JP4155211B2

JP4155211B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP4155211B2
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Inventors: 淳長井; 仁司辻
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Description

本発明は、トランスを有すると共に、トランスの二次巻線から出力される電力を同期整流器を利用して整流する回路を備えたスイッチング電源装置に関するものである。

従来から、出力電圧を間接的に検出する検出回路を設け、この検出回路の検出結果に基づいてメインスイッチング素子をＰＷＭ方式により制御するスイッチング電源装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。図９は、そのような検出回路を備えたスイッチング電源装置の主要な構成部分の一回路構成例を表す図である。

このスイッチング電源装置２００はトランス１を有し、このトランス１の一次巻線Ｎ１にはメインスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１が接続され、このトランス１とメインスイッチング素子Ｑ１の直列接続回路は、入力フィルタ６を介して外部の入力電源５に接続されている。

トランス１の二次巻線Ｎ２には二次側整流平滑回路２０が接続されている。この二次側整流平滑回路２０は、二次巻線Ｎ２に直列に接続される第１の同期整流器（スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ））Ｑ２と、二次巻線Ｎ２に並列に接続される第２の同期整流器（スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ））Ｑ３と、二次巻線Ｎ２に並列に接続されているチョークコイル２１とコンデンサ２２の直列接続回路とを有して構成されている。この二次側整流平滑回路２０は、二次巻線Ｎ２の出力電力を、同期整流器Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作によって整流し、また、チョークコイル２１とコンデンサ２２によって平滑して、直流電圧Ｖoutを外部の負荷に向けて出力する。

同期整流器Ｑ３のスイッチング制御用端子（ゲート端子）には第２同期整流器駆動回路２５が接続されており、この第２同期整流器駆動回路２５は、同期整流器Ｑ３が、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチオン・オフ動作とは逆のスイッチオン・オフ動作を行うように同期整流器Ｑ３のスイッチング動作を制御する。つまり、第２同期整流器駆動回路２５によって、メインスイッチング素子Ｑ１がオフのときには同期整流器Ｑ３はオンし、メインスイッチング素子Ｑ１がオンのときには同期整流器Ｑ３はオフする。

また、同期整流器Ｑ２は、二次巻線Ｎ２の誘起電圧によって、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチオン・オフ動作と同じスイッチオン・オフ動作を行う。

トランス１には三次巻線Ｎ３が設けられており、この三次巻線Ｎ３には検出回路３０が接続されている。検出回路３０は、三次巻線Ｎ３に誘起された電圧を整流する整流素子であるダイオード３１，３２と、その電圧を平滑するチョークコイル３３とコンデンサ３４と、整流平滑された電圧を分圧する分圧抵抗体３５，３６とを有して構成されている。三次巻線Ｎ３には、二次巻線Ｎ２に誘起される電圧に応じた電圧が誘起されることから、検出回路３０は、その三次巻線Ｎ３の誘起電圧を整流平滑することで、二次側整流平滑回路２０から負荷に出力される出力電圧Ｖoutを間接的に検出し当該出力電圧Ｖoutの検出電圧を出力している。

メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御用端子であるゲート端子には制御回路１０が接続されている。制御回路１０は、検出回路３０による出力電圧Ｖoutの検出電圧に基づきＰＷＭ方式によりメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチオン・オフ動作を制御する回路であり、誤差増幅器１１と、基準電圧源１２と、比較器１３と、三角波信号発振器１４とを有して構成されている。つまり、制御回路１０では、検出回路３０による出力電圧Ｖoutの検出電圧と、基準電圧源１２から出力された基準電圧との誤差電圧が誤差増幅器１１によって増幅される。そして、比較器１３によって、その増幅電圧と、三角波信号発振器１４から出力される三角波信号との大きさが比較され、当該比較結果に基づいたスイッチング制御用の信号（パルス信号）がメインスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に加えられる。そのスイッチング制御用の信号がハイレベルである場合にはメインスイッチング素子Ｑ１はオンし、スイッチング制御用の信号がローレベルである場合にはメインスイッチング素子Ｑ１はオフする。このように、二次側整流平滑回路２０の出力電圧Ｖoutを間接的に検出する検出回路３０の検出結果に基づき制御回路１０によってメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が行われる。

以下に、スイッチング電源装置２００の主要な回路構成部分の動作例を図１０の波形例を利用して述べる。

例えば、制御回路１０の制御動作によってメインスイッチング素子Ｑ１がオンしているときには（例えば図１０に示すＯＮ期間）、入力電源５から入力電圧Ｖinが入力し当該入力電圧Ｖinは入力フィルタ６により平滑されて一次巻線Ｎ１に供給される。これにより、二次巻線Ｎ２には電圧が誘起され、この二次巻線Ｎ２の誘起電圧によって同期整流器Ｑ２がオンする（図１０（ｄ）参照）。また、第２同期整流器駆動回路２５によって同期整流器Ｑ３がオフする（図１０（ｃ）参照）。これら同期整流器Ｑ２，Ｑ３のスイッチング動作によって、二次側には、二次巻線Ｎ２の誘起電圧に基づいた電流が、二次巻線Ｎ２→負荷→チョークコイル２１→同期整流器Ｑ２→二次巻線Ｎ２の電流ループでもって通電して負荷に出力電圧Ｖoutが出力される。この電流通電によってチョークコイル２１には励磁エネルギーが蓄積される。

また、このメインスイッチング素子Ｑ１のＯＮ期間に、検出回路３０には、三次巻線Ｎ３の誘起電圧（図１０（ｅ）参照）に基づいた電流が、三次巻線Ｎ３→分圧抵抗体３６→分圧抵抗体３５→チョークコイル３３→ダイオード３２→三次巻線Ｎ３の電流ループでもって通電して、検出回路３０から出力電圧Ｖoutの検出電圧が制御回路１０に出力される。この電流通電によってチョークコイル３３には出力電圧Ｖoutに応じた励磁エネルギーが蓄積される。

メインスイッチング素子Ｑ１がオフしているときには（例えば図１０に示すＯＦＦ期間）、同期整流器Ｑ２がオフし、同期整流器Ｑ３はオンする。これにより、チョークコイル２１に蓄積されていた励磁エネルギーの電流が、チョークコイル２１→同期整流器Ｑ３→負荷→チョークコイル２１の電流ループでもって通電して負荷に出力電圧Ｖoutが出力される。このとき、検出回路３０には、チョークコイル３３の励磁エネルギーに基づいた出力電圧Ｖoutの検出電流がチョークコイル３３とダイオード３１と分圧抵抗体３６と分圧抵抗体３５を通る電流ループでもって通電して、検出回路３０から出力電圧Ｖoutの検出電圧が出力される。

特開２００１−２５２４５号公報

ところで、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフすると、図１０のＢ期間に示されるように、一次巻線Ｎ１の励磁エネルギーに基づいて、一次巻線Ｎ１と、メインスイッチング素子Ｑ１の寄生容量とによる共振が行われる。この共振動作が終了してからメインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオンするまでの期間（Ａ期間）には、同期整流器Ｑ２のドレイン−ソース間に寄生ダイオード（ボディダイオード）２３があるために、二次巻線Ｎ２の励磁を維持すべく、二次巻線Ｎ２の励磁電流が、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３→二次巻線Ｎ２→同期整流器Ｑ３→ボディダイオード２３の電流ループでもって通電する。この二次巻線Ｎ２の励磁電流は、チョークコイル２１を通らないため、出力電圧Ｖoutには全く関係ない電流である。

上記のようにボディダイオード２３を介して二次巻線Ｎ２に電流が通電すると、ボディダイオード２３の電圧降下に応じた電圧が二次巻線Ｎ２に誘起される。二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３は磁気結合していることから、Ａ期間中には、その二次巻線Ｎ２の誘起電圧に応じた電圧Ｖ_N3Aが三次巻線Ｎ３に誘起される（例えば図１０（ｅ）参照）。この三次巻線Ｎ３の誘起電圧Ｖ_N3Aに基づいた電流は、チョークコイル３３→ダイオード３２→三次巻線Ｎ３→分圧抵抗体３６→分圧抵抗体３５→チョークコイル３３の電流ループでもって通電するので、チョークコイル３３の励磁エネルギーに基づいた出力電圧Ｖoutの検出電流に重畳されることになる。

なお、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３の電圧降下をＶfとし、二次巻線Ｎ２の巻回数をＮ２とし、三次巻線Ｎ３の巻回数をＮ３とした場合には、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中のＡ期間（一次側の共振動作が終了してからメインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオンするまでの期間）に三次巻線Ｎ３に誘起される電圧Ｖ_N3Aは、Ｖ_N3A＝Ｖf×（Ｎ３／Ｎ２）の数式で表すことができる。この誘起電圧Ｖ_N3Aが発生しているＡ期間中に、検出回路３０には、その誘起電圧Ｖ_N3Aに基づいた電流と、チョークコイル３３の励磁エネルギーに基づいた出力電圧Ｖoutの検出電流とが通電するので、検出回路３０で整流される電圧は、チョークコイル３３の両端電圧と、ダイオード３２の電圧降下量と、三次巻線Ｎ３の誘起電圧Ｖ_N3Aとが加算された電圧となるが、通常、制御回路１０のインピーダンスは、検出回路３０のインピーダンスよりもはるかに高いために、Ａ期間中のチョークコイル３３の両端電圧は、Ｂ期間中のチョークコイル３３の両端電圧よりも、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３の電圧降下に起因した三次巻線Ｎ３の誘起電圧Ｖ_N3A分だけ低くなる（例えば図１０（ｆ）参照）。

メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中のＡ期間において、三次巻線Ｎ３の誘起電圧Ｖ_N3Aに基づいて検出回路３０を通電する電流は、二次巻線Ｎ２の励磁エネルギーに対応する電流であり、当該電流は出力電圧Ｖoutには関与しない電流であることから、この電流が、チョークコイル３３の励磁エネルギーに基づいた出力電圧Ｖoutの検出電流に重畳されることによって、検出回路３０から出力電圧Ｖoutの正確な検出電圧を得ることができないという問題が発生する。同期整流器Ｑ２のオフ期間中のボディダイオード２３の電圧降下Ｖfは、オン期間中の電圧降下に比べてかなり大きいので、Ａ期間中に、検出回路３０の出力電圧Ｖoutの検出電流に重畳される前記電流は無視できないものであり、検出回路３０の出力電圧Ｖoutの検出精度を低下させている。

メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中におけるＡ期間は、入力電圧Ｖinが高くなるにつれて長くなり、Ａ期間が長くなる程、検出回路３０の出力電圧Ｖoutの検出精度が悪くなる。このため、検出回路３０の検出電圧に基づいた制御回路１０によるメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御によって、負荷への出力電圧Ｖoutが低くなる。また、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３の電圧降下Ｖfは、周囲の環境温度が低くなるに従って大きくなるので、周囲の環境温度が低くなるにつれて、検出回路３０の出力電圧Ｖoutの検出精度が悪くなって負荷への出力電圧Ｖoutが低くなる。図１１のグラフ中の実線ａに示されるように、入力電圧Ｖinの大小や、周囲温度の変動に拘わらず、出力電圧Ｖoutが一定である出力電圧特性を持つことが望ましいが、図９に示すスイッチング電源装置２００の構成では、Ａ期間におけるボディダイオード２３の電圧降下に起因した問題によって、図１１のグラフ中の点線ｂ，ｃ，ｄに示されるように、入力電圧Ｖinが高くなるに従って出力電圧Ｖoutが低下し、また、周囲温度が低くなるに従って入力電圧Ｖinの変動量に対する出力電圧Ｖoutの変化量が大きくなるという出力電圧特性となってしまう。

なお、同期整流器Ｑ２のドレイン−ソース間に外付けのダイオードが設けられる場合があり、この場合にも、上記同様の問題が発生する。

本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は、メインスイッチング素子のＯＦＦ期間において、二次巻線に直列に接続された同期整流器のボディダイオードあるいは外付けのダイオードに起因した出力電圧Ｖoutの検出電圧の不正確さを改善して、出力電圧Ｖoutの高精度な安定化制御を行うことができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、トランスと、トランスの一次巻線に接続されているメインスイッチング素子と、このメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作に基づいてトランスの二次巻線から出力される電力を整流平滑して外部に出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次巻線に誘起される電圧を利用して二次側整流平滑回路の出力電圧を間接的に検出する検出回路と、この検出回路による出力電圧の検出電圧に基づき二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化を図るべくメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作を制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、二次側整流平滑回路は、二次巻線に直列に接続されメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作と同じスイッチオン・オフ動作を行う第１の同期整流器と、二次巻線に並列に接続されメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作とは逆のスイッチオン・オフ動作を行う第２の同期整流器とを有し、それら第１と第２の同期整流器によって二次巻線の出力電力を整流する構成と成しており、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときから一次巻線の励磁エネルギーに基づいて発生する共振状態を検出し当該共振状態の検出信号に基づき、共振状態が終了したときからメインスイッチング素子がスイッチオンするまでの間に、第１の同期整流器を早期スイッチオンさせる第１の同期整流器制御回路が設けられていることを特徴としている。

この発明によれば、メインスイッチング素子がオフしている期間において、一次側の共振状態が終了したときからメインスイッチング素子がスイッチオンするまでの間（Ａ期間）に、第１の同期整流器を早期スイッチオンさせる第１の同期整流器制御回路が設けられているので、第１の同期整流器制御回路によって、前記Ａ期間中に第１の同期整流器をスイッチオンさせることができる。この第１の同期整流器のスイッチオン動作によって、二次巻線の励磁電流は第１の同期整流器（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン−ソース間を通電することとなり、第１の同期整流器のボディダイオード（寄生ダイオード）に電流が通電することを阻止できる。このため、Ａ期間中における第１の同期整流器のボディダイオードの電圧降下に起因した電圧が二次巻線および三次巻線に誘起されることを防止できる。これにより、Ａ期間中における第１の同期整流器のボディダイオードの電圧降下に因る三次巻線の誘起電圧に起因して、検出回路の出力電圧の検出精度が低下するという問題を改善することができる。このため、入力電圧の変動や、周囲の環境温度変動に拘わらず、二次側整流平滑回路から予め定められた設定値の出力電圧を安定的に出力することが可能となる。これにより、スイッチング電源装置の信頼性を格段に向上させることができる。なお、第１の同期整流器に外付けのダイオードが設けられている場合においても、上記同様の効果を得ることができる。

第１の同期整流器制御回路は、トランスに設けた四次巻線と、直流カット用コンデンサと整流素子の直列接続回路とを有し、直流カット用コンデンサと整流素子の直列接続回路は、直流カット用コンデンサを四次巻線側にして四次巻線に直列に接続され、直流カット用コンデンサと整流素子の接続部が、第１の同期整流器に設けられているスイッチング制御用端子に接続されている構成や、また、その整流素子には抵抗体が直列に接続され、当該整流素子と抵抗体の直列接続回路は、直流カット用コンデンサに直列に接続されており、この直流カット用コンデンサと、整流素子と抵抗体の直列接続回路との接続部が、第１の同期整流器のスイッチング制御用端子に接続されている構成を備えることによって、簡単な回路構成でもって第１の同期整流器制御回路を実現することができる。

さらに、直流カット用コンデンサと整流素子を含む直列接続回路と、第１の同期整流器のスイッチング制御用端子との間の電力導通経路に、抵抗体と整流素子の並列接続回路が介設されている構成を備えることによって、その並列接続回路の抵抗体と、第１の同期整流器の内部容量（寄生容量）とによって時定数回路を構成することができる。このため、その時定数回路の時定数の調整によって、Ａ期間中における第１の同期整流器のスイッチオンのタイミングを容易に調整することが可能となる。また、前記並列接続回路の整流素子の順方向特性によって、第１の同期整流器をスイッチオフさせるときに第１の同期整流器のスイッチング制御用端子の電圧を急峻に立ち下がらせることができる。

第１の同期整流器制御回路には、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときに第１の同期整流器のゲート−ソース間の電荷を放電させて第１の同期整流器をオフさせるオフ制御用回路が設けられている構成を備えることによって、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときに瞬時に第１の同期整流器のゲート−ソース間の電荷が放電できて第１の同期整流器のゲート−ソース電圧を０レベルまで低下させることができる。これにより、メインスイッチング素子がスイッチオフした直後に第１の同期整流器のゲート−ソース間に電荷が残っていることに起因した例えば電流の逆流等に因るスイッチング電源装置の回路動作の乱調を防止することができる。

第１の同期整流器制御回路の電源部は、トランスに設けられメインスイッチング素子がオフしたときに正の電圧の電力出力を開始する巻線により構成されている構成や、第１の同期整流器制御回路は、二次側整流平滑回路に設けられている平滑用のチョークコイルを電源部として利用する構成や、第１の同期整流器制御回路は、二次側整流平滑回路に設けられている平滑用のチョークコイルに磁気結合している巻線を電源部として利用する構成を備えることによって、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときに放電制御用スイッチ素子をオン駆動させるための電力を簡単な構成でもって発生させることができる。

以下に、この発明に係る実施形態例を図面に基づいて説明する。

図１には第１実施形態例のスイッチング電源装置の主要な回路構成部分が示されている。なお、第１実施形態例の説明において、図９に示すスイッチング電源装置２００と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

この第１実施形態例のスイッチング電源装置１００は、フォワードタイプのＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されている。このスイッチング電源装置１００では、トランス１には、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２と三次巻線Ｎ３に加えて、四次巻線Ｎ４が設けられている。

四次巻線Ｎ４には、直流カット用コンデンサ４１と整流素子であるダイオード４２との直列接続回路が、直流カット用コンデンサ４１を四次巻線Ｎ４側にして直列に接続されている。その直流カット用コンデンサ４１とダイオード４２の直列接続回路において、ダイオード４２のカソード側が直流カット用コンデンサ４１に接続され、ダイオード４２のアノード側はグランドに接地されている。そのダイオード４２のカソード側と直流カット用コンデンサ４１との接続部Ｘが、第１の同期整流器である同期整流器（ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ２のスイッチング制御用端子（ゲート端子）に接続されている。この第１実施形態例では、四次巻線Ｎ４と、直流カット用コンデンサ４１と、ダイオード４２とによって、第１の同期整流器制御回路４０が構成されている。なお、この第１実施形態例では、第１の同期整流器制御回路４０が設けられている構成以外の構成は、図９のスイッチング電源装置２００の構成と同様である。

第１の同期整流器制御回路４０の回路動作例を図２の波形例に基づいて説明する。四次巻線Ｎ４には、図２（ｂ）に示すようなメインスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電圧の波形を反転させた波形を持つ電圧が誘起される（図２（ｅ）参照）。つまり、四次巻線Ｎ４には、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中における一次巻線Ｎ１とメインスイッチング素子Ｑ１との共振動作に起因した電圧波形が現れる。この四次巻線Ｎ４の誘起電圧が、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間における一次巻線Ｎ１とメインスイッチング素子Ｑ１の共振状態の検出信号となる。

四次巻線Ｎ４の誘起電圧は、直流カット用コンデンサ４１により直流成分がカットされる。そして、直流カット用コンデンサ４１を通過した交流成分はダイオード４２によって０（Ｖ）レベルが嵩上げられて、図２（ｆ）に示されるような電圧が作り出される。当該電圧が、直流カット用コンデンサ４１とダイオード４２の接続部Ｘから同期整流器Ｑ２のゲート端子に加えられる。

なお、図２（ｆ）に示すような接続部Ｘの電圧は、最も低い電圧値が０（Ｖ）よりもダイオード４２の順方向電圧Ｖf₄₂分だけ低いものとなるが、そのダイオード４２の順方向電圧Ｖf₄₂は非常に小さいので、接続部Ｘでの最低電圧値は、約０（Ｖ）と見なすことができる。

第１の同期整流器制御回路４０（接続部Ｘ）から同期整流器Ｑ２のゲート端子に加えられた電圧によって、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧は、図２（ｄ）に示されるように変化することとなる。このため、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中において、一次巻線Ｎ１とメインスイッチング素子Ｑ１の共振状態が終了してからメインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオンするまでの期間（Ａ期間）中に、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧は、同期整流器Ｑ２のスレッショルド電圧値を越える。これにより、同期整流器Ｑ２は、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオンするよりも前に、早期にオン動作を開始する。

つまり、図９に示すスイッチング電源装置２００の構成では、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間の全期間に渡って、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧は、図２（ｃ）に示されるように、ローレベルであって同期整流器Ｑ２はオフ状態であった。これに対して、この第１実施形態例では、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧は、第１同期整流器制御回路４０から加えられる電圧に応じて変化し、図２（ｄ）に示されるように、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間におけるＡ期間中に、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧はスレッショルド電圧値を越えて同期整流器Ｑ２は早期スイッチオンすることができる。

図９のスイッチング電源装置２００の構成では、Ａ期間中に、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３と二次巻線Ｎ２を通る電流経路でもって電流が通電して、ボディダイオード２３の電圧降下に応じた電圧が二次巻線に発生する。このため、図３（ｂ）の電圧波形例に示されるように、Ａ期間中に三次巻線Ｎ３には電圧Ｖ_N3Aが誘起される。これに起因して、図３（ｄ）の電圧波形例に示されるように、チョークコイル３３の両端電圧が電圧Ｖ_N3A分だけ低下して、二次側整流平滑回路２０の出力電圧Ｖoutと、検出回路３０の検出電圧との相関性が崩れる。このために、出力電圧Ｖoutを安定化するためのメインスイッチング素子Ｑ１の高精度なスイッチング制御を行うことができないという問題が発生する。

これに対して、この第１実施形態例の構成では、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間におけるＡ期間中に、同期整流器Ｑ２を早期スイッチオンさせる。このため、そのＡ期間中の同期整流器Ｑ２のスイッチオン動作によって、二次巻線Ｎ２の励磁電流は、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３ではなく、同期整流器Ｑ２のドレイン−ソース間を通電することとなり、ボディダイオード２３の電圧降下に起因した電圧が二次巻線Ｎ２に発生することを防止できる。これにより、図３（ｃ）、（ｅ）の電圧波形例に示されるように、Ａ期間中に三次巻線Ｎ３の電圧は０（Ｖ）となり、また、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中のチョークコイル３３の両端電圧の変動を抑制することができて、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３の悪影響が三次側に及ぶことが回避される。これにより、出力電圧Ｖoutを安定化するためのメインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を高精度に行うことが可能となる。

よって、この第１実施形態例では、入力電圧Ｖinの大きさの変動によるＡ期間の長さの変動や、周囲の環境温度変動による同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３の電圧降下量の変動の悪影響を受けることなく、予め定められた設定値の出力電圧Ｖoutを安定的に出力させることが可能となる。これにより、信頼性の高いスイッチング電源装置を提供することができる。

なお、この第１実施形態例の構成に加えて、図４（ａ）に示されるように第１の同期整流器制御回路４０のダイオード４２のアノード側に抵抗体Ｒ１を直列に接続するか、あるいは、ダイオード４２のカソード側と接続部Ｘとの間に抵抗体Ｒ１を直列に介設する構成としてもよい。抵抗体Ｒ１を設けることによって、接続部Ｘの電圧の０（Ｖ）レベルを調整することができる。つまり、抵抗体Ｒ１が設けられていない場合（抵抗体Ｒ１の抵抗値が０の場合（Ｒ１＝０））には、接続部Ｘの電圧の０（Ｖ）レベルは、図４（ｂ）の点線ａに示すレベルであるのに対して、抵抗体Ｒ１を設け、当該抵抗体Ｒ１の抵抗値を大きくしていくに従って、接続部Ｘの電圧の０（Ｖ）レベルを図４（ｂ）に示す上側に移動させることができる。

接続部Ｘの電圧の０（Ｖ）レベルを抵抗体Ｒ１によって調整することによって、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間中において、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧がスレッショルド電圧値に達するタイミングを調整することができる。換言すれば、同期整流器Ｑ２のスレッショルド電圧値に応じて抵抗体Ｒ１の抵抗値を適宜設定することによって、Ａ期間中の予め定めた設定のタイミング（例えばＡ期間の開始時点（一次側の共振状態が終了したタイミング））でもって同期整流器Ｑ２をスイッチオン動作させることが可能となる。

以下に、第２実施形態例を説明する。なお、この第２実施形態例の説明において、第１実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

この第２実施形態例では、図５に示されるように、第１の同期整流器制御回路４０において、直流カット用コンデンサ４１とダイオード４２との接続部Ｘ（換言すれば、直流カット用コンデンサ４１と、ダイオード４２と抵抗体Ｒ１の直列接続回路との接続部Ｘ）と、同期整流器Ｑ２のスイッチング制御用端子であるゲート端子との間に、抵抗体４４と整流素子であるダイオード４５との並列接続回路が介設されている。この構成以外の構成は、第１実施形態例と同様である。

この第２実施形態例では、抵抗体４４を設けたことによって、当該抵抗体４４と、同期整流器Ｑ２の寄生容量とによる時定数回路が構成される。この時定数回路の時定数は、抵抗体４４の抵抗値の可変設定によって調整することができるので、当該時定数回路の時定数の調整によって、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧の充電速度を制御することができる。これにより、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間におけるＡ期間中に同期整流器Ｑ２を早期スイッチオンさせるタイミングを制御することができる。

例えば、メインスイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ期間に、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧が図６の点線Ｋ１に示されるように充電される場合には、Ａ期間の前に、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧がスレッショルド電圧値を越えて同期整流器Ｑ２がスイッチオンする。このように、Ａ期間の前に、同期整流器Ｑ２がスイッチオンすることは、スイッチング電源装置１００の回路動作の上で好ましい状態ではない。このような場合に、この第２実施形態例の構成を備えることによって、図６の実線Ｋ２に示されるように、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧の充電速度を緩めることができて、同期整流器Ｑ２をＡ期間内でスイッチオンさせることが容易となる。

なお、図５に示す例では、ダイオード４２に直列に抵抗体Ｒ１が接続されており、前述したように抵抗体Ｒ１の抵抗値によっても、Ａ期間中における同期整流器Ｑ２のスイッチオンタイミングの調整が可能であることから、この第２実施形態例では、抵抗体Ｒ１および抵抗体４４のそれぞれの抵抗値の調整によって、Ａ期間中における同期整流器Ｑ２のスイッチオンタイミングが制御される。このため、Ａ期間において同期整流器Ｑ２を予め定められた設定のタイミングでもってスイッチオンさせることがより容易となる。

この第２実施形態例では、同期整流器Ｑ２のゲート端子にダイオード４５のアノード側が接続されているので、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、ダイオード４５が無い場合（図６の鎖線Ｋ３参照）に比べて、図６の実線Ｋ４に示されるように、ダイオード４５の順方向特性によって、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース間の電荷が急激に放電されて同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧を急峻に立ち下がらせることができる。

なお、図５に示す例では、抵抗体Ｒ１はダイオード４２のアノード側に直列に接続されていたが、抵抗体Ｒ１のカソード側と接続部Ｘとの間に抵抗体Ｒ１を設けてもよい。また、図５に示す例では、ダイオード４２に抵抗体Ｒ１が直列に接続されていたが、例えば、抵抗体Ｒ１を設けなくとも、Ａ期間内で同期整流器Ｑ２を予め定められた設定のタイミングでもってスイッチオンさせることが可能である場合には、抵抗体Ｒ１を省略してもよい。

以下に、第３実施形態例を説明する。なお、この第３実施形態例の説明において、第１や第２の各実施形態例と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。

ところで、前述した第２実施形態例では、ダイオード４５を設けたので、ダイオード４５の順方向特性によって、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧を急峻に立ち下がらせることができる。しかしながら、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース間の電荷放電が遅れる事態が発生する場合があり、これにより、例えば、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧が図６の鎖線Ｋ３に示されるように緩やかに立ち下がることがある。この場合には、スイッチング電源装置１００の回路動作が不安定となるという問題が生じる。

この第３実施形態例では、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧を確実に急峻に立ち下げることが可能な構成を備えている。つまり、この第３実施形態例では、第１の同期整流器制御回路４０は、第１や第２の実施形態例の構成に加えて、図７に示されるように、同期整流器Ｑ２のゲート端子をグランドＧに接続させるための放電用通路４７と、この放電用通路４７の導通オン・オフを制御する放電制御用スイッチ素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）Ｑ４と、トランス１に設けられた電源部である五次巻線Ｎ５と、この五次巻線Ｎ５と放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子とを接続する導電経路上に直列に介設されるコンデンサ４８と、このコンデンサ４８と放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子との間の導電経路にカソード側が接続されアノード側がグランドに接続されるダイオード（整流素子）４９と、放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子とグランド間に設けられる抵抗体５０とを有して構成されている。

この第３実施形態例において特徴的な構成部分の回路動作例を図８の波形例を利用して説明する。例えば、トランス１の五次巻線Ｎ５には、図８（ｂ）に示されるような波形の電圧が誘起される。つまり、一次巻線Ｎ１の電圧波形を反転させた波形の電圧が五次巻線Ｎ５に誘起される。この五次巻線Ｎ５の誘起電圧は、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに正の電圧となる。

五次巻線Ｎ５の誘起電圧は、コンデンサ４８により直流成分がカットされ、コンデンサ４８を通過した電圧は、ダイオード４９により０（Ｖ）レベルが設定されて、コンデンサ４８とダイオード４９の接続部Ｙから放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に向けて図８（ｃ）に示されるような波形の電圧が出力される。なお、接続部Ｙにおける電圧はその最低電圧値が０（Ｖ）よりもダイオード４９の電圧降下Ｖf₄₉分だけ低下した電圧値となる。

その接続部Ｙの電圧に基づいて、抵抗体５０と、放電制御用スイッチ素子Ｑ４の寄生容量とから成る微分回路により、図８（ｄ）に示されるような微分波形の電圧（トリガパルス信号）が作り出されて放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に印加される。つまり、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、トリガパルス信号が放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に印加して、放電制御用スイッチ素子Ｑ４がスイッチオンする。これにより、放電用通路４７が導通オン状態となって、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース間に蓄積されていた電荷が放電用通路４７を介して放電して、同期整流器Ｑ２がスイッチオフする。すなわち、この第３実施形態例では、コンデンサ４８とダイオード４９と抵抗体５０によって、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに放電制御用スイッチ素子Ｑ４をスイッチオンさせて同期整流器Ｑ２のゲート−ソース間に蓄積されていた電荷を放電用通路４７を介して放電させて同期整流器Ｑ２をスイッチオフさせるオフ制御用回路が構成されている。

このように、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース間の電荷を強制的に放電させることができるので、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧を急峻に立ち下がらせることができる。これにより、同期整流器Ｑ２のゲート−ソース電圧の緩やかな立ち下がりに起因した問題を防止することができる。

なお、この第３実施形態例では、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに放電制御用スイッチ素子Ｑ４をオン駆動させるための電力を発生する電源部として、五次巻線Ｎ５を設けたが、例えば、五次巻線Ｎ５に代えて、二次側のチョークコイル２１を電源部として利用することができる。つまり、チョークコイル２１の両端電圧は、図８（ｆ）に示されるように、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチオン・オフ動作に同期することから、メインスイッチング素子Ｑ１がスイッチオフしたときに、負の極性から正の極性に立ち上がる。このチョークコイル２１の電圧を利用して、放電制御用スイッチ素子Ｑ４をオン駆動させるための電力を作り出すことができる。

また、五次巻線Ｎ５やチョークコイル２１ではなく、チョークコイル２１に磁気結合する巻線を電源部として設け、当該巻線に誘起される電圧を利用して、放電制御用スイッチ素子Ｑ４をオン駆動させるための電力を作り出す構成としてもよい。

さらに、この第３実施形態例の構成に加えて、第１の同期整流器制御回路４０のコンデンサ４８から放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に至るまでの導電通路上（例えば図７に示されるコンデンサ４８と接続部Ｙとの間の導電通路部分や、接続部Ｙと接続部Ｚとの間の導電通路部分や、接続部Ｚと放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子との間の導電通路部分）に抵抗体を介設してもよい。この抵抗体を設けることによって、次に示すような効果を得ることができる。つまり、トランス１のリーケージインダクタンスに起因したノイズが五次巻線Ｎ５に誘起されたときに、その抵抗体によってノイズを小さくすることができて、ノイズに因る放電制御用スイッチ素子Ｑ４のスイッチング動作の誤動作を防止することができる。

さらに、ダイオード４９に代えて、ツェナーダイオードを設けてもよい。このツェナーダイオードは、五次巻線Ｎ５に誘起される電圧が非常に大きくなったときに、その電圧の一部をツェナーダイオードを通して逃がすことができる。このため、放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に耐圧以上の大きな電圧が印加される事態を防止できて、放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子破損を回避できる。なお、もちろん、放電制御用スイッチ素子Ｑ４の耐圧が高くて、放電制御用スイッチ素子Ｑ４のゲート端子に耐圧以上の大きな電圧が印加される事態の発生が殆ど無いと想定される場合には、ツェナーダイオードを設けなくとも、放電制御用スイッチ素子Ｑ４の前記ゲート端子破損を防止することができる。

なお、この発明は第１〜第３の各実施形態例の形態に限定されるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例えば、第１〜第３の各実施形態例の構成に加えて、図１や図５や図７の点線で示されるような抵抗体Ｒ２を介して同期整流器Ｑ２のゲート端子をグランドに接続させる構成を設けてもよい。これにより、同期整流器Ｑ２のゲート端子の電位を安定化させることができる。

また、第１〜第３の各実施形態例の構成に加えて、同期整流器Ｑ２のドレイン−ソース間に並列に外付けのダイオードを設けてもよい。このダイオードは、同期整流器Ｑ２のボディダイオード２３と同様の問題を招く虞があるものであるが、第１〜第３の各実施形態例において特有な構成を備えることによって、そのダイオードが設けられても、第１〜第３の各実施形態例と同様に、入力電圧Ｖinの変動や、周囲の環境温度変動の悪影響を受けることなく、出力電圧Ｖoutの安定化を図ることができる。

本発明は、トランスの一次巻線に接続されたメインスイッチング素子がＰＷＭ方式で制御され、そのメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作に基づいて二次巻線から出力される電力を同期整流器を利用して整流し更に平滑した電圧を外部に出力する構成を備えたスイッチング電源装置に適用することができる。

第１実施形態例のスイッチング電源装置の主要な構成部分を表した回路図である。第１実施形態例において特徴的な構成部分の動作例を説明するための波形図である。第１実施形態例の特有な構成から得られる効果を説明するための波形図である。第１実施形態例の変形例を説明するための図である。第２実施形態例のスイッチング電源装置の主要な構成部分を表した回路図である。第２実施形態例の特有な構成から得られる効果を説明するための図である。第３実施形態例のスイッチング電源装置の主要な構成部分を表した回路図である。第３実施形態例において特徴的な構成部分の動作例を説明するための波形図である。スイッチング電源装置の一従来例を示した回路図である。図９の主要な構成部分の動作例を説明するための波形図である。図９のスイッチング電源装置の問題点を説明するための図である。

符号の説明

１トランス
１０制御回路
２０二次側整流平滑回路
２１，３３チョークコイル
３０検出回路
４０第１の同期整流器制御回路
４１直流カット用コンデンサ
４２，４５ダイオード
４４抵抗体
４７放電用通路
１００スイッチング電源装置
Ｎ１一次巻線
Ｎ２二次巻線
Ｎ３三次巻線
Ｎ４四次巻線
Ｎ５五次巻線
Ｑ１メインスイッチング素子
Ｑ２，Ｑ３同期整流器
Ｑ４放電制御用スイッチ素子

Claims

トランスと、トランスの一次巻線に接続されているメインスイッチング素子と、このメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作に基づいてトランスの二次巻線から出力される電力を整流平滑して外部に出力する二次側整流平滑回路と、トランスの三次巻線に誘起される電圧を利用して二次側整流平滑回路の出力電圧を間接的に検出する検出回路と、この検出回路による出力電圧の検出電圧に基づき二次側整流平滑回路の出力電圧の安定化を図るべくメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作を制御する制御回路とを有するスイッチング電源装置において、二次側整流平滑回路は、二次巻線に直列に接続されメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作と同じスイッチオン・オフ動作を行う第１の同期整流器と、二次巻線に並列に接続されメインスイッチング素子のスイッチオン・オフ動作とは逆のスイッチオン・オフ動作を行う第２の同期整流器とを有し、それら第１と第２の同期整流器によって二次巻線の出力電力を整流する構成と成しており、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときから一次巻線の励磁エネルギーに基づいて発生する共振状態を検出し当該共振状態の検出信号に基づき、共振状態が終了したときからメインスイッチング素子がスイッチオンするまでの間に、第１の同期整流器を早期スイッチオンさせる第１の同期整流器制御回路が設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置。
第１の同期整流器制御回路は、トランスに設けた四次巻線と、直流カット用コンデンサと整流素子の直列接続回路とを有し、直流カット用コンデンサと整流素子の直列接続回路は、直流カット用コンデンサを四次巻線側にして四次巻線に直列に接続され、直流カット用コンデンサと整流素子の接続部が、第１の同期整流器に設けられているスイッチング制御用端子に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
整流素子には抵抗体が直列に接続され、当該整流素子と抵抗体の直列接続回路は、直流カット用コンデンサに直列に接続されており、この直流カット用コンデンサと、整流素子と抵抗体の直列接続回路との接続部が、第１の同期整流器のスイッチング制御用端子に接続されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
直流カット用コンデンサと整流素子を含む直列接続回路と、第１の同期整流器のスイッチング制御用端子との間の電力導通経路に、抵抗体と整流素子の並列接続回路が介設されていることを特徴とする請求項２又は請求項３記載のスイッチング電源装置。
第１の同期整流器はＭＯＳＦＥＴにより構成されており、第１の同期整流器制御回路には、第１の同期整流器のスイッチング制御用端子であるゲート端子とグランド間を接続する放電用通路と、この放電用通路の導通オン・オフを制御する放電制御用スイッチ素子と、メインスイッチング素子がスイッチオフしたときに放電制御用スイッチ素子をオン駆動させるための電力を発生する電源部と、その放電制御用スイッチ素子のオン駆動用の電力に基づいて放電制御用スイッチ素子をオン駆動させて第１の同期整流器のゲート−ソース間に蓄積されていた電荷を放電用通路を通して放電させて第１の同期整流器をスイッチオフさせるオフ制御用回路とが設けられていることを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１つに記載のスイッチング電源装置。
第１の同期整流器制御回路の電源部は、トランスに設けられメインスイッチング素子がスイッチオフしたときに正の電圧の電力出力を開始する巻線により構成されていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
二次側整流平滑回路は平滑用のチョークコイルを有して構成されており、第１の同期整流器制御回路は、その平滑用のチョークコイルを電源部として利用し、平滑用のチョークコイルに発生する電圧を用いてメインスイッチング素子がスイッチオフしたときに放電制御用スイッチ素子をオン駆動させて第１の同期整流器をスイッチオフさせることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。
二次側整流平滑回路は平滑用のチョークコイルを有して構成されており、第１の同期整流器制御回路の電源部は、その平滑用のチョークコイルに磁気結合した巻線により構成されていることを特徴とする請求項５記載のスイッチング電源装置。