CN100382424C - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源装置，其中包括：第一同步整流器控制电路，它检测在主开关元件断开后基于初级线圈激励能量而发展的共振状态，而且使得第一同步整流器在从共振状态的完成到主开关元件的接通时间周期内较早接通。因此，第一同步整流器在该时间周期内接通，从而，防止流过体二极管的电流，以致于避免由体二极管的电压降引起的在次级绕组和第三绕组中感应电压。结果，可以避免由第三绕组感应电压而导致输出电压的变化。能够稳定输出电压。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及到一种开关电源装置，它包括变压器和利用同步整流器来整流变压器次级绕组输出电能的电路。
背景技术
一种已有技术的开关电源装置，它具有用于间接地检测输出电压的检测电路，而且基于脉宽调制(PWM)系统，根据检测电路的检测结果来控制主开关元件(例如，请参见日本未经审查的专利申请公布编号No.2001-25245(专利文献1))。图9显示具有如上所述检测电路的开关电源装置主要部件的电路结构例子。
开关电源装置200包括变压器1。主开关元件(金属氧化物半导体场效应晶体管)Q1与变压器1的初级绕组N1连接。包含串联连接的变压器1和主开关元件Q1的电路经由输入滤波器6连接到外部输入电源5。
第二整流平滑电路20与变压器1的次级绕组N2连接。第二整流平滑电路20包括与次级绕组N2串联连接的第一同步整流器Q2(开关元件(金属氧化物半导体场效应晶体管))，与次级绕组N2并联连接的第二同步整流器Q3(开关元件(金属氧化物半导体场效应晶体管))，和一个包含串联连接的扼流线圈21和电容器22的电路，该包含扼流线圈21和电容器22的电路与同步整流器Q3并联连接。第二整流平滑电路20整流来自次级绕组N2的输出电能，其利用同步整流器Q2和Q3的开关操作，通过扼流线圈21和电容器22平滑该输出电能，并且输出直流电压Vout给外部负载。
第二同步整流器驱动电路25与同步整流器Q3的开关控制端(栅极端)连接。第二同步整流器驱动电路25控制同步整流器Q3的开关操作，以致同步整流器Q3执行与主开关元件Q1的接通-断开操作相反的接通-断开。具体说，当主开关元件Q1断开时，同步整流器Q3接通，而当主开关元件Q1接通时，同步整流器Q3断开，这是由第二同步整流器激励电路25所控制的。
此外，同步整流器Q2利用次级绕组N2的感应电压，执行与主开关元件Q1相同的接通-断开操作。
变压器1设置有第三绕组N3。检测电路30与第三绕组N3连接。检测电路30包括用于整流第三绕组N3中感应电压的二极管31和32，用于平滑该电压的扼流线圈33和电容器34，和用于分压该整流与平滑的电压的分压电阻器35和36。在第三绕组N3中感应与次级绕组N2中感应电压相对应的电压。因此，检测电路30整流和平滑第三绕组N3中的感应电压，从而，间接地检测从第二整流平滑电路20输出到负载的输出电压Vout，并且输出与输出电压Vout相对应的检测电压。
控制电路10连接到作为开关元件Q1的开关控制端的栅极端。控制电路10根据PWM系统的检测电压控制主开关元件Q1的接通-断开操作。控制电路10包括误差放大器11、参考电压源12、比较器13和三角波信号振荡器14。具体说，在控制电路10中，误差放大器11放大相对于输出电压Vout在检测电路30中获得的检测电压与参考电压源12输出的基准电压之间的误差电压。比较器13将放大的电压与三角波信号振荡器14输出的三角波信号幅值进行比较。因此，根据比较结果产生的开关-控制信号(脉冲信号)施加到主开关元件Q1的栅极。当开关控制信号处于高电平时，主开关元件Q1导通。当开关控制信号处于低电平时，主开关元件Q1截止。如上所述，对于主开关元件Q1的开关控制是根据检测电路30获得的检测结果由控制电路10来执行，该检测电路间接地检测从第二整流平滑电路20输出的输出电压Vout。
在下文中，将参考图10A到10F中显示的信号波形例子描述开关电源装置200的主要电路元件工作的例子。
例如，当主开关元件Q1接通时，这是由控制电路10的控制操作所致(例如，图10A到10F中显示的导通时间周期)，从输入电源5输入的输入电压Vin由输入滤波器6平滑并且提供给初级绕组N1。从而，在次级绕组N2中感应出电压。次级绕组N2中的感应电压使得同步整流器Q2导通(参见图10D)，此外，同步整流器Q3由第二同步整流器驱动电路25导致断开(参见图10C)。同步整流器Q2与Q3的开关操作使电流在次级线圈一侧沿着从次级绕组N2经由负载、扼流线圈21和同步整流器Q2到次级绕组N2的电流回路流动，以致于将输出电压Vout输出到负载。利用这种电流传导，磁化的能量存储在扼流线圈21中。
此外，在主开关元件Q1处于导通时间周期的同时，基于第三绕组N3感应电压的电流沿着从第三绕组N3经由分压电阻器35和36、控制电路10、扼流线圈33和二极管32回到第三绕组N3的电流回路流过检测电路30。因此，从检测电路30向控制电路10输出相对于输出电压Vout的检测电流。利用这个电流流动，对应于输出电压Vout的激励能量储存在扼流线圈33中。
当主开关元件Q1断开时(例如，图10A到10F中的断开时间周期)，同步整流器Q2断开，而同步整流器Q3接通。从而，储存在扼流线圈21的激励能量(例如电流)沿着从次级绕组N2经由同步整流器Q3和负载到扼流线圈21的电流回路传导，以致于将输出电压Vout输出到负载。然后，在检测电路30中，对应于输出电压Vout以及根据扼流线圈33中激励能量的检测电流沿着经过扼流线圈33、二极管31、分压电阻器35与36、以及控制电路10的电流回路流动。因此，相对于输出电压Vout的检测电压从检测电路30输出。
当主开关元件Q1断开时，由于初级绕组N1与开关元件Q1的寄生电容，根据初级绕组N1的激励能量产生共振，如图10A到10F所示的时间周期B。在从共振操作完成到主开关元件Q1接通的时间周期(时间周期A)范围期间，次级绕组N2的激励电流沿着从同步整流器Q2的寄生二极管(体二极管)23经由次级绕组N2与同步整流器Q3到体二极管23的电流回路流动，因此由于同步整流器Q2漏-源之间的寄生二极管(体二极管)23的存在，次级绕组N2的激励可以保持。所以，次级绕组N2的激励电流与输出电压Vout没有关系，因为激励电流没有流过扼流线圈21。
该电流经由如上所述的体二极管23流过次级绕组N2。对应于体二极管23上电压降的电压感应在次级绕组N2中。次级绕组N2与第三绕组N3彼此磁耦合。因此，在时间周期A期间，对应于次级绕组N2中感应电压的电压VN3A感应在第三绕组N3中(例如，看图10E)。基于第三绕组N3中感应电压VN3A的电流沿着从扼流线圈33经由二极管32、第三绕组N3、分压电阻器35与36、控制电路10到扼流线圈33的电流回路流动。所以，该电流叠加在相对于输出电压Vout和基于扼流线圈33激励能量的检测电流上。
在主开关元件Q1断开时间周期的时间周期A期间(从初级侧共振操作的完成到主开关元件Q1的接通)，第三绕组N3中感应的电压VN3A可以由下列数学公式表示：VN3A＝Vf×(N3/N2)，其中Vf表示同步整流器Q2的体二极管23中的电压降，N2表示次级绕组N2的圈数，而N3表示第三绕组N3的圈数。在感应电压VN3A产生的时间周期A期间，基于感应电压VN3A的电流，以及相对于输出电压Vout与基于扼流线圈33激励能量的检测电流流入检测电路33。因此，检测电路30中整流电压等于扼流线圈33两端之间的电压、二极管32上的电压降和第三绕组N3中的感应电压VN3A的总和。然而，控制电路10的阻抗通常大大高于检测电路30的阻抗。因此，在时间周期A期间扼流线圈33两端的电压比时间周期B期间扼流线圈33两端的电压低，其低的数值等于第三绕组N3的感应电压VN3A，这是由于同步整流器Q2的体二极管23的电压降所致(例如，参见图10F)。
在主开关元件Q1的断开时间周期内的时间周期A期间，基于第三绕组N3的感应电压VN3A在检测电路30流动的电流与次级绕组N2的激励能量相对应，而与输出电压Vout无关。因此，出现一问题，即该电流被叠加在对应于输出电压Vout和基于扼流线圈33激励能量的检测电流上，因此，不能通过检测电路30获得对应于输出电压Vout的正确检测电压。在同步整流器Q2的断开时间周期期间，体二极管23中的电压降Vf与导通时间周期的电压比较非常大。因此，叠加在对应于检测电路30输出电压Vout的检测电流上的电流是不可以忽略的。这将导致检测电路30的输出电压Vout的检测精度变坏。
当输入电压Vin增加时，主开关元件Q1的断开时间周期中的时间周期A变得较长。时间周期A越长，通过检测电路30获得输出电压Vout的检测精度就越低。因此，基于检测电路30的检测电压，由控制电路10执行的主开关元件Q1的开关控制，使得输出给负载的输出电压Vout减少。此外，环境温度越高，同步整流器Q2的体二极管23中的电压降Vf越大。再者，环境温度越低，对应于输出电压Vout检测电路30的检测精度就越低，从而，输出给负载的电压Vout变得较低。期望的输出电压特征不管输入电压Vin与环境温度的变化都应该是恒定的，如图11中实线所示。根据图9中显示的开关电源装置200的结构，可以获得以下输出电压特征：当输入电压Vin变得较高时输出电压Vout变得较低，此外，当环境温度变得较低时，输出电压Vout变化与输入电压Vin变化的比例增加，这些是通过图11中的虚线b、c和d来显示。
在某些情况下，在同步整流器Q2的漏极与源极之间设置外部二极管。上面描述的问题还是存在。
发明内容
为了解决上面描述的问题，本发明的优选实施例提供一种开关电源装置，其包括：包括初级绕组、次级绕组和第三绕组的变压器；连接到变压器初级绕组的主开关元件；次级整流平滑电路，其根据主开关元件的接通-断开操作用于整流和平滑从变压器次级绕组输出的电能，并且向外输出被整流和平滑的电能；检测电路，其利用变压器第三绕组中感应的电压间接地检测来自次级整流平滑电路的输出电压；和控制电路，其根据由传感电路获得的输出电压的检测电压，用于为稳定次级整流平滑电路的输出电压而控制主开关元件的接通-断开操作；其中次级整流平滑电路包括：与次级绕组串联连接并且执行与主开关元件同样的接通-断开操作的第一同步整流器，和与次级绕组并联连接而且执行与主开关元件相反的接通-断开操作的第二同步整流器，第一和第二同步整流器用于整流次级绕组输出的电源，以及设置第一同步整流器控制电路，它在主开关元件断开后根据初级绕组的激励能量检测产生的共振状态，并且根据共振状态的检测信号，使第一同步整流器在从共振状态完成到主开关元件接通的时间周期内较早接通。
根据上面描述的本发明优选实施例，设置第一同步整流器控制电路，它使第一同步整流器在主开关元件的断开时间周期内，在从初级侧共振状态完成到主开关元件接通的时间周期(时间周期A)内较早接通。因此，第一同步整流器可以借助于第一同步整流器控制电路在时间周期A期间接通。该第一同步整流器的接通操作导致次级绕组的激励电流在同步整流器(金属氧化物半导体场效应晶体管)的漏极-源极之间流动。因此，可以防止电流流过第一同步整流器的体二极管(寄生二极管)。从而，可以解决在时间周期A期间相对于输出电压的检测电路准确度变坏的问题。上面描述的检测精度变坏是由在时间周期A期间第一同步整流器体二极管的电压降造成的第三绕组的感应电压所引起的。因此，可以从次级整流平滑电路稳定地输出预定的输出电压，而与输入电压的变化和环境或者环境温度的变化无关。所以，开关电源装置的可靠性可以显著地提高。还有，在为第一同步整流器提供外部二极管的情况下，可以获得如上所述相同的的优点。
更可取地，第一同步整流器控制电路包括：为变压器而提供的第四绕组和包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的电路，包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的该电路与第四绕组串联连接，而且隔直流电容器和整流元件之间的结点连接到为第一同步整流器设置的开关控制端。还有，更可取地，一个电阻与整流元件串联连接，该电阻连接在整流元件与隔直流电容器之间相连的结点相反的整流元件的一端。因此，该第一同步整流器控制电路可以利用简单电路结构来实现。
更可取地，包括并联连接的电阻和另一整流元件的电路连接在包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的电路和第一同步整流器之间的电源传导线中。因此，包含并联连接的电阻和整流元件的电路的电阻，与第一同步整流器的内部电容(寄生电容)可以构成时间常数电路。因此，在时间周期A期间的接通时间，可以通过调整时间常数电路的时间常数容易地控制第一同步整流器。此外，当使得第一同步整流器断开时，由于包括电阻和整流元件的电路的整流元件的正向特性，使得第一同步整流器开关控制端的电压可以陡峭地提高。
更可取地，第一同步整流器控制电路包括：断开控制电路，它使存储在第一同步整流器的栅极-源极之间的电荷放电，因此当主开关元件断开时，导致第一同步整流器断开。于是，当主开关元件断开时，第一同步整流器栅极-源极之间的存储电荷可以瞬间放电，而且第一同步整流器的栅-源电压可以降低到0电平。因此，可以消除开关电源装置的电路操作的干扰。例如，上述干扰的产生是由于反向电流等引起，这是因为在主开关元件断开后，瞬间保持在第一同步整流器的栅极-源极之间的剩余电荷所致。
更可取地，第一同步整流器控制电路的电源包括一个绕组，该绕组的一端通过隔直流电容器连接到放电控制开关元件的开关控制端，该绕组的另一端连接到地，该绕组在为变压器提供的主开关元件断开时向放电控制开关元件的开关控制端开始供电输出正电压。还有，更可取地是，第一同步整流器控制电路利用在次级整流平滑电路中提供的用于平滑的扼流线圈作为电源。还有，第一同步整流器控制电路使用与为次级整流平滑电路提供的用于平滑的扼流线圈磁性耦合的一绕组。因此，可以利用简单结构获得在主开关元件断开时用于驱动放电控制开关元件接通的电源。
本发明的优选实施例可以应用于这样的开关电源装置，其中连接到变压器初级绕组的主开关元件是通过脉宽调制系统控制，根据主开关元件的接通-断开操作从次级绕组输出的电源是利用同步整流器来整流和平滑，而且整流和平滑的电压向外输出。
从下面参考附图对优选实施例的详细描述中，本发明的其它特点、元件、特征和优点将变得更明显。
附图说明
图1是显示根据本发明第一优选实施例的开关电源装置主要元件电路图；
图2A到2F是图解说明本发明第一优选实施例的元件工作特性例子的信号波形图；
图3A到3E是图解说明依据本发明第一优选实施例结构获得的优点的信号波形图；
图4A和4B显示本发明第一优选实施例的一种改进；
图5是显示根据本发明第二优选实施例的开关电源装置主要元件电路图；
图6显示依据本发明第二优选实施例结构获得的优点；
图7是显示根据本发明第三优选实施例的开关电源装置主要元件电路图；
图8A到8F是图解说明本发明第三优选实施例的元件工作特性例子的信号波形图；
图9是已有技术的开关电源装置例子的电路图；
图10A到10F是图解说明图9中显示的主要元件工作例子的信号波形图；
图11图解说明图9中显示的开关电源装置存在的问题。
具体实施方式
在下文中，将参考附图描述根据本发明的优选实施例。
图1显示根据本发明第一优选实施例的开关电源装置的主电路元件。在第一优选实施例的描述中，与图9中显示的开关电源装置200相同的组件使用相同的参考数字表示，并且不重复描述。
根据第一优选实施例的开关电源装置100包括正向型的直流-直流变换器。在开关电源装置100中，变压器1具有除了初级绕组N1、次级绕组N2和第三绕组N3以外的第四绕组N4。
包含串联连接的隔直流电容器41和作为整流元件的二极管42的电路与第四绕组N4串联连接，其中二极管42设置在第四绕组N4侧。在包含串联连接的隔直流电容器41和二极管42的电路中，二极管42的阴极与隔直流电容器41连接，而该二极管42的阳极接地。二极管42的阴极与隔直流电容器41之间的结点x连接到同步整流器Q2(第一同步整流器(金属氧化物半导体场效应晶体管))的开关控制端(栅极端)。根据第一优选实施例，第四绕阻N4、隔直流电容器41和二极管42组成第一同步整流器的控制电路40。应该注意，除了设置第一同步整流器控制电路40之外，第一优选实施例的结构与图9中显示的开关电源装置200是相同的。
将参考图2A到2F显示的波形例子描述第一同步整流器控制电路40的电路操作例子。在第四绕阻N4中，感应电压具有与图2B中显示主开关元件Q1的漏-源电压反相的波形(参看图2E)。尤其是，在第四绕组N4中，电压波形表现出由于初级绕组N1与开关元件Q1在主开关元件Q1的断开时间周期期间的共振工作。第四绕组N4的感应电压作为与在主开关元件Q1的周期期间，初级绕组N1和主开关元件Q1的共振状态相对应的检测信号。
第四绕组N4感应电压的直流分量被隔直流电容器41隔断。关于流过隔直流电容器41的交流分量，O(V)电平提高，结果产生图2F显示的电压。该电压经由隔直流电容器41与二极管42之间的结点X施加到同步整流器Q2的栅极端。
关于图2F显示的结点X处电压，最低电压比0(V)低一数值，该数值等于二极管42的正向电压Vf42。二极管42的正向电压Vf42非常小。因此，结点X处最低电压可以视为大约是0(V)。
经由第一同步整流器控制电路40(结点X)施加到同步整流器Q2栅极端的电压使得同步整流器Q2的栅-源电压如图2D中所示变化。因此，在从初级绕组N1与主开关元件Q1的共振状态完成到主开关元件Q1的接通期间(时间周期A)，在主开关元件Q1的断开时间周期，同步整流器Q2的栅-源电压超过同步整流器Q2的阈值电压。从而，同步整流器Q2比主开关元件Q1的接通更早的开始接通工作。
尤其是，根据图9显示的开关电源装置200的结构，同步整流器Q2的栅-源电压处于低电平，如图2C所示，而且同步整流器Q2在主开关元件Q1的整个断开时间周期期间是截止的。另一方面，根据第一优选实施例，同步整流器Q2的栅-源电压变化对应于由第一同步整流器控制电路40施加的电压。因此，同步整流器Q2的栅-源电压超过阈值电压，并且导致在主开关元件Q1的断开时间周期内的时间周期A期间该同步整流器Q2较早地接通，如图2D所示。
根据图9显示的开关电源装置200的结构，在时间周期A期间，电流在经过同步整流器Q2的体二极管23和次级绕组N2的电流回路中流动。因此，在时间周期A期间，在次级绕组中产生对应于体二极管23电压降的电压。所以，在时间周期A期间第三绕组N3中产生感应电压VN3A，如图3B的波形例子所示。这导致扼流线圈33两端的电压减小相当于电压VN3A的量，如图3D电压波形例子所示。从而，来自次级绕组整流平滑电路20的输出电压Vout与检测电路30的检测电压之间的相互关系变坏。因此，在利用主开关元件Q1的高精度开关控制中存在的问题是不能够实现输出电压Vout的稳定。
另一方面，根据第一优选实施例的结构，在主开关元件Q1的断开时间周期中的时间周期A期间，同步整流器Q2接通的早。所以，由于同步整流器Q2的接通操作，次级绕组N2的激励电流流过同步整流器Q2的漏极-源极之间，不经过同步整流器Q2的体二极管23。从而，可以避免由于体二极管23电压降所导致在次级绕组N2中产生电压。因此，如图3C与3E所显示的波形例子，第三绕组N3的电压在时间周期A期间变成0(V)，而且在主开关元件Q1的断开时间周期期间可以抑制扼流线圈33两端电压的变化。因此，防止同步整流器Q2的体二极管23在第三绕组一侧起负作用影响。从而，可以为输出电压Vout的稳定实现高精度主开关元件Q1的开关控制。
因此，根据第一优选实施例，具有预先确定值的输出电压Vout可以高稳定度地输出，而且由输入电压Vin的变化以及体二极管23电压降变化所引起的时间周期A长度的变化没有负面影响。因此，可以提供一种可靠的开关电源装置。
除第一优选实施例的结构外，可以在第一同步整流器控制电路40的二极管42阳极串接一个电阻R1，或者电阻R1可以在二极管42与结点X之间串联地接合为一体。结点X处的0(V)电平可以通过电阻R1的配置来调节。具体说，在不提供R1(电阻R1的电阻值是零(R1＝0))的情况下，结点X处的0(V)电平是通过图4B中的一条虚线所显示。另一方面，在提供R1的情况下，结点X处电压的0(V)电平可以转变到图4B中的上端，如增加电阻R1的电阻值。
在主开关元件Q1的断开时间周期期间，同步整流器Q2的栅-源电压达到阈值电压的时间可以利用电阻R1通过调节结点X处的0(V)电平来控制。换句话说，电阻R1的电阻值是与同步整流器Q2的阈值电压相对应设置的，从而，同步整流器Q2可以在时间周期A期间的预定时间接通(例如，在共振状态完成的时间的时间周期A的起始点)。
以下，将描述第二优选实施例。在第二优选实施例的描述中，与第一优选实施例相同的元件用相同的参考数字表示。这些元件的描述不再重复。
根据第二优选实施例，如图5所示，包含并行连接的电阻44和作为整流元件的二极管45的电路在隔直流电容器41与二极管42的结点X(即，隔直流电容器41与包括二极管42和电阻R1串联连接电路之间的结点X)与同步整流器Q2的栅极端(作为开关控制端)之间结合为一体。而电路的其它结构与第一优选实施例相同。
根据第二优选实施例，提供电阻44，因此，电阻44和同步整流器Q2的寄生电容构成时间常数电路。时间常数电路的时间常数可以通过改变设置电阻44的电阻值来调整。因此，同步整流器Q2的栅-源电压充电速度可以通过调整时间常数电路的时间常数来控制。从而，在主开关元件Q1的断开时间周期中的时间周期A期间，可以将同步整流器Q2接通时间控制的较早。
例如，在主开关元件Q1的断开时间周期期间，在同步整流器Q2的栅-源电压如图6中虚线K1所示充电的情况下，同步整流器Q2的栅-源电压超过阈值电压，并且同步整流器Q2在时间周期A之前接通。根据开关电源装置100的电路工作来看，最好同步整流器Q2不在时间周期A之前接通。另一方面，提供第二优选实施例的结构，从而，同步整流器Q2栅-源电压的充电速度可以如图6实线K2所示下降。因此，同步整流器Q2可以容易地在时间周期A期间接通。
根据图5的例子，电阻R1与二极管42串联连接。因此，在时间周期A期间同步整流器Q2的接通时间可以利用如上所述电阻R1的电阻值来控制。根据第二优选实施例，在时间周期A期间同步整流器Q2的接通时间可以通过调整电阻R1和电阻44的电阻值来控制。所以，在时间周期A，同步整流器Q2可以容易地按照预定时间接通。
根据第二优选实施例，二极管45的阳极与同步整流器Q2的栅极端连接。所以，当主开关元件Q1断开时，由于二极管45的正向特性，二极管45的栅极-源极之间的电荷迅速放电，如图6中实线K4所示，与不设置二极管45的情况比较(参看图6中点划线K3)。因此，同步整流器Q2的栅-源电压可以陡峭地减小。
根据图5显示的例子，电阻R1与二极管42的阳极串联连接。电阻R1可以连接在二极管42的阴极与结点X之间。图5例子中，电阻R1与二极管42串联连接。例如，在即使不提供电阻R1，在时间周期A期间同步整流器Q2也可以按预定时间接通的情况下，电阻R1可以省略。
下面，将描述第三优选实施例。在第三优选实施例的描述中，与第一或者第二优选实施例相同的元件用相同的参考数字表示，而且省略其描述。
根据上面描述的第二优选实施例，提供二极管45。因此，当主开关元件Q1断开时，由于二极管45的正向特性，同步整流器Q2的栅-源电压可以陡峭地减小。然而，在某些情况下，当主开关元件Q1断开时，同步整流器Q2栅极-源极之间的电荷来不及放电。因此，同步整流器Q2的栅-源电压可以缓慢地减小，如图6中点划线K3所示。在这种情况下，存在开关电源装置100的电路工作变得不稳定的问题。
第三优选实施例包括一种结构，按照这种结构，当主开关元件Q1断开时，同步整流器Q2的栅-源电压可以安全地并且迅速地减小。具体地说，根据第三优选实施例，第一同步整流器控制电路40包括用于连接同步整流器Q2的栅极端到地的放电线路47；用于控制放电线路47的导通-关断的放电控制开关元件Q4(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管)；为变压器1提供作为电源的第五绕组N5；在导通线路内将第五绕组N5和放电控制开关元件Q4相互连接的电容器48；二极管49(整流元件)，其阴极连接到电容器48与放电控制开关元件Q4的栅极端之间的导通线路，而其阳极接地；和在放电控制开关元件Q4与地之间提供的电阻50。
下面将参考图8A到8F显示的波形例子描述第三优选实施例中部件特性的电路操作。例如，在变压器1的第五绕组N5中感应具有图8B显示波形的电压。即，在第五绕组N5内感应具有与初级绕组N1反相波形的电压。在主开关元件Q1断开时，第五绕组N5的感应电压变成正电压。
关于第五绕组N5的感应电压，直流分量被电容器48隔断。流过电容器48的电压经由电容器48与二极管49之间的结点Y输出到放电控制开关元件Q4的栅极端，它的0(V)电平由二极管49设置并且具有图8C显示的波形。注意，结点Y处的最低电压比0(V)低一个二极管49的电压降Vf49。
基于结点Y处的电压，由包括电阻50和放电控制开关元件Q4的微分电路产生具有图8D显示的微分波形电压(触发脉冲信号)，并且施加到放电控制开关元件Q4的栅极端。即，当主开关元件Q1断开时，触发脉冲信号施加到放电控制开关元件Q4的栅极端，以致使放电控制开关元件Q4接通。因此，放电线路47接通，而存储在同步整流器Q2栅极-源极之间的电荷经由放电线路47放电。从而，同步整流器Q2断开。具体地说，根据第三优选实施例，电容器48、二极管49和电阻50构成断开控制电路，这使得放电控制开关元件Q4在主开关元件Q1断开时接通，因此存储在同步整流器栅极-源极之间的电荷经由放电线路47放电，于是同步整流器Q2断开。
如上所述，当主开关元件Q1断开时，存储在同步整流器Q2栅极-源极之间的电荷可以被强迫放电。因此，同步整流器Q2的栅-源电压可以陡峭地减小。从而，由同步整流器Q2栅-源电压缓慢减小所引起的问题可以得到解决。
根据第三优选实施例，提供第五绕组N5作为产生电能的电源，其用于当主开关元件Q1断开时驱动放电控制开关元件Q4接通。然而，次极侧的扼流线圈21可以用作电源代替第五绕组N5。即，扼流线圈21两端的电压与主开关元件Q1接通-断开操作同步，如图8F所示。因此，扼流线圈21两端的电压从它的负极性增加到它的阳极性。用于驱动放电控制开关元件Q4接通的电源可以利用扼流线圈21的电压来产生。
可以设置与扼流线圈21磁性耦合的一绕组作为代替第五绕组N5和扼流线圈21的电源。用于驱动放电控制开关元件Q4接通的电源可以利用该绕组中的感应电压来产生。
此外，除第三优选实施例的结构外，可以在第一同步整流器控制电路40电容器48和放电控制开关元件Q4的栅极端之间的导通线路(例如，电容器48与结点Y之间的导通线路，结点Y与结点Z之间的导通线路，或者结点Z与放电控制开关元件Q4的栅极端之间的导通线路)中插入一个电阻。通过电阻的配置获得以下优点；该电阻可以减少由于变压器1的漏磁电感在第五绕组N5感应的噪音。因此，可以防止由噪音所引起的放电控制开关元件Q4的开关操作顺序错误。
此外，可以提供齐纳二极管代替二极管49。当第五绕组N5中感应的电压非常大时，可以经由该齐纳二极管泄漏电压的一部分。从而，防止高于耐压的电压施加到放电控制开关元件Q4的栅极端。因此，可以避免放电控制开关元件Q4栅极端的损坏。当然，在估计放电控制开关元件Q4的耐压较高的情况下，实质上没有比耐压高的电压施加到放电控制开关元件Q4的栅极端，因此没有必要设置齐纳二极管。还有，在这种情况下可以防止损坏放电控制开关元件Q4的栅极端。
本发明不局限于如上所述的第一到第三优选实施例。可以采用各种各样的形式。例如，除第一到第三优选实施例的各个例子外，同步整流器Q2的栅极端可以经由图1、5和7中虚线显示的电阻R2接地。因此，可以稳定同步整流器Q2栅极端的电位。
此外，除了第一到第三优选实施例的各种结构外，可以在同步整流器Q2的漏极-源极之间并联设置一个外接二极管。这个二极管可能导致与同步整流器Q2的体二极管23同样的问题。然而，即使提供该二极管，也可以稳定输出电压Vout，例如，通过提供如第一到第三优选实施例的同样特殊的结构，则不会受到输入电压Vin与环境或者环境温度变化的危险性影响，类似于第一到第三优选实施例。
虽然本发明已经参考优选实施例进行了描述，但是对于那些技术上熟知的人来说，发明所公开的内容可以在多方面修改，并且可以设想出除了如上所述实施例之外的多个实施例。因此，本发明附加的权利要求将覆盖所有那些落在本发明实际的精神与范围内的各种修改和变化。

Claims (9)

1.一种开关电源装置，其包括：
包括初级绕组、次级绕组和第三绕组的变压器；
连接到变压器初级绕组的主开关元件；
次级整流平滑电路，其根据主开关元件的接通-断开操作用于整流和平滑从变压器次级绕组输出的电能，并且向外输出被整流和平滑的电能；
检测电路，其利用在变压器第三绕组中感应的电压间接地检测来自次级整流平滑电路的输出电压；
控制电路，其根据由传感电路获得的输出电压的检测电压，用于为稳定次级整流平滑电路的输出电压而控制主开关元件的接通-断开操作；
其中次级整流平滑电路包括：与次级绕组串联连接并且执行与主开关元件同样的接通-断开操作的第一同步整流器，和与次级绕组并联连接而且执行与主开关元件相反的接通-断开操作的第二同步整流器，第一和第二同步整流器用于整流次级绕组输出的电源，以及设置第一同步整流器控制电路，它在主开关元件断开后根据初级绕组的激励能量检测产生的共振状态，并且根据共振状态的检测信号，使第一同步整流器在从共振状态完成到主开关元件接通的时间周期内较早接通。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述第一同步整流器控制电路包括：为变压器而提供的第四绕组和包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的电路，包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的所述电路与第四绕组串联连接，而且隔直流电容器与整流元件之间的结点连接到为第一同步整流器设置的开关控制端。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于一个电阻与整流元件串联连接，所述电阻连接在所述整流元件与隔直流电容器之间相连的结点相反的所述整流元件的一端。
4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于包括并联连接的电阻和另一整流元件的电路连接在包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的所述电路和第一同步整流器之间的电源传导线中。
5.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于包括并联连接的电阻和另一整流元件的电路连接在包括串联连接的隔直流电容器和整流元件的所述电路和第一同步整流器之间的电源传导线中。
6.根据权利要求1到5中的任一项所述的开关电源装置，其特征在于第一同步整流器包括一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，而第一同步整流器控制电路包括：将第一同步整流器的开关控制端连接到地的放电线路；用于控制放电线路的接通-断开的放电控制开关元件；用于在主开关元件断开时，产生用于驱动放电控制开关元件接通的能量的电源；和根据用于驱动放电控制开关元件接通的电源，使所述放电控制开关元件接通的断开控制电路，以致存储在第一同步整流器栅极-源极之间的电荷经由所述放电线路放电，导致第一同步整流器断开。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于第一同步整流器控制电路的电源包括一个绕组，该绕组的一端通过另一隔直流电容器连接到所述放电控制开关元件的开关控制端，该绕组的另一端连接到地，该绕组在为变压器提供的主开关元件断开时向所述放电控制开关元件的开关控制端开始正电压的电源输出。
8.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于所述次级整流平滑电路包括用于平滑的扼流线圈，而且第一同步整流器控制电路利用扼流线圈中生成的电压驱动放电控制开关元件接通，以致当主开关元件断开时使第一同步整流器断开。
9.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于所述次级整流平滑电路包括用于平滑的扼流线圈，以及第一同步整流器控制电路的电源包括与用于平滑的扼流线圈磁耦合的绕组。
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