流して上記コンデンサ１９に充電する。
ように、カレントトランス１６と整流ダイオード１７と
抵抗体１８とコンデンサ１９を有して構成されている。
上記カレントトランス１６はメインスイッチ素子３のド
レイン電流と同様の電流が流れる通電経路上に設けられ
ており、このカレントトランス１６と前記抵抗体１８に
よって、上記メインスイッチ素子３のドレイン電流を電
圧に変換し、この電圧を整流ダイオード１７によって整
流して上記コンデンサ１９に充電する。
【０００８】前記メインスイッチ素子３のドレイン電流
値は周期的に変化しており、メインスイッチ素子３のド
レイン電流における１周期の期間中でピークとなる電流
値（以下、ピーク電流値と記す）はスイッチング電源装
置の出力電流Ｉoutに応じた電流値である。上記コンデ
ンサ１９の充電電圧値はほぼ上記メインスイッチ素子３
のドレイン電流のピーク電流値に応じた電圧値と成るこ
とから、このコンデンサ１９の充電電圧はスイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧でもある。出力
電流検出回路１２は上記コンデンサ１９の充電電圧を上
記出力電流Ｉoutに応じた電圧として出力する。
値は周期的に変化しており、メインスイッチ素子３のド
レイン電流における１周期の期間中でピークとなる電流
値（以下、ピーク電流値と記す）はスイッチング電源装
置の出力電流Ｉoutに応じた電流値である。上記コンデ
ンサ１９の充電電圧値はほぼ上記メインスイッチ素子３
のドレイン電流のピーク電流値に応じた電圧値と成るこ
とから、このコンデンサ１９の充電電圧はスイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧でもある。出力
電流検出回路１２は上記コンデンサ１９の充電電圧を上
記出力電流Ｉoutに応じた電圧として出力する。
【０００９】この図５に示す例では、上記出力電流検出
回路１２の出力電圧は前記スイッチング制御回路１１に
加えられている。スイッチング制御回路１１は、上記出
力電流検出回路１２の出力電圧に基づいて上記出力電流
Ｉoutが負荷１５の異常等に起因して過電流状態となっ
たことを検知したときには、上記過電流状態を解消すべ
く出力電流Ｉoutを減少させる方向にメインスイッチ素
子３のスイッチング制御を行って上記過電流状態を解消
し、スイッチング電源装置を保護する。
回路１２の出力電圧は前記スイッチング制御回路１１に
加えられている。スイッチング制御回路１１は、上記出
力電流検出回路１２の出力電圧に基づいて上記出力電流
Ｉoutが負荷１５の異常等に起因して過電流状態となっ
たことを検知したときには、上記過電流状態を解消すべ
く出力電流Ｉoutを減少させる方向にメインスイッチ素
子３のスイッチング制御を行って上記過電流状態を解消
し、スイッチング電源装置を保護する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図５に
示す例では、前記出力電流検出回路１２は、前述したよ
うに、カレントトランス１６を用いて前記出力電流Ｉou
tに応じた電圧を検出出力する回路構成を有している。
しかしながら、カレントトランス１６は価格が高価なも
のであり、かつ、大型な部品であることから、スイッチ
ング電源装置の低コスト化や小型化を妨げるという問題
があった。
示す例では、前記出力電流検出回路１２は、前述したよ
うに、カレントトランス１６を用いて前記出力電流Ｉou
tに応じた電圧を検出出力する回路構成を有している。
しかしながら、カレントトランス１６は価格が高価なも
のであり、かつ、大型な部品であることから、スイッチ
ング電源装置の低コスト化や小型化を妨げるという問題
があった。
【００１１】そこで、上記カレントトランス１６に代え
て抵抗体を設けた出力電流検出回路が提案されている。
しかしながら、この場合には上記抵抗体での導通損失が
多く、スイッチング電源装置の回路効率を悪化させてし
まうという問題が生じる。
て抵抗体を設けた出力電流検出回路が提案されている。
しかしながら、この場合には上記抵抗体での導通損失が
多く、スイッチング電源装置の回路効率を悪化させてし
まうという問題が生じる。
【００１２】それというのは、次に示すような理由に因
る。上記のようにカレントトランス１６に代えて抵抗体
を設けた上記提案の出力電流検出回路では、ダイオード
を利用して整流を行っている。上記抵抗体に印加される
電圧が上記ダイオードの順方向電圧降下分の電圧とほぼ
同様である場合には、ダイオードの順方向電圧降下の悪
影響を受けて出力電流検出回路から出力される出力電圧
が、出力電流Ｉoutの変動に関係なく、温度変化に伴っ
て変動してしまうという温度ドリフト等の問題が発生し
てしまう。
る。上記のようにカレントトランス１６に代えて抵抗体
を設けた上記提案の出力電流検出回路では、ダイオード
を利用して整流を行っている。上記抵抗体に印加される
電圧が上記ダイオードの順方向電圧降下分の電圧とほぼ
同様である場合には、ダイオードの順方向電圧降下の悪
影響を受けて出力電流検出回路から出力される出力電圧
が、出力電流Ｉoutの変動に関係なく、温度変化に伴っ
て変動してしまうという温度ドリフト等の問題が発生し
てしまう。
【００１３】そこで、上記温度ドリフト等の問題発生を
防止するために、上記抵抗体の抵抗値を大きくして、そ
の抵抗体に印加する電圧が上記ダイオードの順方向電圧
降下分よりもかなり大きな電圧（例えば、５〜６Ｖ）と
なるように構成することとなる。このために、上記した
ように、抵抗体での導通損失が非常に多くなり、スイッ
チング電源装置の回路効率が悪化するという問題が生じ
る。
防止するために、上記抵抗体の抵抗値を大きくして、そ
の抵抗体に印加する電圧が上記ダイオードの順方向電圧
降下分よりもかなり大きな電圧（例えば、５〜６Ｖ）と
なるように構成することとなる。このために、上記した
ように、抵抗体での導通損失が非常に多くなり、スイッ
チング電源装置の回路効率が悪化するという問題が生じ
る。
【００１４】本発明は上記課題を解決するために成され
たものであり、その目的は、スイッチング電源装置の低
コスト化や小型化を妨げるという問題を防止すると共
に、回路効率の悪化を回避することが可能な出力電流検
出回路を備えたスイッチング電源装置を提供することに
ある。
たものであり、その目的は、スイッチング電源装置の低
コスト化や小型化を妨げるという問題を防止すると共
に、回路効率の悪化を回避することが可能な出力電流検
出回路を備えたスイッチング電源装置を提供することに
ある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明は次に示す構成をもって前記課題を解決する
手段としている。すなわち、本発明のスイッチング電源
装置は、メインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作
による交流電流・電圧を整流・平滑して直流の電流・電
圧を出力するスイッチング電源装置において、上記メイ
ンスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作に同期して断
続的に電流が流れる断続電流通電経路上に設けられた電
流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に流れる電流を整
流するスイッチ素子から成る同期整流素子と、この同期
整流素子によって整流された電流を充電するコンデンサ
とを有し、上記電流検出抵抗体に流れる電流を上記同期
整流素子の整流動作によって上記コンデンサに充電し、
該コンデンサの充電電圧をスイッチング電源装置の出力
電流に応じた電圧として出力する出力電流検出回路が設
けられている構成をもっている。
にこの発明は次に示す構成をもって前記課題を解決する
手段としている。すなわち、本発明のスイッチング電源
装置は、メインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作
による交流電流・電圧を整流・平滑して直流の電流・電
圧を出力するスイッチング電源装置において、上記メイ
ンスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作に同期して断
続的に電流が流れる断続電流通電経路上に設けられた電
流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に流れる電流を整
流するスイッチ素子から成る同期整流素子と、この同期
整流素子によって整流された電流を充電するコンデンサ
とを有し、上記電流検出抵抗体に流れる電流を上記同期
整流素子の整流動作によって上記コンデンサに充電し、
該コンデンサの充電電圧をスイッチング電源装置の出力
電流に応じた電圧として出力する出力電流検出回路が設
けられている構成をもっている。
【００１６】
【００１７】第１の発明は、上記構成を備え、スイッチ
ング電源装置の１次側には該スイッチング電源装置の２
次側回路と同様な整流・平滑回路の構成から成る出力電
圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路の整流・
平滑回路はインダクタと上記出力電流検出回路のコンデ
ンサと直列に接続されたコンデンサとを有する整流・平
滑回路と成し、上記出力電圧検出回路はスイッチング電
源装置の出力電圧を間接的に検出出力する構成と成し、
また、上記出力電圧検出回路から検出出力された電圧を
利用してメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作
を制御し上記スイッチング電源装置の出力電圧の安定化
制御を行うスイッチング制御回路が設けられており、上
記出力電流検出回路のコンデンサから出力された電圧は
この出力電流検出回路のコンデンサと直列に接続された
上記出力電圧検出回路のコンデンサの検出出力電圧に重
畳され、この重畳電圧が上記スイッチング制御回路に入
力されてメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ制御
に用いられることを特徴として構成されている。
ング電源装置の１次側には該スイッチング電源装置の２
次側回路と同様な整流・平滑回路の構成から成る出力電
圧検出回路が設けられ、この出力電圧検出回路の整流・
平滑回路はインダクタと上記出力電流検出回路のコンデ
ンサと直列に接続されたコンデンサとを有する整流・平
滑回路と成し、上記出力電圧検出回路はスイッチング電
源装置の出力電圧を間接的に検出出力する構成と成し、
また、上記出力電圧検出回路から検出出力された電圧を
利用してメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作
を制御し上記スイッチング電源装置の出力電圧の安定化
制御を行うスイッチング制御回路が設けられており、上
記出力電流検出回路のコンデンサから出力された電圧は
この出力電流検出回路のコンデンサと直列に接続された
上記出力電圧検出回路のコンデンサの検出出力電圧に重
畳され、この重畳電圧が上記スイッチング制御回路に入
力されてメインスイッチ素子のスイッチオン・オフ制御
に用いられることを特徴として構成されている。
【００１８】第２の発明は、上記第１の発明の構成を備
え、同期整流素子はＭＯＳ−ＦＥＴであることを特徴と
し、また、第３の発明は、上記第１又は第２の発明の構
成を備え、出力電圧検出回路は整流ダイオードと転流ダ
イオードとインダクタとコンデンサを有して上記２次側
回路と同一の回路構成としたことを特徴として構成され
ている。
え、同期整流素子はＭＯＳ−ＦＥＴであることを特徴と
し、また、第３の発明は、上記第１又は第２の発明の構
成を備え、出力電圧検出回路は整流ダイオードと転流ダ
イオードとインダクタとコンデンサを有して上記２次側
回路と同一の回路構成としたことを特徴として構成され
ている。
【００１９】上記構成の発明において、出力電流検出回
路は、電流検出抵抗体に流れる電流を同期整流素子の整
流動作によってコンデンサに充電し、該コンデンサの充
電電圧をスイッチング電源装置の出力電流に応じた電圧
として出力する。また、出力電圧検出回路は、スイッチ
ング電源装置の出力電圧を間接的に検出出力するので、
出力電圧検出回路の出力電圧に出力電流検出回路の出力
電圧が重畳された電圧はスイッチング電源装置の出力電
圧に関する情報と出力電流の情報を共に含むこととな
り、非常に定電圧精度の良いスイッチング電源装置とな
る。
路は、電流検出抵抗体に流れる電流を同期整流素子の整
流動作によってコンデンサに充電し、該コンデンサの充
電電圧をスイッチング電源装置の出力電流に応じた電圧
として出力する。また、出力電圧検出回路は、スイッチ
ング電源装置の出力電圧を間接的に検出出力するので、
出力電圧検出回路の出力電圧に出力電流検出回路の出力
電圧が重畳された電圧はスイッチング電源装置の出力電
圧に関する情報と出力電流の情報を共に含むこととな
り、非常に定電圧精度の良いスイッチング電源装置とな
る。
【００２０】同期整流素子は例えばＭＯＳ−ＦＥＴであ
り、前記したようなダイオードの順方向電圧降下に起因
した問題発生の心配が無く、つまり、抵抗値が小さい抵
抗体を上記電流検出抵抗体として用いても、出力電流検
出回路から出力される電圧が温度変化によって変動する
温度ドリフト等の問題は発生しない。このことから、抵
抗値が小さい抵抗体を上記電流検出抵抗体として用いる
ことが可能であり、このことにより、電流検出抵抗体で
の導通損失を非常に小さく抑制することができる。
り、前記したようなダイオードの順方向電圧降下に起因
した問題発生の心配が無く、つまり、抵抗値が小さい抵
抗体を上記電流検出抵抗体として用いても、出力電流検
出回路から出力される電圧が温度変化によって変動する
温度ドリフト等の問題は発生しない。このことから、抵
抗値が小さい抵抗体を上記電流検出抵抗体として用いる
ことが可能であり、このことにより、電流検出抵抗体で
の導通損失を非常に小さく抑制することができる。
【００２１】また、電流検出抵抗体はカレントトランス
に比べて非常に安価で、かつ、小型な部品であることか
ら、出力電流検出回路を構成する部品によってスイッチ
ング電源装置の低コスト化や小型化が妨げられるという
問題を回避することができる。
に比べて非常に安価で、かつ、小型な部品であることか
ら、出力電流検出回路を構成する部品によってスイッチ
ング電源装置の低コスト化や小型化が妨げられるという
問題を回避することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下に、この発明に係る実施形態
例を図面に基づき説明する。
例を図面に基づき説明する。
【００２３】図１には本実施形態例において特徴的な出
力電流検出回路の回路構成が示されている。この図１に
示す出力電流検出回路２０は、前記図５に示すようなス
イッチング電源装置の回路に組み込まれ、スイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧を出力するもの
であり、従来には無かった画期的な回路構成を備えてい
る。なお、この実施形態例の説明において、前記従来例
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
力電流検出回路の回路構成が示されている。この図１に
示す出力電流検出回路２０は、前記図５に示すようなス
イッチング電源装置の回路に組み込まれ、スイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧を出力するもの
であり、従来には無かった画期的な回路構成を備えてい
る。なお、この実施形態例の説明において、前記従来例
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
【００２４】この実施形態例に示す出力電流検出回路２
０は、図１に示すように、電流検出抵抗体２１と同期整
流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２２とコンデンサ（充電コ
ンデンサ）２３を有して構成されている。上記電流検出
抵抗体２１の一端側ａには上記ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のソ
ースとドレインの一方側（図１に示す例ではソース側）
が接続され、他方側には充電コンデンサ２３の一端側が
接続され、この充電コンデンサ２３の他端側は前記電流
検出抵抗体２１の他端側ｂに接続されている。
０は、図１に示すように、電流検出抵抗体２１と同期整
流素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２２とコンデンサ（充電コ
ンデンサ）２３を有して構成されている。上記電流検出
抵抗体２１の一端側ａには上記ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のソ
ースとドレインの一方側（図１に示す例ではソース側）
が接続され、他方側には充電コンデンサ２３の一端側が
接続され、この充電コンデンサ２３の他端側は前記電流
検出抵抗体２１の他端側ｂに接続されている。
【００２５】上記電流検出抵抗体２１は、メインスイッ
チ素子３のスイッチオン・オフ動作に同期して断続的に
電流が流れる断続電流通電経路上（例えば、図５に示す
Ａ位置やＢ位置やＣ位置等）に介設され、この電流検出
抵抗体２１にはメインスイッチ素子３のスイッチオン・
オフ動作に同期した断続的な電流が通電する。
チ素子３のスイッチオン・オフ動作に同期して断続的に
電流が流れる断続電流通電経路上（例えば、図５に示す
Ａ位置やＢ位置やＣ位置等）に介設され、この電流検出
抵抗体２１にはメインスイッチ素子３のスイッチオン・
オフ動作に同期した断続的な電流が通電する。
【００２６】つまり、上記電流検出抵抗体２１を例えば
図５に示すＡ位置等に介設した場合には、メインスイッ
チ素子３がスイッチオンしているときに電流検出抵抗体
２１には電流が通電し、メインスイッチ素子３がスイッ
チオフしているときには電流検出抵抗体２１に電流は通
電しないこととなる。また、電流検出抵抗体２１を例え
ば図５に示すＢ位置やＣ位置等に介設した場合には、メ
インスイッチ素子３がスイッチオンしているときには電
流検出抵抗体２１に電流は通電せず、メインスイッチ素
子３がスイッチオフしているときには電流検出抵抗体２
１に電流が通電することとなる。
図５に示すＡ位置等に介設した場合には、メインスイッ
チ素子３がスイッチオンしているときに電流検出抵抗体
２１には電流が通電し、メインスイッチ素子３がスイッ
チオフしているときには電流検出抵抗体２１に電流は通
電しないこととなる。また、電流検出抵抗体２１を例え
ば図５に示すＢ位置やＣ位置等に介設した場合には、メ
インスイッチ素子３がスイッチオンしているときには電
流検出抵抗体２１に電流は通電せず、メインスイッチ素
子３がスイッチオフしているときには電流検出抵抗体２
１に電流が通電することとなる。
【００２７】上記ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のゲートには当該
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチオン・オフを制御するた
めの電圧信号が加えられ、この電圧信号によって、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２２はスイッチング動作を行う。
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチオン・オフを制御するた
めの電圧信号が加えられ、この電圧信号によって、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２２はスイッチング動作を行う。
【００２８】このＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチオンの
タイミングは電流検出抵抗体２１に電流が通電し始める
と同時あるいは通電している期間中であれば適宜設定す
ることができる。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチ
オフのタイミングは電流検出抵抗体２１の通電がオフす
ると同時あるいは通電中であれば適宜設定することがで
きる。換言すれば、上記電流検出抵抗体２１に電流が通
電している期間中に、その期間の一部あるいはほぼ全部
の間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオン状態となるよ
うに、かつ、少なくとも電流検出抵抗体２１に電流が通
電していないときにはＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオ
フ状態となるように、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチン
グ制御が成される。
タイミングは電流検出抵抗体２１に電流が通電し始める
と同時あるいは通電している期間中であれば適宜設定す
ることができる。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチ
オフのタイミングは電流検出抵抗体２１の通電がオフす
ると同時あるいは通電中であれば適宜設定することがで
きる。換言すれば、上記電流検出抵抗体２１に電流が通
電している期間中に、その期間の一部あるいはほぼ全部
の間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオン状態となるよ
うに、かつ、少なくとも電流検出抵抗体２１に電流が通
電していないときにはＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオ
フ状態となるように、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のスイッチン
グ制御が成される。
【００２９】上記のように、電流検出抵抗体２１に電流
が流れているときに上記ＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチ
オン状態となることによって、電流検出抵抗体２１の通
電電流がＭＯＳ−ＦＥＴ２２を介し整流されて充電コン
デンサ２３に充電される。この充電コンデンサ２３の充
電電圧は上記電流検出抵抗体２１に流れている電流のピ
ーク電流値に応じた電圧となる。
が流れているときに上記ＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチ
オン状態となることによって、電流検出抵抗体２１の通
電電流がＭＯＳ−ＦＥＴ２２を介し整流されて充電コン
デンサ２３に充電される。この充電コンデンサ２３の充
電電圧は上記電流検出抵抗体２１に流れている電流のピ
ーク電流値に応じた電圧となる。
【００３０】メインスイッチ素子３のスイッチオン・オ
フ動作に同期した断続的な電流のピーク電流値、つま
り、電流検出抵抗体２１に流れている電流のピーク電流
値はスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電
流値である。従って、上記充電コンデンサ２３の充電電
圧はスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電
圧である。
フ動作に同期した断続的な電流のピーク電流値、つま
り、電流検出抵抗体２１に流れている電流のピーク電流
値はスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電
流値である。従って、上記充電コンデンサ２３の充電電
圧はスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電
圧である。
【００３１】図１に示す出力電流検出回路２０は上記充
電コンデンサ２３の充電電圧をスイッチング電源装置の
出力電流Ｉoutに応じた電圧として出力する。
電コンデンサ２３の充電電圧をスイッチング電源装置の
出力電流Ｉoutに応じた電圧として出力する。
【００３２】ところで、この実施形態例では、上記のよ
うに、電流検出抵抗体２１に電流が流れていない期間中
には、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオフ状態に制御さ
れているので、電流検出抵抗体２１の通電オフ期間中に
充電コンデンサ２３からＭＯＳ−ＦＥＴ２２を介し電流
検出抵抗体２１に至る経路での逆流放電が防止されてお
り、このことによって、電流検出抵抗体２１の通電オフ
期間にも充電コンデンサ２３の充電電圧は上記充電動作
による充電電圧が維持される。このことから、この実施
形態例では、出力電流検出回路２０から出力される電圧
は直流となっている。
うに、電流検出抵抗体２１に電流が流れていない期間中
には、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオフ状態に制御さ
れているので、電流検出抵抗体２１の通電オフ期間中に
充電コンデンサ２３からＭＯＳ−ＦＥＴ２２を介し電流
検出抵抗体２１に至る経路での逆流放電が防止されてお
り、このことによって、電流検出抵抗体２１の通電オフ
期間にも充電コンデンサ２３の充電電圧は上記充電動作
による充電電圧が維持される。このことから、この実施
形態例では、出力電流検出回路２０から出力される電圧
は直流となっている。
【００３３】図１に示す出力電流検出回路２０は上記の
ように構成されている。この図１に示す回路構成を持つ
出力電流検出回路２０は、前述したような高価で、か
つ、大型なカレントトランスが不要である。このことか
ら、出力電流検出回路を構成する部品に起因してスイッ
チング電源装置の低コスト化や大型化が妨げられるとい
う問題を回避することができる。
ように構成されている。この図１に示す回路構成を持つ
出力電流検出回路２０は、前述したような高価で、か
つ、大型なカレントトランスが不要である。このことか
ら、出力電流検出回路を構成する部品に起因してスイッ
チング電源装置の低コスト化や大型化が妨げられるとい
う問題を回避することができる。
【００３４】また、ダイオードを用いずに、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２を利用して電流検出抵抗体２１の通電電流の整
流を行うために、ダイオードに起因した問題、つまり、
出力電流検出回路の出力電圧が温度変動に伴って変動し
てしまうという前記温度ドリフト等の問題を気にせず
に、抵抗値が小さい抵抗体を電流検出抵抗体２１として
用いることが可能であるので、抵抗値が小さい抵抗体を
電流検出抵抗体２１として用いることにより、電流検出
抵抗体２１での導通損失を非常に小さく抑制することが
できる。このことから、スイッチング電源装置の回路効
率の悪化を防止することができる。
ＥＴ２２を利用して電流検出抵抗体２１の通電電流の整
流を行うために、ダイオードに起因した問題、つまり、
出力電流検出回路の出力電圧が温度変動に伴って変動し
てしまうという前記温度ドリフト等の問題を気にせず
に、抵抗値が小さい抵抗体を電流検出抵抗体２１として
用いることが可能であるので、抵抗値が小さい抵抗体を
電流検出抵抗体２１として用いることにより、電流検出
抵抗体２１での導通損失を非常に小さく抑制することが
できる。このことから、スイッチング電源装置の回路効
率の悪化を防止することができる。
【００３５】上記図１に示す出力電流検出回路２０から
検出出力された電圧はスイッチング電源装置の様々な制
御動作に利用することが可能である。例えば、図２には
上記出力電流検出回路２０を組み込んだスイッチング電
源装置の第１の具体例が示されている。この第１の具体
例では、上記出力電流検出回路２０の検出出力電圧はス
イッチング電源装置の過電流保護の制御に利用されてい
る。
検出出力された電圧はスイッチング電源装置の様々な制
御動作に利用することが可能である。例えば、図２には
上記出力電流検出回路２０を組み込んだスイッチング電
源装置の第１の具体例が示されている。この第１の具体
例では、上記出力電流検出回路２０の検出出力電圧はス
イッチング電源装置の過電流保護の制御に利用されてい
る。
【００３６】この図２に示すスイッチング電源装置は共
振リセットフォワードコンバータであり、前記図５に示
す回路とほぼ同様な回路構成を備えているが、異なる特
徴的なことは、図５に示す出力電流検出回路１２に代え
て、図１に示す出力電流検出回路２０が設けられている
ことである。なお、この図２の説明において、前記図５
に示す回路構成部分と同一構成部分には同一符号を付
し、その共通部分の重複説明は省略する。
振リセットフォワードコンバータであり、前記図５に示
す回路とほぼ同様な回路構成を備えているが、異なる特
徴的なことは、図５に示す出力電流検出回路１２に代え
て、図１に示す出力電流検出回路２０が設けられている
ことである。なお、この図２の説明において、前記図５
に示す回路構成部分と同一構成部分には同一符号を付
し、その共通部分の重複説明は省略する。
【００３７】図２に示す例では、前記出力電流検出回路
２０の電流検出抵抗体２１はメインスイッチ素子３のソ
ース側に直列的に接続されている。
２０の電流検出抵抗体２１はメインスイッチ素子３のソ
ース側に直列的に接続されている。
【００３８】上記メインスイッチ素子３のゲート側には
スイッチング制御回路１１から図３の（ａ）に示すよう
なパルス状の電圧信号が加えられる。このパルス信号に
基づいて、メインスイッチ素子３のドレイン−ソース間
には図３の（ｄ）に示すように断続的にドレイン電流が
通電し、メインスイッチ素子３のソース側に直列接続す
る電流検出抵抗体２１には上記メインスイッチ素子３の
ドレイン電流と同様な波形を持つ断続的な電流が通電
し、電流検出抵抗体２１に印加される電圧の波形は図３
の（ｅ）に示すような電圧波形となる。
スイッチング制御回路１１から図３の（ａ）に示すよう
なパルス状の電圧信号が加えられる。このパルス信号に
基づいて、メインスイッチ素子３のドレイン−ソース間
には図３の（ｄ）に示すように断続的にドレイン電流が
通電し、メインスイッチ素子３のソース側に直列接続す
る電流検出抵抗体２１には上記メインスイッチ素子３の
ドレイン電流と同様な波形を持つ断続的な電流が通電
し、電流検出抵抗体２１に印加される電圧の波形は図３
の（ｅ）に示すような電圧波形となる。
【００３９】上記図２に示すメインスイッチ素子３のソ
ース側と電流検出抵抗体２１との接続部には前記出力電
流検出回路２０のＭＯＳ−ＦＥＴ２２のソース側が接続
されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のゲート側はメインス
イッチ素子３のゲート側とスイッチング制御回路１１と
の接続部に接続されている。このために、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２２のゲートには上記メインスイッチ素子３のゲート
に印加されるパルス信号とほぼ同一のパルス信号が図３
の（ｂ）に示すように加えられ、メインスイッチ素子３
のスイッチオン・オフと同期してＭＯＳ−ＦＥＴ２２は
スイッチオン・オフ動作する。
ース側と電流検出抵抗体２１との接続部には前記出力電
流検出回路２０のＭＯＳ−ＦＥＴ２２のソース側が接続
されている。ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のゲート側はメインス
イッチ素子３のゲート側とスイッチング制御回路１１と
の接続部に接続されている。このために、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ２２のゲートには上記メインスイッチ素子３のゲート
に印加されるパルス信号とほぼ同一のパルス信号が図３
の（ｂ）に示すように加えられ、メインスイッチ素子３
のスイッチオン・オフと同期してＭＯＳ−ＦＥＴ２２は
スイッチオン・オフ動作する。
【００４０】このＭＯＳ−ＦＥＴ２２のドレイン側には
前記充電コンデンサ２３の一端側が接続されている。Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ２２は上記のようにメインスイッチ素子３
のスイッチオン・オフ動作に同期してスイッチオン・オ
フ動作するので、電流検出抵抗体２１に電流が通電して
いる間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオン状態とな
り、電流検出抵抗体２１に流れている電流がＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２を通って整流されて充電コンデンサ２３に充電
される。
前記充電コンデンサ２３の一端側が接続されている。Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ２２は上記のようにメインスイッチ素子３
のスイッチオン・オフ動作に同期してスイッチオン・オ
フ動作するので、電流検出抵抗体２１に電流が通電して
いる間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオン状態とな
り、電流検出抵抗体２１に流れている電流がＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２を通って整流されて充電コンデンサ２３に充電
される。
【００４１】前述したように、上記充電動作によって、
充電コンデンサ２３には電流検出抵抗体２１の通電電流
のピーク電流値に応じた電圧、つまり、スイッチング電
源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧が印加される。ま
た、電流検出抵抗体２１に電流が流れていないときには
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオフ状態となるので、充
電コンデンサ２３の放電が防止され、充電コンデンサ２
３の充電電圧は、図３の（ｆ）に示すように、ＭＯＳ−
ＦＥＴ２２のスイッチオフ期間には上記ＭＯＳ−ＦＥＴ
２２がスイッチオフする直前の電圧に維持されている。
このことによって、出力電流検出回路２０は充電コンデ
ンサ２３の充電電圧をスイッチング電源装置の出力電流
Ｉoutに応じた直流の電圧として出力する。
充電コンデンサ２３には電流検出抵抗体２１の通電電流
のピーク電流値に応じた電圧、つまり、スイッチング電
源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧が印加される。ま
た、電流検出抵抗体２１に電流が流れていないときには
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はスイッチオフ状態となるので、充
電コンデンサ２３の放電が防止され、充電コンデンサ２
３の充電電圧は、図３の（ｆ）に示すように、ＭＯＳ−
ＦＥＴ２２のスイッチオフ期間には上記ＭＯＳ−ＦＥＴ
２２がスイッチオフする直前の電圧に維持されている。
このことによって、出力電流検出回路２０は充電コンデ
ンサ２３の充電電圧をスイッチング電源装置の出力電流
Ｉoutに応じた直流の電圧として出力する。
【００４２】図２に示すように、充電コンデンサ２３の
出力端側はコンパレータ２５の（−）入力端子が接続さ
れている。また、前記コンパレータ２５の（＋）入力端
子には基準電圧源２６が接続されており、このコンパレ
ータ２５の出力端子はスイッチング制御回路１１に接続
されている。
出力端側はコンパレータ２５の（−）入力端子が接続さ
れている。また、前記コンパレータ２５の（＋）入力端
子には基準電圧源２６が接続されており、このコンパレ
ータ２５の出力端子はスイッチング制御回路１１に接続
されている。
【００４３】図２に示す回路では、上記スイッチング制
御回路１１とコンパレータ２５と基準電圧源２６によっ
て、過電流保護回路が構成されている。
御回路１１とコンパレータ２５と基準電圧源２６によっ
て、過電流保護回路が構成されている。
【００４４】すなわち、上記コンパレータ２５は上記充
電コンデンサ２３の充電電圧（つまり、出力電流検出回
路２０から出力された電圧）と、上記基準電圧源２６の
電圧とを比較する。負荷１５の回路異常等の原因によっ
てスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが過電流状態
となり、前記出力電流検出回路２０の出力電圧が基準電
圧源２６の電圧よりも大きくなったときには、コンパレ
ータ２５は、上記出力電流Ｉoutが過電流状態となった
ことを知らせる信号をスイッチング制御回路１１に出力
する。
電コンデンサ２３の充電電圧（つまり、出力電流検出回
路２０から出力された電圧）と、上記基準電圧源２６の
電圧とを比較する。負荷１５の回路異常等の原因によっ
てスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが過電流状態
となり、前記出力電流検出回路２０の出力電圧が基準電
圧源２６の電圧よりも大きくなったときには、コンパレ
ータ２５は、上記出力電流Ｉoutが過電流状態となった
ことを知らせる信号をスイッチング制御回路１１に出力
する。
【００４５】スイッチング制御回路１１では、そのよう
に、過電流状態を知らせる信号が加えられると、過電流
保護動作を優先し、出力電流Ｉoutを減少させる方向に
メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作を制御
して過電流状態を解消させ、スイッチング電源装置を保
護する。
に、過電流状態を知らせる信号が加えられると、過電流
保護動作を優先し、出力電流Ｉoutを減少させる方向に
メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作を制御
して過電流状態を解消させ、スイッチング電源装置を保
護する。
【００４６】図２に示すスイッチング電源装置では、上
記のように、本実施形態例において特徴的な出力電流検
出回路２０の出力電圧は過電流保護回路に加えられて、
スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが過電流状態で
あるか否かを判断するための過電流状態検出用の電圧と
して利用されている。
記のように、本実施形態例において特徴的な出力電流検
出回路２０の出力電圧は過電流保護回路に加えられて、
スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが過電流状態で
あるか否かを判断するための過電流状態検出用の電圧と
して利用されている。
【００４７】この第１の具体例によれば、この実施形態
例において特徴的な出力電流検出回路２０を用いている
ので、前述したように、スイッチング電源装置の低コス
ト化や小型化を妨げるという問題を防止することがで
き、かつ、出力電流検出回路の構成部品に起因したスイ
ッチング電源装置の回路効率の悪化を防止することがで
きるという効果を奏することができる。
例において特徴的な出力電流検出回路２０を用いている
ので、前述したように、スイッチング電源装置の低コス
ト化や小型化を妨げるという問題を防止することがで
き、かつ、出力電流検出回路の構成部品に起因したスイ
ッチング電源装置の回路効率の悪化を防止することがで
きるという効果を奏することができる。
【００４８】また、この実施形態例において特徴的な出
力電流検出回路２０はスイッチング電源装置の出力電流
Ｉoutに応じた電圧として直流の電圧をコンパレータ２
５に出力する構成であることから、次に示すような効果
を得ることができる。
力電流検出回路２０はスイッチング電源装置の出力電流
Ｉoutに応じた電圧として直流の電圧をコンパレータ２
５に出力する構成であることから、次に示すような効果
を得ることができる。
【００４９】パルスバイパルス方式で良好な過電流垂下
特性を得るためには、例えば、スイッチング周波数が数
百ＫHzのＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答時間が数ｎse
cから数十ｎsecの高速応答性を有する高速応答タイプの
コンパレータが必要となる。この高速応答タイプのコン
パレータは非常に高価なものであり、スイッチング電源
装置の価格を上昇させてしまうという問題が生じる。
特性を得るためには、例えば、スイッチング周波数が数
百ＫHzのＤＣ−ＤＣコンバータでは、応答時間が数ｎse
cから数十ｎsecの高速応答性を有する高速応答タイプの
コンパレータが必要となる。この高速応答タイプのコン
パレータは非常に高価なものであり、スイッチング電源
装置の価格を上昇させてしまうという問題が生じる。
【００５０】さらに、高速応答タイプのコンパレータ
は、一般的に消費電力が大きく、スイッチング電源装置
の効率特性を低下させるという問題もある。
は、一般的に消費電力が大きく、スイッチング電源装置
の効率特性を低下させるという問題もある。
【００５１】これに対して、この第１の具体例では、上
記したように、出力電流検出回路２０からコンパレータ
２５に直流の電圧を加え該直流の電圧を基準電圧源２６
の電圧に比較する構成であることから、高速応答タイプ
のコンパレータを用いなくとも、過電流垂下特性は良好
であり、出力電流Ｉoutが過電流状態となったときに迅
速に過電流状態を解消することが可能となる。換言すれ
ば、スイッチング電源装置の価格上昇が抑制され、か
つ、過電流保護動作の垂下特性に優れたスイッチング電
源装置を提供することができる。
記したように、出力電流検出回路２０からコンパレータ
２５に直流の電圧を加え該直流の電圧を基準電圧源２６
の電圧に比較する構成であることから、高速応答タイプ
のコンパレータを用いなくとも、過電流垂下特性は良好
であり、出力電流Ｉoutが過電流状態となったときに迅
速に過電流状態を解消することが可能となる。換言すれ
ば、スイッチング電源装置の価格上昇が抑制され、か
つ、過電流保護動作の垂下特性に優れたスイッチング電
源装置を提供することができる。
【００５２】上記のように、図１に示す出力電流検出回
路２０を図２に示すようにスイッチング電源装置に組み
込み、出力電流検出回路２０の出力電圧を過電流保護回
路の過電流状態検出用の電圧として用いることによっ
て、上記のような優れた効果を奏することができる。
路２０を図２に示すようにスイッチング電源装置に組み
込み、出力電流検出回路２０の出力電圧を過電流保護回
路の過電流状態検出用の電圧として用いることによっ
て、上記のような優れた効果を奏することができる。
【００５３】図４には前記図１に示す出力電流検出回路
２０が組み込まれたスイッチング電源装置の第２の具体
例が示されている。なお、この図４のスイッチング電源
装置の説明において、前記図１や図２や図５に示す回路
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
２０が組み込まれたスイッチング電源装置の第２の具体
例が示されている。なお、この図４のスイッチング電源
装置の説明において、前記図１や図２や図５に示す回路
と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重
複説明は省略する。
【００５４】この図４に示すスイッチング電源装置は共
振リセットフォワードコンバータであり、図４に示す一
次側回路と出力側回路１０はそれぞれ図５に示す一次側
回路と出力側回路１０と同様の回路構成を有している。
振リセットフォワードコンバータであり、図４に示す一
次側回路と出力側回路１０はそれぞれ図５に示す一次側
回路と出力側回路１０と同様の回路構成を有している。
【００５５】図４に示すスイッチング電源装置では、ト
ランス１には三次コイル２７が形成されており、この三
次コイル２７には出力電圧検出回路２８が接続されてい
る。この出力電圧検出回路２８は整流ダイオード３０と
転流ダイオード３１とインダクタ３２とコンデンサ３３
を有して構成されている。該出力電圧検出回路２８は出
力側回路１０と同一の回路構成を有しており、三次コイ
ル２７から出力される交流の電流・電圧を出力側回路１
０と同様にチョークインプット整流方式でもって整流・
平滑し、この整流平滑された電圧がコンデンサ３３に充
電される。
ランス１には三次コイル２７が形成されており、この三
次コイル２７には出力電圧検出回路２８が接続されてい
る。この出力電圧検出回路２８は整流ダイオード３０と
転流ダイオード３１とインダクタ３２とコンデンサ３３
を有して構成されている。該出力電圧検出回路２８は出
力側回路１０と同一の回路構成を有しており、三次コイ
ル２７から出力される交流の電流・電圧を出力側回路１
０と同様にチョークインプット整流方式でもって整流・
平滑し、この整流平滑された電圧がコンデンサ３３に充
電される。
【００５６】このコンデンサ３３の充電電圧はスイッチ
ング電源装置の出力電圧Ｖoutに応じた電圧であり、出
力電圧検出回路２８はそのコンデンサ３３の充電電圧を
検出出力する。
ング電源装置の出力電圧Ｖoutに応じた電圧であり、出
力電圧検出回路２８はそのコンデンサ３３の充電電圧を
検出出力する。
【００５７】図４に示す回路では、出力電流検出回路２
０の電流検出抵抗体２１の一端側はメインスイッチ素子
３のソース側に接続されており、電流検出抵抗体２１の
他端側はＭＯＳ−ＦＥＴ２２のドレイン側に接続され、
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のゲート側はメインスイッチ素子３
のゲート側に接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２
２のソース側には充電コンデンサ２３の一端側が接続さ
れ、この充電コンデンサ２３の他端側は前記出力電圧検
出回路２８のコンデンサ３３の一端側とメインスイッチ
素子３のソース側とにそれぞれ導通接続されている。
０の電流検出抵抗体２１の一端側はメインスイッチ素子
３のソース側に接続されており、電流検出抵抗体２１の
他端側はＭＯＳ−ＦＥＴ２２のドレイン側に接続され、
ＭＯＳ−ＦＥＴ２２のゲート側はメインスイッチ素子３
のゲート側に接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２
２のソース側には充電コンデンサ２３の一端側が接続さ
れ、この充電コンデンサ２３の他端側は前記出力電圧検
出回路２８のコンデンサ３３の一端側とメインスイッチ
素子３のソース側とにそれぞれ導通接続されている。
【００５８】上記のように、出力電流検出回路２０の充
電コンデンサ２３と前記出力電圧検出回路２８のコンデ
ンサ３３とは直列的に接続されており、この充電コンデ
ンサ２３とコンデンサ３３の直列接続体には分圧抵抗体
３４，３５の直列接続体が並列的に接続されている。
電コンデンサ２３と前記出力電圧検出回路２８のコンデ
ンサ３３とは直列的に接続されており、この充電コンデ
ンサ２３とコンデンサ３３の直列接続体には分圧抵抗体
３４，３５の直列接続体が並列的に接続されている。
【００５９】上記分圧抵抗体３４と分圧抵抗体３５の接
続部は誤差増幅器（オペアンプ）３６の（−）入力端子
に接続され、この誤差増幅器３６の（＋）入力端子には
基準電圧源３７が接続されている。誤差増幅器３６の出
力端子はコンパレータ３８の（＋）入力端子に接続さ
れ、このコンパレータ３８の（−）入力端子には三角波
発振器４０が接続されている。このコンパレータ３８の
出力端子はメインスイッチ素子３とＭＯＳ−ＦＥＴ２２
の各ゲート側に導通接続されている。
続部は誤差増幅器（オペアンプ）３６の（−）入力端子
に接続され、この誤差増幅器３６の（＋）入力端子には
基準電圧源３７が接続されている。誤差増幅器３６の出
力端子はコンパレータ３８の（＋）入力端子に接続さ
れ、このコンパレータ３８の（−）入力端子には三角波
発振器４０が接続されている。このコンパレータ３８の
出力端子はメインスイッチ素子３とＭＯＳ−ＦＥＴ２２
の各ゲート側に導通接続されている。
【００６０】この図４に示す出力電流検出回路２０にお
いても、前記図２に示す出力電流検出回路２０と同様
に、メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作に
同期してＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオン・オフし、
電流検出抵抗体２１を流れる電流が整流され該整流され
た電流が充電コンデンサ２３に充電される。この充電コ
ンデンサ２３の充電電圧は前述したようにスイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧である。
いても、前記図２に示す出力電流検出回路２０と同様
に、メインスイッチ素子３のスイッチオン・オフ動作に
同期してＭＯＳ−ＦＥＴ２２がスイッチオン・オフし、
電流検出抵抗体２１を流れる電流が整流され該整流され
た電流が充電コンデンサ２３に充電される。この充電コ
ンデンサ２３の充電電圧は前述したようにスイッチング
電源装置の出力電流Ｉoutに応じた電圧である。
【００６１】図４に示す回路では、上記分圧抵抗体３
４，３５と誤差増幅器３６と基準電圧源３７とコンパレ
ータ３８と三角波発振器４０によって、メインスイッチ
素子３のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路
が構成されている。
４，３５と誤差増幅器３６と基準電圧源３７とコンパレ
ータ３８と三角波発振器４０によって、メインスイッチ
素子３のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路
が構成されている。
【００６２】この図４に示す回路では、前記のように、
上記充電コンデンサ２３と、出力電圧検出回路２８のコ
ンデンサ３３とは直列的に接続されていることから、コ
ンデンサ３３の充電電圧（つまり、出力電圧検出回路２
８の出力電圧）に上記充電コンデンサ２３の充電電圧
（つまり、出力電流検出回路２０の出力電圧）が重畳さ
れることとなる。この重畳電圧が分圧抵抗体３４，３５
によって分圧される。この分圧電圧に基づいた誤差増幅
器３６の出力動作と、この誤差増幅器３６と三角波発振
器４０の各出力信号に基づいたコンパレータ３８の比較
動作とによって、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖou
tを安定化するためにＰＷＭ（Pulse-WidthModulation）
制御されたパルス信号がメインスイッチ素子３のゲート
に加えられる。
上記充電コンデンサ２３と、出力電圧検出回路２８のコ
ンデンサ３３とは直列的に接続されていることから、コ
ンデンサ３３の充電電圧（つまり、出力電圧検出回路２
８の出力電圧）に上記充電コンデンサ２３の充電電圧
（つまり、出力電流検出回路２０の出力電圧）が重畳さ
れることとなる。この重畳電圧が分圧抵抗体３４，３５
によって分圧される。この分圧電圧に基づいた誤差増幅
器３６の出力動作と、この誤差増幅器３６と三角波発振
器４０の各出力信号に基づいたコンパレータ３８の比較
動作とによって、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖou
tを安定化するためにＰＷＭ（Pulse-WidthModulation）
制御されたパルス信号がメインスイッチ素子３のゲート
に加えられる。
【００６３】この図４に示す第２の具体例におけるスイ
ッチング電源装置によれば、この実施形態例において特
徴的な図１に示す構成の出力電流検出回路２０を用いて
いるので、前記したように、スイッチング電源装置の低
コスト化や小型化が妨げられるという問題を防止するこ
とができ、また、出力電流検出回路の構成部品に起因し
たスイッチング電源装置の回路効率の悪化も防止するこ
とができる。
ッチング電源装置によれば、この実施形態例において特
徴的な図１に示す構成の出力電流検出回路２０を用いて
いるので、前記したように、スイッチング電源装置の低
コスト化や小型化が妨げられるという問題を防止するこ
とができ、また、出力電流検出回路の構成部品に起因し
たスイッチング電源装置の回路効率の悪化も防止するこ
とができる。
【００６４】その上、この第２の具体例では、出力電流
検出回路２０の出力電圧は出力電圧検出回路２８の出力
電圧に重畳され、この重畳電圧がスイッチング制御回路
に入力されてメインスイッチ素子３のスイッチオン・オ
フ制御に用いられるので、スイッチング電源装置の出力
電圧Ｖoutのより一層の安定化を達成することができ
る。
検出回路２０の出力電圧は出力電圧検出回路２８の出力
電圧に重畳され、この重畳電圧がスイッチング制御回路
に入力されてメインスイッチ素子３のスイッチオン・オ
フ制御に用いられるので、スイッチング電源装置の出力
電圧Ｖoutのより一層の安定化を達成することができ
る。
【００６５】それというのは、図４に示すような回路構
成では、スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが増加
するに従って出力電圧Ｖoutが減少するという現象が生
じる。しかし、出力側回路１０と同様な回路構成を持つ
出力電圧検出回路２８を用いて出力電圧Ｖoutを間接的
に検出出力する場合には、上記出力電流Ｉoutの増加に
起因した出力電圧Ｖoutの減少変化が、出力電圧検出回
路２８の出力電圧の変化として現れない。このことによ
って、出力電圧検出回路２８の出力電圧のみによってメ
インスイッチ素子３のスイッチング制御を行う構成で
は、出力電流Ｉoutの増加に起因して出力電圧Ｖoutが設
定値よりも減少しているのにも拘わらず、その出力電圧
Ｖoutの減少分を補償するためのメインスイッチ素子３
のスイッチング制御が成されないという問題が生じる。
成では、スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutが増加
するに従って出力電圧Ｖoutが減少するという現象が生
じる。しかし、出力側回路１０と同様な回路構成を持つ
出力電圧検出回路２８を用いて出力電圧Ｖoutを間接的
に検出出力する場合には、上記出力電流Ｉoutの増加に
起因した出力電圧Ｖoutの減少変化が、出力電圧検出回
路２８の出力電圧の変化として現れない。このことによ
って、出力電圧検出回路２８の出力電圧のみによってメ
インスイッチ素子３のスイッチング制御を行う構成で
は、出力電流Ｉoutの増加に起因して出力電圧Ｖoutが設
定値よりも減少しているのにも拘わらず、その出力電圧
Ｖoutの減少分を補償するためのメインスイッチ素子３
のスイッチング制御が成されないという問題が生じる。
【００６６】これに対して、図４に示すように、出力電
圧検出回路２８の出力電圧に出力電流検出回路２０の出
力電圧を重畳し該重畳電圧をスイッチング制御回路に加
えてメインスイッチ素子３のスイッチング制御が成され
ることによって、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖou
tに関する情報を持つ電圧と出力電流Ｉoutに関する情報
を持つ電圧とを共に利用して、メインスイッチ素子３の
スイッチング制御が成されることとなり、出力電流Ｉou
tの増加に起因した出力電圧Ｖoutの減少を補正すること
ができる。このことによって、非常に定電圧精度の良い
スイッチング電源装置を提供することができる。
圧検出回路２８の出力電圧に出力電流検出回路２０の出
力電圧を重畳し該重畳電圧をスイッチング制御回路に加
えてメインスイッチ素子３のスイッチング制御が成され
ることによって、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖou
tに関する情報を持つ電圧と出力電流Ｉoutに関する情報
を持つ電圧とを共に利用して、メインスイッチ素子３の
スイッチング制御が成されることとなり、出力電流Ｉou
tの増加に起因した出力電圧Ｖoutの減少を補正すること
ができる。このことによって、非常に定電圧精度の良い
スイッチング電源装置を提供することができる。
【００６７】ところで、図５に示すように、スイッチン
グ電源装置の出力電圧Ｖoutを直接的に検出する出力電
圧検出部１１ａは、フォトカプラ等の寿命が短い部品が
使用されているので、このフォトカプラの短寿命に起因
して、スイッチング電源装置の長寿命化が困難であった
が、この図４に示すように、スイッチング電源装置の出
力電圧Ｖoutを間接的に検出する出力電圧検出回路２８
では、短寿命な部品を用いていないので、スイッチング
電源装置の長寿命化を図ること容易となる。
グ電源装置の出力電圧Ｖoutを直接的に検出する出力電
圧検出部１１ａは、フォトカプラ等の寿命が短い部品が
使用されているので、このフォトカプラの短寿命に起因
して、スイッチング電源装置の長寿命化が困難であった
が、この図４に示すように、スイッチング電源装置の出
力電圧Ｖoutを間接的に検出する出力電圧検出回路２８
では、短寿命な部品を用いていないので、スイッチング
電源装置の長寿命化を図ること容易となる。
【００６８】上記のように、第２の具体例では、長寿
命、かつ、非常に定電圧精度の良いスイッチング電源装
置を提供することができるという優れた効果を奏するこ
とができる。
命、かつ、非常に定電圧精度の良いスイッチング電源装
置を提供することができるという優れた効果を奏するこ
とができる。
【００６９】なお、この発明は上記実施形態例に限定さ
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記実施形態例では、図１に示す出力電流検出回路
２０を図２に示すようにスイッチング電源装置に組み込
んで出力電流検出回路２０の出力電圧を過電流保護に利
用する第１の具体例と、出力電流検出回路２０を図４に
示すようにスイッチング電源装置に組み込んで出力電流
検出回路２０の出力電圧をメインスイッチ素子３のスイ
ッチング制御に利用する第２の具体例とを示したが、こ
の実施形態例において特徴的な出力電流検出回路２０は
上記第１又は第２の各具体例以外の形態でもってスイッ
チング電源装置に組み込んで出力電流検出回路２０の出
力電圧を上記各具体例以外の制御動作に利用してもよ
い。
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記実施形態例では、図１に示す出力電流検出回路
２０を図２に示すようにスイッチング電源装置に組み込
んで出力電流検出回路２０の出力電圧を過電流保護に利
用する第１の具体例と、出力電流検出回路２０を図４に
示すようにスイッチング電源装置に組み込んで出力電流
検出回路２０の出力電圧をメインスイッチ素子３のスイ
ッチング制御に利用する第２の具体例とを示したが、こ
の実施形態例において特徴的な出力電流検出回路２０は
上記第１又は第２の各具体例以外の形態でもってスイッ
チング電源装置に組み込んで出力電流検出回路２０の出
力電圧を上記各具体例以外の制御動作に利用してもよ
い。
【００７０】例えば、スイッチング電源装置を２つ以上
並列的に接続して使用する場合に、各スイッチング電源
装置にそれぞれ上記実施形態例に示したような出力電流
検出回路２０を組み込み、各スイッチング電源装置の出
力電流検出回路２０の出力電圧を取り込み、これら取り
込まれた各出力電流検出回路２０の出力電圧に基づい
て、複数のスイッチング電源装置の出力電流Ｉout間の
バランスがそれぞれ所定の電流バランスとなるように各
スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutを制御してもよ
い。このように、出力電流検出回路２０の出力電圧をス
イッチング電源装置の並列運転時における出力電流Ｉou
tの電流バランス改善用の制御動作に利用してもよい。
並列的に接続して使用する場合に、各スイッチング電源
装置にそれぞれ上記実施形態例に示したような出力電流
検出回路２０を組み込み、各スイッチング電源装置の出
力電流検出回路２０の出力電圧を取り込み、これら取り
込まれた各出力電流検出回路２０の出力電圧に基づい
て、複数のスイッチング電源装置の出力電流Ｉout間の
バランスがそれぞれ所定の電流バランスとなるように各
スイッチング電源装置の出力電流Ｉoutを制御してもよ
い。このように、出力電流検出回路２０の出力電圧をス
イッチング電源装置の並列運転時における出力電流Ｉou
tの電流バランス改善用の制御動作に利用してもよい。
【００７１】また、定電流出力のスイッチング電源装置
において、出力電流検出回路２０の出力電圧を利用し
て、出力電流Ｉoutが安定化するようにメインスイッチ
素子３のスイッチング制御を行うように構成してもよ
い。この実施形態例における出力電流検出回路２０は非
常に精度良くスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに
応じた電圧を出力することができるので、上記のよう
に、出力電流検出回路２０の出力電圧を利用してメイン
スイッチ素子３のスイッチング制御を行うことによっ
て、非常に安定した出力電流Ｉoutを得ることができ、
定電流精度が良いスイッチング電源装置を提供すること
が可能となる。
において、出力電流検出回路２０の出力電圧を利用し
て、出力電流Ｉoutが安定化するようにメインスイッチ
素子３のスイッチング制御を行うように構成してもよ
い。この実施形態例における出力電流検出回路２０は非
常に精度良くスイッチング電源装置の出力電流Ｉoutに
応じた電圧を出力することができるので、上記のよう
に、出力電流検出回路２０の出力電圧を利用してメイン
スイッチ素子３のスイッチング制御を行うことによっ
て、非常に安定した出力電流Ｉoutを得ることができ、
定電流精度が良いスイッチング電源装置を提供すること
が可能となる。
【００７２】さらに、上記第１又は第２の各具体例で
は、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はメインスイッチ素子３がスイ
ッチオンすると同時にスイッチオンするようにスイッチ
ング制御が成されていたが、メインスイッチ素子３がス
イッチオンした後に（例えば、メインスイッチ素子３が
スイッチオンしてから数十ｎsec遅らせて）ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２がスイッチオンするようにＭＯＳ−ＦＥＴ２２
のスイッチング制御を行ってもよい。
は、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はメインスイッチ素子３がスイ
ッチオンすると同時にスイッチオンするようにスイッチ
ング制御が成されていたが、メインスイッチ素子３がス
イッチオンした後に（例えば、メインスイッチ素子３が
スイッチオンしてから数十ｎsec遅らせて）ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２がスイッチオンするようにＭＯＳ−ＦＥＴ２２
のスイッチング制御を行ってもよい。
【００７３】このように、メインスイッチ素子３よりも
遅らせてＭＯＳ−ＦＥＴ２２をスイッチオンさせること
によって、次に示す効果を得ることができる。メインス
イッチ素子３がスイッチオンした瞬間には、トランス１
の寄生容量や、出力側回路１０を構成している構成部品
の寄生容量が短絡されて図３の（ｄ）のα部分に示すよ
うなスパイク電流が通電する。
遅らせてＭＯＳ−ＦＥＴ２２をスイッチオンさせること
によって、次に示す効果を得ることができる。メインス
イッチ素子３がスイッチオンした瞬間には、トランス１
の寄生容量や、出力側回路１０を構成している構成部品
の寄生容量が短絡されて図３の（ｄ）のα部分に示すよ
うなスパイク電流が通電する。
【００７４】メインスイッチ素子３と同時にＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２がスイッチオンすると、上記スパイク電流が前
記充電コンデンサ２３に流れ込み、このことに起因して
充電コンデンサ２３からコンパレータ２５に非常に大き
な電圧が加えられ、出力電流Ｉoutが過電流状態でない
のにも拘わらず、コンパレータ２５から過電流状態を知
らせる信号が出力されてしまうという誤作動を起こして
しまうことが考えられる。
ＥＴ２２がスイッチオンすると、上記スパイク電流が前
記充電コンデンサ２３に流れ込み、このことに起因して
充電コンデンサ２３からコンパレータ２５に非常に大き
な電圧が加えられ、出力電流Ｉoutが過電流状態でない
のにも拘わらず、コンパレータ２５から過電流状態を知
らせる信号が出力されてしまうという誤作動を起こして
しまうことが考えられる。
【００７５】これに対して、メインスイッチ素子３のス
イッチオンに起因した上記スパイク電流が抑制された以
降に、例えばメインスイッチ素子３がスイッチオンして
から数十ｎsec遅らせて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２をスイッ
チオンさせることによって、前記スパイク電流が充電コ
ンデンサ２３に流れ込むのを確実に防止することがで
き、前記スパイク電流に起因した誤動作発生を防止する
ことができる。
イッチオンに起因した上記スパイク電流が抑制された以
降に、例えばメインスイッチ素子３がスイッチオンして
から数十ｎsec遅らせて、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２をスイッ
チオンさせることによって、前記スパイク電流が充電コ
ンデンサ２３に流れ込むのを確実に防止することがで
き、前記スパイク電流に起因した誤動作発生を防止する
ことができる。
【００７６】もちろん、上記したようなスパイク電流に
起因した誤動作問題は殆ど発生しないので、上記第１又
は第２の各具体例の如く、メインスイッチ素子３とＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２２を同時にスイッチオンさせても支障を来
すことは殆どない。
起因した誤動作問題は殆ど発生しないので、上記第１又
は第２の各具体例の如く、メインスイッチ素子３とＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２２を同時にスイッチオンさせても支障を来
すことは殆どない。
【００７７】さらに、上記第１の具体例では、コンパレ
ータ２５が用いられていたが、コンパレータ２５に代え
て、オペアンプを用いてもよい。
ータ２５が用いられていたが、コンパレータ２５に代え
て、オペアンプを用いてもよい。
【００７８】さらに、上記第１又は第２の各具体例で
は、メインスイッチ素子３はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ
により構成されていたが、メインスイッチ素子３はＰチ
ャネルＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタやＩＧ
ＢＴ等のＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ以外のスイッチ素
子により構成してもよい。さらに、第１又は第２の各具
体例に示した整流ダイオード６，３０や転流ダイオード
７，３１に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同期整流素子を
用いてもよい。さらに、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はＮチャネ
ルＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されていたが、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２はＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴにより構成しても
よい。
は、メインスイッチ素子３はＮチャネルＭＯＳ−ＦＥＴ
により構成されていたが、メインスイッチ素子３はＰチ
ャネルＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラトランジスタやＩＧ
ＢＴ等のＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ以外のスイッチ素
子により構成してもよい。さらに、第１又は第２の各具
体例に示した整流ダイオード６，３０や転流ダイオード
７，３１に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ等の同期整流素子を
用いてもよい。さらに、ＭＯＳ−ＦＥＴ２２はＮチャネ
ルＭＯＳ−ＦＥＴにより構成されていたが、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２２はＰチャネルＭＯＳ−ＦＥＴにより構成しても
よい。
【００７９】さらに、上記第１又は第２の各具体例で
は、スイッチング電源装置はフォワードコンバータ方式
の回路構成であったが、本発明において特徴的な出力電
流検出回路は、フォワードコンバータ方式以外の例えば
フライバックコンバータ方式等の絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ方式のスイッチング電源装置や、非絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータ方式のスイッチング電源装置や、ＡＣ−
ＤＣコンバータ方式のスイッチング電源装置や、インバ
ータ方式のスイッチング電源装置等、様々な形態のスイ
ッチング電源装置に組み込むことが可能であり、上記第
１又は第２の各具体例に限定されるものではない。
は、スイッチング電源装置はフォワードコンバータ方式
の回路構成であったが、本発明において特徴的な出力電
流検出回路は、フォワードコンバータ方式以外の例えば
フライバックコンバータ方式等の絶縁型ＤＣ−ＤＣコン
バータ方式のスイッチング電源装置や、非絶縁型ＤＣ−
ＤＣコンバータ方式のスイッチング電源装置や、ＡＣ−
ＤＣコンバータ方式のスイッチング電源装置や、インバ
ータ方式のスイッチング電源装置等、様々な形態のスイ
ッチング電源装置に組み込むことが可能であり、上記第
１又は第２の各具体例に限定されるものではない。
【００８０】
【発明の効果】この発明によれば、電流検出抵抗体と同
期整流素子とコンデンサを用いて、スイッチング電源装
置の出力電流に応じた電圧を検出出力する出力電流検出
回路を構成することから、カレントトランスのような大
型で、かつ、高価な部品を用いることなく、出力電流検
出回路が構成されており、このことにより、出力電流検
出回路を構成する部品によってスイッチング電源装置の
小型化や低コスト化を妨げてしまうという問題を防止す
ることができる。
期整流素子とコンデンサを用いて、スイッチング電源装
置の出力電流に応じた電圧を検出出力する出力電流検出
回路を構成することから、カレントトランスのような大
型で、かつ、高価な部品を用いることなく、出力電流検
出回路が構成されており、このことにより、出力電流検
出回路を構成する部品によってスイッチング電源装置の
小型化や低コスト化を妨げてしまうという問題を防止す
ることができる。
【００８１】また、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチ素子か
ら成る同期整流素子が用いられているので、ダイオード
を整流素子として用いた場合に生じる問題を回避するこ
とができる。つまり、ダイオードを利用した場合には、
ダイオードの順方向電圧降下の悪影響が出力電流検出回
路の出力電圧に及ぶのを防止するために、抵抗値が大き
い抵抗体を電流検出抵抗体として用いていたが、このよ
うに抵抗値が大きい電流検出抵抗体を用いると、電流検
出抵抗体での導通損失が非常に多くなってしまい、スイ
ッチング電源装置の回路効率を悪化させてしまうという
問題が生じる。
ら成る同期整流素子が用いられているので、ダイオード
を整流素子として用いた場合に生じる問題を回避するこ
とができる。つまり、ダイオードを利用した場合には、
ダイオードの順方向電圧降下の悪影響が出力電流検出回
路の出力電圧に及ぶのを防止するために、抵抗値が大き
い抵抗体を電流検出抵抗体として用いていたが、このよ
うに抵抗値が大きい電流検出抵抗体を用いると、電流検
出抵抗体での導通損失が非常に多くなってしまい、スイ
ッチング電源装置の回路効率を悪化させてしまうという
問題が生じる。
【００８２】これに対して、この発明では、整流素子と
してダイオードを利用していないので、上記ダイオード
の順方向電圧降下の悪影響に起因した問題発生の心配が
無く、抵抗値が小さい抵抗体を電流検出抵抗体として用
いることができ、上記のような電流検出抵抗体での導通
損失を小さく抑制することができる。このことによっ
て、高効率のスイッチング電源装置を提供することがで
きる。
してダイオードを利用していないので、上記ダイオード
の順方向電圧降下の悪影響に起因した問題発生の心配が
無く、抵抗値が小さい抵抗体を電流検出抵抗体として用
いることができ、上記のような電流検出抵抗体での導通
損失を小さく抑制することができる。このことによっ
て、高効率のスイッチング電源装置を提供することがで
きる。
【００８３】
【００８４】出力電流検出回路から出力された電圧は出
力電圧検出回路から出力された電圧に重畳され、該重畳
電圧がスイッチング制御回路に加えられてメインスイッ
チ素子のスイッチング制御に利用されるものにあって
は、上記重畳電圧はスイッチング電源装置の出力電圧の
情報と出力電流の情報とを共に含むものであり、このこ
とによって、出力電流の増加に起因した出力電圧の低下
を精度良く検知することができることとなり、出力電圧
のより一層の安定化制御を行うことができる。
力電圧検出回路から出力された電圧に重畳され、該重畳
電圧がスイッチング制御回路に加えられてメインスイッ
チ素子のスイッチング制御に利用されるものにあって
は、上記重畳電圧はスイッチング電源装置の出力電圧の
情報と出力電流の情報とを共に含むものであり、このこ
とによって、出力電流の増加に起因した出力電圧の低下
を精度良く検知することができることとなり、出力電圧
のより一層の安定化制御を行うことができる。
【図１】この発明に係るスイッチング電源装置に組み込
まれた出力電流検出回路の一実施形態例を示す回路構成
図である。
まれた出力電流検出回路の一実施形態例を示す回路構成
図である。
【図２】図１に示す出力電流検出回路をスイッチング電
源装置に組み込んだ場合の第１の具体例を示す回路構成
図である。
源装置に組み込んだ場合の第１の具体例を示す回路構成
図である。
【図３】図２に示すスイッチング電源装置における主要
な回路構成部の動作波形の一例を示す波形図である。
な回路構成部の動作波形の一例を示す波形図である。
【図４】図１に示す出力電流検出回路をスイッチング電
源装置に組み込んだ場合の第２の具体例を示す回路構成
図である。
源装置に組み込んだ場合の第２の具体例を示す回路構成
図である。
【図５】従来の構成の出力電流検出回路が組み込まれた
スイッチング電源装置の一例を示す回路構成図である。
スイッチング電源装置の一例を示す回路構成図である。
３ メインスイッチ素子
１０ 出力側回路
１１ スイッチング制御回路
１２，２０ 出力電流検出回路
１６ カレントトランス
２１ 電流検出抵抗体
２２ ＭＯＳ−ＦＥＴ
２３ 充電コンデンサ
２８ 出力電圧検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平１−43060（ＪＰ，Ａ)
特開 昭55−133674（ＪＰ，Ａ)
実開 平１−113538（ＪＰ，Ｕ)
実開 昭52−52618（ＪＰ，Ｕ)
特表 平５−505091（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
Claims (3)
- 【請求項１】 メインスイッチ素子のスイッチオン・オ
フ動作による交流電流・電圧を整流・平滑して直流の電
流・電圧を出力するスイッチング電源装置において、上
記メインスイッチ素子のスイッチオン・オフ動作に同期
して断続的に電流が流れる断続電流通電経路上に設けら
れた電流検出抵抗体と、この電流検出抵抗体に流れる電
流を整流するスイッチ素子から成る同期整流素子と、こ
の同期整流素子によって整流された電流を充電するコン
デンサとを有し、上記電流検出抵抗体に流れる電流を上
記同期整流素子の整流動作によって上記コンデンサに充
電し、該コンデンサの充電電圧をスイッチング電源装置
の出力電流に応じた電圧として出力する出力電流検出回
路が設けられ、スイッチング電源装置の１次側には該ス
イッチング電源装置の２次側回路と同様な整流・平滑回
路の構成から成る出力電圧検出回路が設けられ、この出
力電圧検出回路の整流・平滑回路はインダクタと上記出
力電流検出回路のコンデンサと直列に接続されたコンデ
ンサとを有する整流・平滑回路と成し、上記出力電圧検
出回路はスイッチング電源装置の出力電圧を間接的に検
出出力する構成と成し、また、上記出力電圧検出回路か
ら検出出力された電圧を利用してメインスイッチ素子の
スイッチオン・オフ動作を制御し上記スイッチング電源
装置の出力電圧の安定化制御を行うスイッチング制御回
路が設けられており、上記出力電流検出回路のコンデン
サから出力された電圧はこの出力電流検出回路のコンデ
ンサと直列に接続された上記出力電圧検出回路のコンデ
ンサの検出出力電圧に重畳され、この重畳電圧が上記ス
イッチング制御回路に入力されてメインスイッチ素子の
スイッチオン・オフ制御に用いられることを特徴とした
スイッチング電源装置。 - 【請求項２】 同期整流素子はＭＯＳ−ＦＥＴであるこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 出力電圧検出回路は、整流ダイオードと
転流ダイオードとインダクタとコンデンサを有して上記
２次側回路と同一の回路構成としたことを特徴とする請
求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09651099A JP3446654B2 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | スイッチング電源装置 |
| US09/538,427 US6295214B1 (en) | 1999-04-02 | 2000-03-29 | Switching power supply unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09651099A JP3446654B2 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000295841A JP2000295841A (ja) | 2000-10-20 |
| JP3446654B2 true JP3446654B2 (ja) | 2003-09-16 |
Family
ID=14167134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09651099A Expired - Lifetime JP3446654B2 (ja) | 1999-04-02 | 1999-04-02 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6295214B1 (ja) |
| JP (1) | JP3446654B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006006057A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Murata Mfg Co Ltd | フォワードコンバータ |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1134881B1 (en) * | 2000-03-17 | 2006-01-04 | STMicroelectronics S.r.l. | Self-recovering and self-disabling system for converter |
| US6469491B1 (en) * | 2000-11-15 | 2002-10-22 | Peco Ii, Inc. | Apparatus and method for measuring DC load current of a switching power supply |
| DE60210217T2 (de) * | 2001-01-31 | 2006-11-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma | Schaltnetzteilgerät |
| JP2003319649A (ja) * | 2002-02-22 | 2003-11-07 | Ricoh Co Ltd | 画像形成装置の電源回路および画像形成装置の電源制御方法 |
| JP4155211B2 (ja) * | 2003-08-18 | 2008-09-24 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3874291B2 (ja) * | 2004-02-12 | 2007-01-31 | Ｔｄｋ株式会社 | 電源装置 |
| JP4485337B2 (ja) * | 2004-12-08 | 2010-06-23 | 株式会社日立製作所 | 電流検出回路、電源制御回路、電源装置、電源システム、および電子装置 |
| JP4613951B2 (ja) * | 2005-09-15 | 2011-01-19 | 株式会社村田製作所 | 同期整流型フォワードコンバータ |
| GB2447874B (en) * | 2007-03-30 | 2009-07-29 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converter controllers |
| GB2447873B (en) | 2007-03-30 | 2009-07-29 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converter controllers |
| GB2448117B (en) * | 2007-03-30 | 2009-06-03 | Cambridge Semiconductor Ltd | Forward power converter controllers |
| US8179699B2 (en) * | 2008-12-31 | 2012-05-15 | Stmicroelectronics S.R.L. | Method for controlling a switching regulator and related switching regulator |
| AT508107B1 (de) * | 2009-03-10 | 2015-05-15 | Siemens Ag | Durchflusswandler mit stromregelung |
| GB2478992B (en) * | 2010-03-26 | 2014-11-19 | Russell Jacques | Regulating controller for controlled self-oscillating converters using bipolar junction transistors |
| JP5642625B2 (ja) * | 2011-05-19 | 2014-12-17 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN103438264B (zh) * | 2013-09-12 | 2016-01-27 | 中国北方发动机研究所(天津) | 一种基于悬浮电源的高端驱动电路 |
| US9917503B2 (en) * | 2015-05-13 | 2018-03-13 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Overcurrent protection circuit and power factor correction circuit comprising the same |
| WO2018038702A1 (en) | 2016-08-22 | 2018-03-01 | Whirlpool Corporation | Microwave oven having generator power supply |
| CN106533142B (zh) * | 2016-10-18 | 2023-05-26 | 成都前锋电子仪器有限责任公司 | 一种防倒灌电路 |
| WO2018125041A1 (en) | 2016-12-27 | 2018-07-05 | Whirlpool Corporation | Low cost solid state rf generation system for electromagnetic cooking |
| JP6941589B2 (ja) * | 2018-05-14 | 2021-09-29 | コーセル株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP7227853B2 (ja) * | 2019-05-30 | 2023-02-22 | シャープ株式会社 | 電源装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5414341A (en) * | 1993-12-07 | 1995-05-09 | Benchmarq Microelectronics, Inc. | DC-DC converter operable in an asyncronous or syncronous or linear mode |
| US5999429A (en) * | 1997-12-19 | 1999-12-07 | Dell Usa, L.P. | Bulk filter capacitor discharge in a switching power supply |
-
1999
- 1999-04-02 JP JP09651099A patent/JP3446654B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-03-29 US US09/538,427 patent/US6295214B1/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006006057A (ja) * | 2004-06-18 | 2006-01-05 | Murata Mfg Co Ltd | フォワードコンバータ |
| JP4617736B2 (ja) * | 2004-06-18 | 2011-01-26 | 株式会社村田製作所 | フォワードコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6295214B1 (en) | 2001-09-25 |
| JP2000295841A (ja) | 2000-10-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3446654B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US10158282B1 (en) | Switching power supply device | |
| US7208883B2 (en) | Current detection circuit, and power supply apparatus, power supply system and electronic apparatus using the current detection circuit | |
| US7778048B2 (en) | Switching power supply apparatus | |
| US11005356B2 (en) | Power supply control device and LLC resonant converter | |
| US6483722B2 (en) | DC/DC converter and control method thereof | |
| US20060152203A1 (en) | Current limit circuit and power supply including same | |
| KR101739552B1 (ko) | 홀드-업 타임 확장 회로 및 이를 포함하는 컨버터 | |
| KR20170120592A (ko) | 전원 제어용 반도체 장치 | |
| TW201946351A (zh) | 電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法 | |
| US9912241B2 (en) | System and method for a cascode switch | |
| JP2888729B2 (ja) | 出力短絡保護回路 | |
| JP3451419B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| US7075801B2 (en) | Dc converter | |
| JP2004201385A (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ回路 | |
| US7193867B2 (en) | DC converter | |
| US20070133232A1 (en) | Technique to improve dynamic response of two-stage converters | |
| WO2006080112A1 (ja) | 絶縁型ｄｃ－ｄｃコンバータ | |
| CA2214217C (en) | Switching power supply apparatus | |
| US20060187692A1 (en) | Output voltage control of a synchronous rectifier | |
| JP4338334B2 (ja) | スイッチング電源の駆動方法 | |
| US5892666A (en) | Push-pull switching power supply having increased efficiency and incorporating power factor correction | |
| JP4201161B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3262112B2 (ja) | 同期整流回路及び電源装置 | |
| US11962246B2 (en) | Power supply control device and flyback converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080704 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090704 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090704 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100704 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100704 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110704 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110704 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120704 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130704 Year of fee payment: 10 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |