KR101239445B1 - 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101239445B1
KR101239445B1 KR1020100131425A KR20100131425A KR101239445B1 KR 101239445 B1 KR101239445 B1 KR 101239445B1 KR 1020100131425 A KR1020100131425 A KR 1020100131425A KR 20100131425 A KR20100131425 A KR 20100131425A KR 101239445 B1 KR101239445 B1 KR 101239445B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
variable resistor
power supply
current
ratio
voltage
Prior art date
Application number
KR1020100131425A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20110073329A (ko
Inventor
윌리암 엠. 폴리브카
Original Assignee
파워 인티그레이션즈, 인크.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 파워 인티그레이션즈, 인크. filed Critical 파워 인티그레이션즈, 인크.
Publication of KR20110073329A publication Critical patent/KR20110073329A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101239445B1 publication Critical patent/KR101239445B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

전력 공급장치 제어기가 개시된다. 예시적인 전력 공급장치 제어기는 전력 공급장치의 입력 전압을 나타내는 입력 전압 감지 신호를 감지하도록 연결된 입력 전압 감지 입력을 포함한다. 출력 전압 감지 입력은 전력 공급장치의 출력 전압을 나타내는 출력 전압 감지 신호를 감지하도록 연결된다. 전류 제한 회로는 전류 제한 신호를 발생시키도록 연결된다. 전류 제한 신호는 전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 합에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 곱의 비율을 나타내는 제1 비율에 비례하여 변화된다. 구동 신호 발생기는 입력 전압에 응답하여 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전력 공급장치의 전력 스위치를 구동하기 위해 전류 제한 신호에 응답하여 구동 신호를 발생시키도록 연결된다.

Description

전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR VARYING CURRENT LIMIT TO LIMIT AN OUTPUT POWER OF A POWER SUPPLY}
본 발명은 일반적으로 전력 공급장치(power supply)에 관한 것이고, 더 구체적으로, 본 발명은 스위치 모드(switched mode) 전력 공급장치에 관한 것이다.
모든 전자 장치들은 동작을 위해 전력을 사용한다. 매우 효율적이면서 동시에 전자 장치들 또는 다른 부하들에 전력을 공급하기 위해 허용가능한 출력 조정(regulation)을 제공하는 형태의 전력 공급장치는 스위치 모드 전력 공급장치이다. 예를 들어 저전력 오프라인 어댑터/충전기 시장과 같은 많은 전자 장치 응용에서, 전력 공급장치의 정상 동작 부하 범위 동안, 입력 전압값들의 범위에 걸쳐서 거의 일정한 출력 피크 전력이 요구된다.
예를 들어, 전형적인 플라이백(flyback) 전력 공급장치는 예를 들어 85V ac 내지 265V ac와 같은 전세계적인 본선(mains) 전압들로부터 동작하도록 설계될 수 있다. 많은 경우들에서, 최소의 지정(specified) 입력 전압과 최대의 지정 입력 전압 사이의 모든 입력 전압들에서 최대의 지정 출력 전력을 전달하도록 전력 공급장치를 설계하는 것이 목표이다. 주어진 출력 전력에 대하여, 스위치 모드 전력 공급장치 내의 전력 스위치(power switch) 내의 최고 전류는 최소의 입력 전압에서 발생한다. 따라서, 스위치에 대한 전류 제한 및 전원 공급장치 내의 다른 컴포넌트들의 값들은 최소의 입력 전압에서 지정 출력 전력을 전달하도록 선택된다. 전형적으로, 전력 공급장치는 주어진 전류 제한 및 컴포넌트 값들에 대하여 최고의 전력을 획득하기 위해, 낮은 입력 전압에서 연속 전도 모드(continuous conduction mode)로 동작한다.
본 발명의 제한적이지 않고 완전하지 않은 실시예들이 이하의 도면들을 참조하여 설명되는데, 다르게 명시되지 않는 한, 다양한 도면들 전체에서 유사한 참조번호들은 유사한 부분들을 참조한다.
도 1은 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 입력 전압에 응답하여 변화되는 전류 제한으로 전력 공급장치의 출력을 조정하도록 연결된 전력 공급장치 제어기를 포함하는 전력 공급장치의 일례를 도시한 도면이다.
도 2a는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력을 조정할 때의, 연속 전도 모드로 동작하는 전력 공급장치 제어기의 일례의 파형을 도시한 타이밍도이다.
도 2b는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력을 조정할 때의, 불연속 전도 모드로 동작하는 전력 공급장치 제어기의 일례의 파형을 도시한 타이밍도이다.
도 3은 본 발명의 교시에 따라, 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 입력 전압에 응답하여 변화되는 전류 제한으로 전력 공급장치의 출력을 조정하기 위해 연결된 전력 공급장치 제어기를 포함하는 전력 공급장치의 다른 예를 도시한 도면이다.
도 4는 본 발명의 교시에 따라, 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 스위치의 전류 제한을 변화시키기 위해 예시적인 전류 제한 회로를 이용하여 전류 제한 신호를 발생시키는 기술을 구현하는 예시적인 전력 공급장치 제어기의 내부 상세를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전류 제한 회로에서 사용될 수 있는 예시적인 가변 저항을 도시한 것이다.
도 6은 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전류 제한 회로에서 사용되는 제2 비율 계산기 회로를 구현하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 개략도를 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전류 제한 회로에서 사용되는 제1 비율 계산기 회로를 구현하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 개략도를 나타낸 것이다.
도 8은 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 전류 제한 신호를 변화시키는 방법을 구현하기 위해 사용될 수 있는 예시적인 흐름도를 나타낸 것이다.
전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 변화되는 전류 제한을 갖는 전력 공급장치 제어기를 구현하기 위한 방법 및 장치가 개시된다. 이하의 설명에서, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 구체적인 상세가 제시된다. 그러나, 본 기술분야에 통상적인 지식을 가진 자라면, 본 발명을 실시하는 데에 있어서 그 구체적인 상세가 이용될 필요는 없음을 알 것이다. 다른 경우들에서, 본 발명을 모호하게 하는 것을 회피하기 위해, 잘 알려진 재료들 또는 방법들은 상세하게 설명되지 않는다.
본 명세서 전반에서 "일 실시예", "실시예", "일례" 또는 "예시"에 대한 참조는 그 실시예 또는 예시에 관련하여 설명되는 특정한 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함됨을 의미한다. 따라서, 본 명세서 전반의 다양한 위치들에서 "일 실시예에서", "실시예에서", "일례' 또는 "예시"라는 구문의 출현이 모두 반드시 동일한 실시예 또는 예시를 참조하는 것은 아니다. 또한, 특정한 특징, 구조 또는 특성은 하나 이상의 실시예 또는 예시에서 임의의 적합한 조합 및/또는 부분조합(subcombination)으로 조합될 수 있다. 특정한 특징, 구조 또는 특성은 기술되는 기능성을 제공하는 집적 회로, 전자 회로, 조합 논리 회로, 또는 기타 적합한 컴포넌트들에 포함될 수 있다. 또한, 여기에 제공되는 도면들은 본 기술 분야에 통상의 지식을 가진 자들에게 설명을 하기 위한 것이며, 도면들은 반드시 비율에 맞춰 그려진 것은 아니라는 점을 알아야 한다.
논의될 바와 같이, 본 발명의 교시에 따른 전력 공급장치 제어기는 연속 전도 모드 동안 전력 공급장치의 입력 및 출력 전압에 응답하여 변화하는 전류 제한 신호를 발생시키는 전류 제한 회로를 포함한다. 전류 제한 신호는 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 입력 전압에 응답하여 제한하기 위해, 전력 공급장치의 전력 스위치를 통한 스위치 전류를 제한하기 위해 이용된다. 일례에서, 전류 제한 신호는 연속 전도 모드 동안 제1 비율, 및 제1 비율의 역수와 동일한 제2 비율에 비례하여 변화된다. 제1 비율은 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된(reflected) 출력 전압의 합에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 곱이다.
설명을 위해, 도 1은 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치(100)의 출력에 전달되는 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 변화되는 전류 제한으로 전력 공급장치의 출력을 조정하도록 연결된 전력 공급장치 제어기(170)를 포함하는 전력 공급장치(100)의 일례를 도시한 도면이다. 일례에서, 전력 공급장치의 출력 피크 전력은 입력 전압들의 범위에 걸쳐서 거의 일정한 값으로 제한된다. 도시된 예에 나타난 바와 같이, 전력 공급장치(100)는 전력 공급장치의 입력에서 입력 전압 VIN(105)을 수신하도록 연결된다. 일례에서, VIN(105)은 ac 라인 입력 전압으로부터 정류된 dc 입력 전압이다. 도 1에 도시된 예에서, 전력 공급장치(100)는 전력 공급장치(100)의 입력에 연결된 1차 권선(120), 및 전력 공급장치(100)의 출력에 연결된 출력 권선(130)을 갖는 에너지 전송 소자 T1(125)을 포함한다. 예시에서, 클램프 회로(115)는 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)를 클램핑하기 위해 1차 권선(120)에 걸쳐 연결된다. 예시에 나타난 바와 같이, 다이오드 D1(135)은 출력을 정류하기 위해 출력 권선(130)에 연결되고, 캐패시터 C1(140)은 전력 공급장치(100)의 출력에 걸쳐 연결된다. 예시에 나타난 바와 같이, 부하(155)는 전력 공급장치(100)의 출력에 연결되고, 출력 전류 IO(145) 및 출력 전압 VO(150)는 전력 공급장치(100)에 의해 부하(155)에 전달된다.
도 1에 도시된 예시에서, 전력 공급장치(100)의 입력은 에너지 전송 소자(energy transfer element)(125)로 전력 공급장치(100)의 출력으로부터 갈바니 절연(Galvanically isolated)된다. 따라서, 에너지 전송 소자(125)의 1차측 상의 접지 접속(110)은 에너지 전송 소자(125)의 출력측 상의 접지 접속(195)으로부터 갈바니 절연된다.
도시된 예시에서, 스위치 S1(190)은 1차 권선(120)에 연결된다. 일례에서, 전력 공급장치 제어기(170)는 입력 전압 VIN(105)을 나타내는 입력 전압 감지 신호(175)를 감지하도록 연결된 입력 전압 감지 입력을 포함한다. 전력 공급장치 제어기(170)는 또한 출력 전압 VO(150)를 나타내는 출력 전압 감지 신호(180)를 감지하도록 연결된 출력 전압 감지 입력을 포함한다. 전력 공급장치 제어기(170)는 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)을 나타내는 스위치 전류 감지 신호(165)를 감지하도록 연결된 스위치 전류 감지 입력을 더 포함한다. 도시된 예시에서, 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치(100)의 출력을 조정하기 위해 입력 전압 VIN(105), 출력 전압 VO(150) 및 스위치 전류 IS1(160)에 응답하여 스위치 S1(190)의 스위칭을 제어하기 위하여, 전력 공급장치 제어기(170) 내에 포함된 구동 신호 발생기에 의해 드라이브 신호(185)가 발생된다. 일례에서, 본 발명의 교시에 따라 부하(155)에 전달되는 출력 피크 전력을 제한하기 위해 입력 전압 VIN(105) 및 출력 전압 VO(150)에 응답하여 스위치 전류 IS1의 전류 제한이 변화된다.
도 1에 도시된 예시에서, 에너지 전송 소자(125) 상에 도시된 점 극성들(dot polarities)에 의해 나타낸 바와 같이, 전력 공급장치(100)에 대하여 플라이백 변환기 토폴로지가 도시되어 있다. 일반적으로, 스위치 전류 IS1(160)에 대하여 주어진 최대값을 갖는 스위치 S1(190)으로 연속 전도 모드에서 동작하는 플라이백 변환기는 더 높은 입력 전압 VIN(105)에서 더 많은 전력을 전달할 수 있다. 즉, 스위치 S1(190)의 고정된 전류 제한은, 전력 공급장치(100)가 더 높은 입력 전압 VIN(105)에서, 자신이 더 낮은 입력 전압 VIN(105)에서 전달할 수 있는 것보다 더 많은 전력을 출력에 전달하는 것을 허용할 것이다. 그러므로, 스위치 S1(190) 내의 전류 IS1(160)을 고정된 최대값으로 제한함으로써 과부하로부터 보호하는 연속 전도 모드에서 동작하고 있는 전력 공급장치(100)는 더 높은 입력 전압 VIN(105)에서, 자신이 더 낮은 입력 전압 VIN(105)에서 제공하는 것보다 더 높은 과부하 전력을 제공할 것이다.
연속 전도 모드와 불연속 전도 모드를 설명하기 위해, 도 2a는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력을 조정할 때의, 연속 전도 모드로 동작하는 전력 공급장치 제어기의 일례의 파형들을 도시하는 타이밍도를 나타낸 것이다. 도 2b는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력을 조정할 때의, 불연속 전도 모드로 동작하는 전력 공급장치 제어기의 일례의 파형들을 도시하는 타이밍도를 나타낸 것이다.
도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 스위치 S1(190)이 구동 신호(185)에 응답하여 스위치온 및 오프될 때의 시간에 대하여, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)가 도시되어 있다. 또한, 도 2a 및 도 2b는 스위치 S1(190)이 구동 신호(185)에 응답하여 스위치 온 및 오프될 때의 시간에 대하여, 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)을 도시하고 있다. 예시에서, 구동 신호(185)의 주파수 fS는 고정되고, 주기 TS를 갖는다. 예시에서, 스위치 S1(190)은 DTS로 레이블된 온 타임(on time) 동안 온되는 것으로 도시되어 있고, 스위치 S1은 tOFF로 레이블된 오프 타임 동안 오프되는 것으로 도시되어 있다.
구체적으로, 연속 전도 모드를 도시하고 있는 도 2a를 참조하면, 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)이 구동 신호(185)의 온 타임 동안 제로가 아닌 값으로부터 각 사이클을 시작하는 것이 도시되어 있다. 스위치 전류 IS1(160)은 구동 신호(185)의 온 타임 동안, 스위치 전류 IS1(160)이 도 2a 및 도 2b에서 IPEAK로 레이블된 전류 제한에 도달할 때까지 상승한다. 도 2a에 도시된 바와 같이, 연속 전도 모드에서, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)는 스위치 S1(190)이 온인 동안의 입력 전압 VIN을 나타낸다. 예시에서, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)는 반사된 출력 전압 VOR을 나타내는데, 이것은 스위치 S1(190)이 오프인 동안 에너지 전송 소자(125)를 통해 반사된 출력 전압 VO이고 에너지 전송 소자(125)의 권수비에 따라 스케일링된다.
도 2b에 도시된 비연속 전도 모드에서, 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)이 구동 신호(185)의 온 타임 동안 제로로부터 각 사이클을 시작하는 것이 도시되어 있다. 스위치 전류 IS1(160)은 구동 신호(185)의 온 타임 동안 도 2a 및 도 2b에 IPEAK로서 레이블된 전류 제한에 도달할 때까지 상승한다. 도 2b에 도시된 바와 같이, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)는 스위치 S1(190)이 온인 동안 입력 전압 VIN을 나타낸다. 불연속 전도 모드에서, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)는 에너지 전송 소자(125)를 통해 반사된 출력 전압 VO이고 스위치 S1(190)이 처음으로 턴 오프되는 오프 타임의 초기 부분 동안 에너지 전송 소자(125)의 권수비에 따라 스케일된, 반사된 출력 전압 VOR을 나타낸다. 스위치 S1(190)이 처음으로 턴 오프된 때의 이러한 초기 부분 동안, 2차 권선(130) 및 다이오드(135)를 통해 전류가 흐른다는 점을 알아야 한다. 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)가 반사된 출력 전압 VOR을 나타내는 것은 이 시간 동안이다. 그러나, 에너지 전송 소자(125)에 저장된 에너지가 2차 권선(130) 및 다이오드(135)를 통해 완전히 방전된 후, 2차 권선(130) 및 다이오드(135)를 통한 전류는 더 이상 흐르지 않고, 다음의 스위칭 사이클이 시작하고 스위치 S1(190)이 구동 신호(185)에 응답하여 다시 턴 온될 때까지, 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)는 스위치 S1(190)의 오프 타임의 나머지 기간 동안 제로로 되돌아간다.
도 3은 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치(300)의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 변화되는 전류 제한으로 전력 공급장치(300)의 출력을 조정하도록 연결된 전력 공급장치 제어기(170)를 포함하는 다른 전력 공급장치(300)의 예시를 도시한 도면이다. 도 3의 전력 공급장치(300)는 도 1의 전력 공급장치(100)와 많은 유사점들을 공유한다는 점을 알 것이다. 예를 들어, 도 3에 도시된 예에서, 에너지 전송 소자(325) 상에 도시된 점 극성들로 나타난 바와 같이, 플라이백 변환기 토폴로지가 전력 공급장치(300)에 대해서도 도시되어 있다. 도시된 예시에서, 전력 공급장치(300)는 전력 공급장치의 입력에서 입력 전압 VIN(105)을 수신하도록 연결된다. 일례에서, VIN(105)은 ac 라인 입력 전압으로부터 정류된 dc 입력 전압이다. 도 3에 도시된 예시에서, 전력 공급장치(300)는 전력 공급장치(300)의 입력에 연결된 1차 권선(120), 전력 공급장치(300)의 출력에 연결된 출력 권선(130), 및 1차 권선(120) 및 출력 권선(130)에 자기적으로(magnetically) 연결된 바이어스 권선(305)을 갖는 에너지 전송 소자 T1(325)을 포함한다. 예시에서, 클램프 회로(115)는 1차 권선(120)에 걸친 전압 VP(122)를 클램핑하기 위해 1차 권선(120)에 걸쳐 연결된다. 예시에 나타난 바와 같이, 다이오드 D1(135)은 출력을 정류하기 위해 출력 권선(130)에 연결되고, 캐패시터 C1(140)은 전력 공급장치(300)의 출력에 걸쳐 연결된다. 예시에서, 출력 전류 IO(145) 및 출력 전압 VO(150)는 전력 공급장치(300)의 출력에 연결될 부하에 전달될 것이다.
도 1에 도시된 예시적인 전력 공급장치(100)와 마찬가지로, 전력 공급장치(300)의 입력은 전력 공급장치(300)의 출력으로부터 에너지 전송 소자(325)로 갈바니 절연된다. 따라서, 접지 접속(110)은 에너지 전송 소자(325)의 출력측 상에서 접지 접속(195)으로부터 갈바니 절연된다.
도 3에 도시된 예시에서, 스위치 S1(190)은 1차 권선(120)에 연결된다. 예시에서, 전력 공급장치 제어기(170)는 입력 전압 VIN(105)을 나타내는 입력 전압 감지 신호(175)를 감지하도록 연결된 입력 전압 감지 입력을 포함한다. 또한, 전력 공급장치 제어기(170)는 출력 전압 VO(150)를 나타내는 출력 전압 감지 신호(180)를 감지하도록 연결된 출력 전압 감지 입력을 포함한다. 전력 공급장치 제어기(170)는 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)을 나타내는 스위치 전류 감지 신호(165)를 감지하도록 연결된 스위치 전류 감지 입력을 더 포함한다. 도시된 예시에서, 구동 신호(185)는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치(100)의 출력을 조정하기 위해 입력 전압 VIN(105), 출력 전압 VO(150) 및 스위치 전류 IS1(160)에 응답하여 스위치 S1(190)의 스위칭을 제어하기 위해 전력 공급장치 제어기(170) 내에 포함된 구동 신호 발생기에 의해 발생된다. 일례에서, 스위치 전류 IS1의 전류 제한은 본 발명의 교시에 따라 부하(155)에 전달되는 출력 피크 전력을 제한하기 위해 입력 전압 VIN(105) 및 출력 전압 VO(150)에 응답하여 변화된다.
도 3에 도시된 예시적인 전력 공급장치(300)에서, 신호 분리기(315)는 바이어스 권선(305)에 걸친 전압 VB를 감지하기 위해 바이어스 권선(305)으로부터 전압 감지 신호(310)를 수신하도록 연결된다. 동작시에, 신호 분리기(315)는 스위치 S1(190)의 온 타임 동안의 입력 전압 VIN(105)을 나타내는 입력 전압 감지 신호 VINSENSE(175)를 발생시키도록 연결된다. 신호 분리기(315)는 또한 연속 전도 모드에서의 스위치 S1(190)의 오프 타임 동안의, 또는 불연속 전도 모드에서의 스위치 S1(190)의 오프 타임의 적어도 초기 부분 동안의 출력 전압 VO(150)를 나타내는 출력 전압 감지 신호(180)를 감지하도록 연결되는 출력 전압 감지 입력을 발생시키도록 연결된다.
예를 들어 앞에서 설명된 플라이백 변환기들과 같은 일반적인 전력 공급장치들에 대하여, 전형적으로 전력 공급장치가 입력 전압들의 지정된 범위에 걸쳐서 실질적으로 일정한 최대의 지정 출력 전력을 전달할 수 있는 것을 보장하는 한편, 전력 공급장치가 지정된 최대 과부하 전력보다 많게 전달하는 것을 방지하는 것이 요구된다. 논의될 바와 같이, 과부하 전력은 본 발명의 교시에 따라 연속 전도 모드 동안 입력 전압에 응답하여 스위치의 전류 제한을 변화시킴으로써 원하는 최대값으로 제한될 수 있다.
과부하의 경우에 해당할 수 있는, 전류-제한 스위치(current-limited switch)를 가지고서 일정한 주파수 fS에서 동작하는 플라이백 변환기에 대하여, 100％ 효율에서의 출력 전력 P는, 불연속 전도 모드에서,
Figure 112010084352625-pat00001
그리고, 연속 전도 모드에서
Figure 112010084352625-pat00002
인데, 여기에서 P는 출력 전력이고, LP는 1차 권선(120)의 인덕턴스이고, IPEAK는 스위치 S1(190) 내의 피크 전류 IS1(160)이고, fS는 스위치 S1(190)의 스위칭 주파수이고, VIN은 dc 입력 전압 VIN(105)이고, VOR은 반사된 출력 전압이다. 반사된 출력 전압 VOR은 1차 권선(120)에 반사되고 에너지 전송 소자(125)의 권수비에 의해 스케일링된 출력 전압 VO(150)이다.
위의 수학식 2에서, 입력 전압 VIN과 반사된 출력 전압 VOR의 합에 대한 입력 전압 VIN과 반사된 출력 전압 VOR의 곱의 비율은, 제로와 VOR의 값 사이로 경계가 정해지는 VIN의 모든 값들에 대하여 아래의 수학식 3으로 치환될 수 있음이 관찰된다.
Figure 112010084352625-pat00003
즉,
Figure 112010084352625-pat00004
이고, 이는 수학식 2가 아래와 같이 간단하게 되게 한다.
Figure 112010084352625-pat00005
VX가 제로로부터 증가함에 따라, 전력 P가
Figure 112010084352625-pat00006
까지 증가하는 것을 볼 수 있는데, 이는 전력 공급장치(300)의 동작이 불연속 전도 모드로 들어가고, 전력 P는 입력 전압 VIN에 독립적이게 되는 때이다.
또한, 위의 수학식 4를 IPEAK에 대해 풀고, 피크 전류 IPEAK가 전류 제한으로서 고려될 수 있음을 가정하면, 전류 제한 IPEAK가 아래의 수학식 6의 관계에 따라 VIN에 응답하여 최소 입력 전압에서의 값으로부터 감소될 때, 출력 전력 P가 연속 전도 모드에서 입력 전압 VIN에 독립적이게 될 것임이 보여질 수 있다.
Figure 112010084352625-pat00007
여기에서, PMAXDCM은 임계 전압값
Figure 112010084352625-pat00008
에서, 그리고 임계 전류값
Figure 112010084352625-pat00009
에서 발생하는 최대의 소망의 과부하 출력 전력이다.
출력 전력 P는 입력 전압 VIN에 독립적일 것이므로, 최대의 소망의 과부하 출력 전력 PMAXDCM은 최소 입력 전압에서의 최대 전력이기도 하다. 따라서, 전력 공급장치가 불연속 전도 모드로 들어가고, 전류 제한 IPEAK가 비율 VX>VXCRIT에 대하여 일정한 값 IPEAK = IPEAKCRIT으로 유지될 때, 전류 제한의 감소가 정지된다. IPEAK에 대한 일정한 IPEAKCRIT 전류 제한값은 전력 공급장치가 불연속 전도 모드에 들어갈 때의 전류 IS1(160)에 대한 일정한 전류 제한값이므로, 본 명세서에서 ILIMITDCM이라고도 칭해질 수 있음을 알아야 한다.
설명을 위해, 도 4는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치(400)의 예시적인 전력 공급장치 제어기(170)의 한 부분의 일부 내부적 상세를 도시한 도면이다. 예시에서, 전력 공급장치 제어기(170)는 본 발명의 교시에 따라 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 연속 전도 모드 동안 스위치의 전류 제한을 변화시키는 전류 제한 신호를 발생시키기 위해 예시적인 전류 제한 회로(405)를 이용하는 기술을 구현한다. 본 기술분야의 지식을 가진 자들에게 알려져 있는 전력 공급장치 제어기(170)의 다른 종래의 상세들은 본 발명의 교시를 모호하게 하지 않기 위해 상세하게 설명되지 않음에 유의해야 한다. 도 4의 예시적인 전력 공급장치 제어기(170)의 한 부분의 내부적 상세는 본 발명의 교시에 따라 도 1 및/또는 도 3에 도시된 전력 공급장치 제어기(170)에 통합될 수 있으며, 도면들 간에서 유사하게 번호가 매겨진 특징들은 도면들에서 서로 대체될 수 있음을 알아야 한다.
도 4에 도시된 예시에서, 전력 공급장치 제어기(170)는 전력 공급장치가 연속 전도 모드에 있는 동안 입력 전압 VIN 및 출력 전압 VO에 응답하여, 도 4에서 ILIMIT으로 레이블된 전류 제한 신호(480)를 발생시키기 위한 전류 제한 회로(405)를 포함한다. 전류 제한 ILIMIT은 본 발명의 교시에 따라 도 1 및/또는 도 3에 도시된 바와 같이 스위치 S1(190)을 통해 흐를 스위치 전류 IS1(160)의 피크 전류 IPEAK에 대응한다. 도 4의 예시에 도시된 전력 공급장치(170)의 부분은 출력(470)이 하이(high)일 때 스위치 S1(190)을 오픈하고(즉, 스위치 S1(190)을 턴오프하고) 출력(470)이 로우(low)일 때 스위치 S1(190)을 인에이블시키도록(즉, 스위치 S1(190)이 턴온하는 것을 허용하도록) 전력 공급장치 제어기(170)의 구동 신호 발생기에 연결된 출력(470)을 갖는 전류 제한 비교기(460)를 도시하고 있다.
도시된 예시에 나타난 바와 같이, 전류 제한 비교기(460)는 스위치 S1(190)을 통한 스위치 전류 IS1(160)을 나타내는 전류 감지 신호(165)를 수신하도록 연결된 제1 입력을 포함한다. 전류 제한 비교기(460)의 제2 입력은 본 발명의 교시에 따라 전류 제한 회로(405)로부터 출력되는 전류 제한 신호(480)를 수신하도록 연결된다.
도 4에 도시된 예시에서, 위의 수학식 6은 본 발명의 교시에 따라 변화되는 전류 제한 신호(480)를 발생시키기 위해 아날로그 회로로 실현된다. 구체적으로, 수학식 6은 전류 제한을 실현하기 위한 관계를 제공하는데, 이는 아래와 같이 수학식 6에서 IPEAK로 레이블된 피크 전류에 대응한다.
Figure 112010084352625-pat00010
도 4에 나타난 바와 같이, 수학식 6의 항
Figure 112010084352625-pat00011
은 전류 제한 회로(405) 내의 제1 비율 계산기(420)에 의해 발생되는 제1 비율 신호(440)에 대응한다. 도시된 바와 같이, 제1 비율 계산기(420)는 VINSENSE(175) 및 VOSENSE(180)를 수신하도록 연결된다. 수학식 6의 항
Figure 112010084352625-pat00012
은 전류 제한 회로(405)의 제2 비율 계산기(410)에 의해 발생되는 제2 비율 신호(430)에 대응한다. 도시된 바와 같이, 제2 비율 계산기도 VINSENSE(175) 및 VOSENSE(180)를 수신하도록 연결된다. 제1 비율 신호(440) 및 제2 비율 신호(430)는 합산 회로(450)에 의해 합산되어, 전력 공급장치가 연속 전도 모드에 있는 동안 전류 제한 비교기(460)에 의해 수신되도록 연결되는, 수학식 6에 따라 변화되는 전류 제한 ILIMIT(480)을 제공한다.
도시된 예시에서, 제1 비율 계산기는 비율 VX에 대응하는데, 이는 위에서 수학식 3에서 요약된 바와 같이,
Figure 112010084352625-pat00013
이고, 이는 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 합에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 곱의 비율이다. 마찬가지로, 제2 비율 계산기는 VX의 역수인 1/VX의 비율에 대응한다. 따라서, 제2 비율은
Figure 112010084352625-pat00014
이고, 이는 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 곱에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 합의 비율이다.
위의 수학식 3에 대하여, 입력 전압 VIN과 반사된 출력 전압 VOR의 합에 대한, 입력 전압 VIN과 반사된 출력 전압 VOR의 곱의 비율은 2개의 병렬로 연결된 저항 R1 및 R2의 등가 저항 REQ를 결정하기 위해 이용되는 관계와 유사하다는 것이 관찰된다.
Figure 112010084352625-pat00015
위의 수학식 3 및 11의 유사성을 염두에 두고, 비율 VX의 값은 가변 저항들을 이용하여 VIN 및 VOR로부터 VX를 표현하기 위해 아날로그 회로를 이용하여 모델링될 수 있다. 도 5는 본 발명의 교시에 따라 수학식 3 및 10의 VX 및 1/VX를 모델링하기 위해 예시적인 전류 제한 회로에서 사용될 수 있는 예시적인 가변 저항(500)을 도시하고 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 가변 저항 RDS는 JFET의 게이트 대 소스 전압 VGS에 응답하는 가변 저항을 갖는 p 채널 JFET에 대응한다. 동작시에, 불포화 영역에서 동작하는 JFET의 드레인 대 소스 저항은 게이트 대 소스 전압 VGS에 직접 비례한다. 따라서, 가변 저항의 값은
Figure 112010084352625-pat00016
와 동일하고, 여기에서 RDS는 저항이고, VGS는 게이트-소스 전압이고, IK는 VGS와 RDS 간의 관계를 정의하는 전류의 단위들을 갖는 상수이다.
일례에서, 입력 전압 VIN을 나타내는 신호에 응답하는 제1 JFET과 같은 제1 전압-제어된 가변 저항은 입력 전압 VIN을 모델링하기 위해 이용될 수 있다. 제1 가변 저항과 병렬로 연결되고, 반사된 출력 전압 VOR을 나타내는 신호에 응답하는 제2 JFET과 같은 제2 전압-제어된 가변 저항은, 본 발명의 교시에 따라 위의 수학식들에서 정의된 바와 같이 제1 비율 VX와 제2 비율 1/VX를 나타내는 비율들을 모델링하기 위해 출력 전압 VO를 모델링하는 데에 이용될 수 있다.
설명을 위해, 도 6은 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전류 제한 회로(405)에서 사용되는 제2 비율 계산기 회로(410)의 예를 구현하기 위해 사용될 수 있는 개략도를 도시한 것이다. 도 6의 제2 비율 계산기 회로(410)는 본 발명의 교시에 따라 도 4의 예시적인 전류 제한 회로(405) 내로 통합될 수 있는 제2 비율 계산기 회로의 일례이며, 도면들 간에서 유사하게 번호가 매겨진 특징들은 도면들에서 서로를 대체할 수 있음을 알 것이다.
도시된 예시에서, 제2 비율 계산기 회로(410)는 제2 비율 신호(430)를 발생시키는데, 이는 위의 수학식 6으로부터의 항
Figure 112010084352625-pat00017
에 상수 K1을 곱한 것에 비례한다. 따라서, 제2 비율 신호(430)는 VX에 반비례한다. 달리 말하면, 제2 비율 신호(430)는 위의 수학식 10에서 나타낸 것과 같은 VX의 역수, 또는 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 곱에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 합의 비율인
Figure 112010084352625-pat00018
에 비례한다.
구체적으로 도 6에 도시된 예시를 참조하면, 제2 비율 계산기 회로(410)는 가변 저항(640)에 병렬로 연결된 가변 저항(635)을 포함한다. 예시에서, 가변 저항(635)은 입력 전압 감지 신호 VINSENSE(175)에 응답하는 게이트 대 소스 전압 VGS를 갖도록 연결된 p채널 JFET이고, 가변 저항(640)은 출력 전압 감지 신호 VOSENSE(180)에 응답하는 게이트 대 소스 전압 VGS를 갖도록 연결된 p채널 JFET이다. 가변 저항들(635 및 640)이 그들의 불포화 영역에서 동작하고 있을 때, 가변 저항(635)의 저항 RINSENSE는
Figure 112010084352625-pat00019
에 따라 입력 전압에 비례하고, 가변 저항(640)의 저항 ROSENSE는
Figure 112010084352625-pat00020
에 따라 출력 전압에 비례하는데, 여기에서 IK는 가변 저항들(635 및 640)을 포함하는 특정한 p채널 JFET에 대한 각각의 저항들과 게이트 전압들 간의 관계를 정의하는, 전류의 단위를 갖는 상수이다.
예시에서, 가변 저항들(635 및 640)은 트랜지스터들(610 및 630)로 형성된 전류 미러의 한 전류 경로에 연결된다. 도시된 바와 같이, 기준 전압 소스(615)는, 기준 전압 VA가 병렬 연결된 가변 저항들(635 및 640)에 걸쳐 가해지거나 확립되도록, 트랜지스터들(610 및 630)로 형성된 전류 미러의 다른 전류 경로에 연결된다. 도 6에 도시된 바와 같이, 트랜지스터(605)는 트랜지스터(610)에 연결되고, 트랜지스터(620)는 트랜지스터(630)에 연결된다. 전류 미러는 트랜지스터(620) 및 트랜지스터(605)로 형성된다. 도시된 바와 같이, 전류 미러는 트랜지스터들(620 및 625)로도 형성되며 전류 경로를 갖는데, 그 전류 경로를 통해, 병렬 연결된 가변 저항들(635 및 640)을 통한 전류가 전압 VA에 의해 구동된다. 트랜지스터들(620 및 625)로 형성되는 전류 미러는 다른 전류 경로를 포함한다. 따라서, 트랜지스터들(620 및 625)로 형성된 전류 미러는 병렬 연결된 가변 저항들(635 및 640)을 통해 구동되는 전류를 미러링하여, 다른 전류 경로 내의 전류 I1을 발생시키는데, 여기에서
Figure 112010084352625-pat00021
이고, 이는 제2 비율 신호(430)이다. 따라서, 출력된 제2 비율 신호(430)는 위의 수학식 6의 제1 항에 비례하고, 아래와 같이 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112010084352625-pat00022
도 7은 본 발명의 교시에 따른 예시적인 전류 제한 회로(405)에서 사용되는 제1 비율 계산기 회로(420)의 예시를 구현하기 위해 사용될 수 있는 개략도를 도시한 것이다. 도 7의 제1 비율 계산기 회로(420)는 본 발명의 교시에 따라 도 4의 예시적인 전류 제한 회로(405) 내로 통합될 수 있는 제1 비율 계산기 회로의 일례이며, 도면들 간에서 유사하게 번호가 매겨진 특징들은 도면들에서 서로를 대체할 수 있음을 알 것이다.
도시된 예시에서, 제1 비율 계산기 회로(420)는 제1 비율 신호(440)를 발생시키는데, 이는 위의 수학식 6으로부터의 항
Figure 112010084352625-pat00023
에 상수 K1을 곱한 것에 비례한다. 따라서, 제1 비율 신호(440)는 위의 수학식 3에서 나타낸 것과 같은 VX, 또는 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 합에 대한, 전력 공급장치의 입력 전압과 반사된 출력 전압의 곱의 비율인
Figure 112010084352625-pat00024
에 비례한다.
구체적으로 도 7에 도시된 예시를 참조하면, 제1 비율 계산기 회로(420)는 가변 저항(740)에 병렬로 연결된 가변 저항(735)을 포함한다. 예시에서, 가변 저항(735)은 입력 전압 감지 신호 VINSENSE(175)에 응답하는 게이트 대 소스 전압 VGS를 갖도록 연결된 p채널 JFET이고, 가변 저항(740)은 출력 전압 감지 신호 VOSENSE(180)에 응답하는 게이트 대 소스 전압 VGS를 갖도록 연결된 p채널 JFET이다. JFET들(735 및 740)은 각각 도 6의 JFET들(635 및 640)과 동일하므로, 가변 저항(735)의 저항 RINSENSE는 위의 수학식 13에서 정의된 것과 동일하고, 가변 저항(740)의 저항 ROSENSE는 위의 수학식 14에서 정의된 것과 동일하다.
도 7에 도시된 예시에 나타난 바와 같이, 기준 전류원(710)은 병렬 연결된 가변 저항들(735 및 740)을 통해 기준 전류 IREF를 구동하도록 연결된다. 그러므로, 옴의 법칙에 따라, 병렬 연결된 가변 저항들(735 및 740)을 통한 전압 강하 VB는
Figure 112010084352625-pat00025
에 비례한다.
예시에 나타난 바와 같이, 병렬 연결된 가변 저항들(735 및 740)에 연결된 전류 경로를 포함하는 전류 미러가 트랜지스터들(730 및 745)로 형성된다. 또한, 도시된 바와 같이, 전류 경로는, 병렬 연결된 가변 저항들(735 및 740)을 통해 구동되는 IREF 전류에 추가의 전류를 추가하지 않고서, 병렬 연결된 가변 저항들(735 및 740)에 연결된 전류 경로를 통해 바이어스 전류 IBIAS를 제공하도록 연결된 2개의 바이어스 전류원(715 및 720)을 포함한다. 예시에 나타난 바와 같이, 트랜지스터들(730 및 745)로 형성된 전류 미러는 저항 RB(750)에 연결된 다른 전류 경로를 포함하는데, 이 저항에 걸쳐 전압 VB가 가해지거나 확립된다. 그러므로, 옴의 법칙에 따라, 저항 RB(750)를 통한 전류는
Figure 112010084352625-pat00026
에 비례한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 그에 걸쳐 전압 VB가 가해지거나 확립되는 저항 RB(750)에 연결된 전류 경로를 포함하는 다른 전류 미러가 트랜지스터들(720 및 725)로 형성된다. 그 결과, 트랜지스터들(720 및 725)로 형성된 전류 미러는 다른 전류 경로를 통해 저항 RB(750)를 통한 전류를 미러링하고, 이는 저항 RB(750)를 통해 구동되는 전류에 비례하는 전류 I2를 발생시키며, 여기에서
Figure 112010084352625-pat00027
이고, 이는 본 예에서 제1 비율 신호(440)이다. 따라서, 출력된 제1 비율 신호(440)는 위의 수학식 6에서의 제2 항에 비례하며, 아래와 같이 다시 쓰여질 수 있다.
Figure 112010084352625-pat00028
도 4에 도시된 예시적인 전류 제한 계산기(405)를 간단하게 다시 참조하면, 이제, 제1 비율 계산기(420)로부터 출력되는 제1 비율 신호(440)는 위의 수학식 20에 따라 발생되고, 제2 비율 계산기(410)로부터 출력되는 제2 비율 신호(430)는 위의 수학식 16에 따라 생성됨을 관찰할 수 있다. 예시에서, 제1 비율 신호(440) 및 제2 비율 신호(430)는 전력 공급장치가 연속 전도 모드에서 동작하는 동안 위의 수학식 6에 따라 변화되는 전류 제한 IPEAK를 실현하기 위해 전류 제한 신호 ILIMIT(480)을 생성하기 위해, 합산기(450)에 의해 합산되도록 연결된다.
일례에서, 전력 공급장치의 동작이 불연속 전도 모드에 들어갈 때, 전력 공급장치의 출력 피크 전력은 입력 전압에 독립적이게 된다. 따라서, 전력 공급장치가 불연속 전도 모드에 들어갈 때, 전류 제한은 더 이상 변화되지 않는다. 따라서, 전류 제한은 이러한 불연속 전도 모드 하에서 고정된 또는 일정한 전류 제한값 ILIMDCM으로 설정되며, 이는 또한 본 발명의 교시에 따라 위의 IPEAKCRIT으로 칭해질 수 있다.
도 8은 본 발명의 교시에 따라 예시적인 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해 전류 제한 신호를 발생시키는 방법을 구현하기 위해 이용될 수 있는 예시적인 흐름도(800)이다. 도시된 예시에 나타난 바와 같이, 처리는 블록(805)에서 시작한다. 블록(810)에서, 스위치가 인에이블된다 (즉, 턴온되도록 허용된다). 설명을 위해, 이러한 스위치는 예를 들어 도 1 및/또는 도 3의 스위치 S1(190)에 대응할 수 있다. 블록(815)에서, 스위치 내의 입력 전압, 출력 전압 및 전류가 감지된다. 이러한 신호들은 예를 들어, 도 1 및/또는 도 3의 입력 전압 감지(175), 출력 전압 감지(180) 및 전류 감지(165)에 대응할 수 있다. 블록(820)에서, ILIMIT이 VX 및 1/VX로부터 계산된다. 블록들(825 및 830)에서, ILIMIT의 계산된 값이 ILIMITDCM보다 작은 경우(이는 전력 공급장치가 불연속 전도 모드로 동작하고 있음을 나타냄), ILIMIT은 ILIMITDCM의 일정한 전류 제한값으로 설정된다. 블록(835)에서, 스위치 전류가 ILIMIT값보다 작은지의 여부가 결정된다. 그렇다면, 처리는 블록(815)로 루프백하고, 거기에서 스위치 내의 입력 전압, 출력 전압 및 전류가 다시 감지된다. 그렇지 않다면, 스위치는 전류 제한 ILIMIT에 도달한 것이고, 블록(840)에서 오픈된다(즉, 턴오프된다).
요약서에 설명된 것을 포함하여, 본 발명의 도시된 예시들에 대한 위의 설명은 모든 것을 빠짐없이 나열하거나, 개시된 정확한 형태로의 제한이도록 의도된 것이 아니다. 본 발명의 구체적인 실시예들 및 예시들은 여기에서 설명의 목적으로 기술된 것이며, 본 발명의 더 넓은 취지 및 범위를 벗어나지 않고서 다양한 등가적인 수정들이 가능하다. 실제로, 구체적인 전압, 전류, 주파수, 전력 범위값, 시간 등은 설명의 목적으로 제공된 것이며, 본 발명의 교시에 따라 다른 실시예들 및 예시들에서 다른 값들도 이용될 수 있음을 알아야 한다.
위의 상세한 설명을 고려하여, 본 발명의 예시들에 대한 이러한 수정들이 이루어질 수 있다. 이하의 청구항들에서 사용되는 용어들은 본 발명을 명세서 및 청구항들에 개시된 구체적인 실시예들로 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 오히려, 범위는 전적으로, 청구범위 해석에 관하여 확립된 원칙에 따라 해석될 이하의 청구항들에 의해 결정되어야 한다. 따라서, 본 명세서 및 도면들은 제한적이기 보다는 예시적인 것으로 간주되어야 한다.
115 클램프
155 부하
165 전류 감지
170 제어기
175 입력 전압 감지
180 출력 전압 감지

Claims (27)

  1. 전력 공급장치 제어기로서,
    전력 공급장치의 입력 전압을 나타내는 입력 전압 감지 신호를 감지하도록 연결된 입력 전압 감지 입력;
    상기 전력 공급장치의 출력 전압을 나타내는 출력 전압 감지 신호를 감지하도록 연결된 출력 전압 감지 입력;
    전류 제한 신호를 발생시키도록 연결된 전류 제한 회로 - 상기 전류 제한 신호는 상기 전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 합에 대한, 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 곱의 비율을 나타내는 제1 비율에 비례하여 변화됨 -; 및
    상기 입력 전압에 응답하여 상기 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 상기 전력 공급장치의 전력 스위치를 구동하기 위해, 상기 전류 제한 신호에 응답하여 구동 신호를 발생시키도록 연결되는 구동 신호 발생기
    를 포함하는 전력 공급장치 제어기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전류 제한 신호는 상기 전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 곱에 대한, 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 합의 비율을 나타내는 제2 비율에 비례하여 더 변화되고, 상기 제2 비율은 상기 제1 비율의 역수와 동일한 전력 공급장치 제어기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전류 제한 신호는 상기 제1 비율 및 상기 제2 비율의 합에 비례하여 더 변화되는 전력 공급장치 제어기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 제2 가변 저항에 병렬로 연결된 제1 가변 저항을 포함하고, 상기 제1 가변 저항은 상기 입력 전압에 응답하도록 연결되고, 상기 제2 가변 저항은 상기 출력 전압에 응답하도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항에 걸친 전압을 발생시키기 위해 상기 제2 가변 저항에 병렬 연결된 상기 제1 가변 저항을 통해 기준 전류를 구동하도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항에 걸친 전압을 나타내는 제1 전류를 발생시키도록 연결되고, 상기 제1 전류는 상기 제1 비율을 더 나타내는 전력 공급장치 제어기.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 제4 가변 저항에 병렬로 연결된 제3 가변 저항을 포함하고, 상기 제3 가변 저항은 상기 입력 전압에 응답하도록 연결되고, 상기 제4 가변 저항은 상기 출력 전압에 응답하도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 상기 제2 비율을 나타내는 제2 전류를 발생시키기 위해 상기 제4 가변 저항에 병렬 연결된 상기 제3 저항에 걸쳐 기준 전압을 확립하도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 상기 전력 공급장치의 연속 전도 모드(continuous conduction mode) 동작 동안 상기 전류 제한 신호를 변화시키도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 구동 신호 발생기는 상기 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 입력 전압들의 범위에 걸쳐서 일정한 값으로 제한하기 위해 상기 공급 전력장치의 상기 전력 스위치를 구동하기 위한 구동 신호를 발생시키도록 연결되는 전력 공급장치 제어기.
  11. 전력 공급장치 제어기에서 사용하기 위한 전류 제한 발생기 회로로서,
    전력 공급장치의 입력 전압을 나타내는 입력 전압 감지 신호와 상기 전력 공급장치의 출력 전압을 나타내는 출력 전압 감지 신호를 수신하도록 연결된 제1 비율 계산기 - 상기 제1 비율 계산기는 상기 전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 합에 대한, 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 곱의 비율을 나타내는 제1 비율 신호를 발생시킴 -;
    상기 입력 전압 감지 신호와 상기 출력 전압 감지 신호를 수신하도록 연결된 제2 비율 계산기 - 상기 제2 비율 계산기는 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 곱에 대한, 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 합의 비율을 나타내는 제2 비율 신호를 발생시킴 -; 및
    상기 제1 비율 신호 및 상기 제2 비율 신호의 합에 응답하여 전류 제한 신호를 발생시키도록 연결되는 합산 회로
    를 포함하는 전류 제한 발생기 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 비율 계산기는 제2 가변 저항에 병렬 연결된 제1 가변 저항을 포함하고, 상기 제1 가변 저항은 상기 입력 전압에 응답하도록 연결되고, 상기 제2 가변 저항은 상기 출력 전압에 응답하도록 연결되는 전류 제한 발생기 회로.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 제1 비율 계산기는 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항에 걸쳐 전압을 발생시키기 위해 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항을 통해 기준 전류를 구동하도록 연결된 기준 전류원을 더 포함하는 전류 제한 발생기 회로.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제1 비율 계산기는 제1 전류 경로를 갖는 제1 전류 미러를 더 포함하고, 상기 기준 전류는 상기 제1 전류 경로를 통해 구동되며, 상기 제1 전류 미러는 저항에 연결되는 제2 전류 경로를 갖고, 상기 저항에 걸쳐 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항에 걸친 전압이 확립되는 전류 제한 발생기 회로.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 비율 계산기는, 상기 저항에 연결되고 상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항에 걸친 전압에 응답하여 제1 전류를 발생시키도록 연결된 제2 전류 미러를 더 포함하고, 상기 제1 전류는 상기 제1 비율을 나타내는 전류 제한 발생기 회로.
  16. 제12항에 있어서,
    상기 제1 가변 저항 및 상기 제2 가변 저항은 제1 및 제2 JFET를 포함하는 전류 제한 발생기 회로.
  17. 제11항에 있어서,
    상기 제2 비율 계산기는 제4 가변 저항에 병렬 연결된 제3 가변 저항을 포함하고, 상기 제3 가변 저항은 상기 입력 전압에 응답하도록 연결되고, 상기 제4 가변 저항은 상기 출력 전압에 응답하도록 연결되는 전류 제한 발생기 회로.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제2 비율 계산기는 상기 제3 가변 저항 및 상기 제4 가변 저항을 통한 전류를 발생시키기 위해, 상기 제4 가변 저항에 병렬 연결된 상기 제3 가변 저항에 걸쳐 기준 전압을 확립하도록 연결되는 전류 제한 발생기 회로.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제2 비율 계산기는 제1 전류 경로를 갖는 전류 미러를 더 포함하고, 상기 제1 전류 경로를 통해, 상기 제3 가변 저항 및 상기 제4 가변 저항에 걸친 기준 전압에 응답하여 상기 제3 가변 저항 및 상기 제4 가변 저항을 통한 전류가 구동되고, 상기 전류 미러는 상기 제2 비율을 나타내는 제2 전류를 발생시키기 위해 제2 전류 경로를 갖는 전류 제한 발생기 회로.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 제3 가변 저항 및 상기 제4 가변 저항은 제3 및 제4 JFET을 포함하는 전류 제한 발생기 회로.
  21. 전력 공급장치 제어기에서 사용하기 위한 전류 제한을 발생시키는 방법으로서,
    전력 공급장치의 입력 전압과 스케일링된 출력 전압의 합에 대한, 상기 전력 공급장치의 상기 입력 전압과 상기 스케일링된 출력 전압의 곱의 제1 비율을 계산하는 단계;
    상기 제1 비율의 역수와 동일한 제2 비율을 계산하는 단계; 및
    상기 전력 공급장치의 연속 전도 모드(continuous conduction mode) 동안의 상기 전력 공급장치의 에너지 전송 소자에 연결된 스위치에 대한 전류 제한을 발생시키기 위해, 상기 제1 비율 및 상기 제2 비율을 합산하는 단계
    를 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 전력 공급장치의 불연속 전도 모드 동안 상기 전류 제한을 일정한 값에 동일하게 설정하는 단계를 더 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 제1 비율을 계산하는 단계는,
    상기 입력 전압에 응답하여 제1 가변 저항을 설정하는 단계;
    출력 전압에 응답하여 제2 가변 저항을 설정하는 단계; 및
    상기 제2 가변 저항에 병렬로 연결된 상기 제1 가변 저항의 등가 저항에 비례하는 제1 신호를 발생시키는 단계
    를 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 제2 비율을 계산하는 단계는,
    상기 입력 전압에 응답하여 제3 가변 저항을 설정하는 단계;
    출력 전압에 응답하여 제4 가변 저항을 설정하는 단계; 및
    상기 제4 가변 저항에 병렬로 연결된 상기 제3 가변 저항의 등가 저항의 역수에 비례하는 제2 신호를 발생시키는 단계
    를 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  25. 제21항에 있어서,
    상기 전력 공급장치의 입력 전압에 응답하여 상기 전력 공급장치의 출력 피크 전력을 제한하기 위해, 상기 전류 제한에 응답하여 상기 전력 공급장치의 에너지 전송 소자에 연결된 스위치를 스위칭하는 단계를 더 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  26. 제21항에 있어서,
    상기 출력 전압을 감지하기 위해 상기 스위치의 오프 타임 동안 에너지 전송 소자로부터 수신되는 반사된 전압을 감지하는 단계를 더 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
  27. 제21항에 있어서,
    상기 입력 전압을 감지하기 위해 상기 스위치의 온 타임 동안 에너지 전송 소자로부터 수신되는 반사된 전압을 감지하는 단계를 더 포함하는, 전류 제한을 발생시키는 방법.
KR1020100131425A 2009-12-22 2010-12-21 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치 KR101239445B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/645,295 2009-12-22
US12/645,295 US8310850B2 (en) 2009-12-22 2009-12-22 Method and apparatus for varying current limit to limit an output power of a power supply

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110073329A KR20110073329A (ko) 2011-06-29
KR101239445B1 true KR101239445B1 (ko) 2013-03-06

Family

ID=44150821

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020100131425A KR101239445B1 (ko) 2009-12-22 2010-12-21 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치

Country Status (4)

Country Link
US (2) US8310850B2 (ko)
KR (1) KR101239445B1 (ko)
CN (1) CN102104339B (ko)
TW (1) TWI493846B (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI483090B (zh) * 2011-10-03 2015-05-01 All Skd Corp Ltd 可偵測並限制電源之控制裝置
TWI487255B (zh) * 2012-07-13 2015-06-01 Power Forest Technology Corp 以反馳式架構為基礎的電源轉換裝置及其電源轉換方法
US8964412B2 (en) * 2012-10-31 2015-02-24 Power Integrations, Inc. Split current mirror line sensing
US9401657B2 (en) 2013-03-13 2016-07-26 Power Integrations, Inc. Input voltage sensor responsive to load conditions
CN103916099B (zh) * 2014-03-28 2016-08-17 西安紫光国芯半导体有限公司 一种低成本片上振荡器
TWI675279B (zh) 2018-06-04 2019-10-21 群光電能科技股份有限公司 定功率保護電路及定功率保護方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080247202A1 (en) 2007-04-06 2008-10-09 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller
US7616454B2 (en) * 2005-12-16 2009-11-10 System General Corporation Control circuit having programmable waveform for limiting output power of power converter
US20090303756A1 (en) 2008-06-06 2009-12-10 Pei-Lun Huang Maximum output power control of a flyback converter

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6747443B2 (en) * 2001-08-31 2004-06-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for trimming current limit and frequency to maintain a constant maximum power
US6839247B1 (en) * 2003-07-10 2005-01-04 System General Corp. PFC-PWM controller having a power saving means
TW200849779A (en) * 2007-06-13 2008-12-16 Richtek Technology Corp Method and device to limit the output power of switching-type converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7616454B2 (en) * 2005-12-16 2009-11-10 System General Corporation Control circuit having programmable waveform for limiting output power of power converter
US20080247202A1 (en) 2007-04-06 2008-10-09 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for sensing multiple voltage values from a single terminal of a power converter controller
US20090303756A1 (en) 2008-06-06 2009-12-10 Pei-Lun Huang Maximum output power control of a flyback converter

Also Published As

Publication number Publication date
KR20110073329A (ko) 2011-06-29
US8310850B2 (en) 2012-11-13
TW201145782A (en) 2011-12-16
CN102104339A (zh) 2011-06-22
TWI493846B (zh) 2015-07-21
US8767423B2 (en) 2014-07-01
US20110149619A1 (en) 2011-06-23
US20130051093A1 (en) 2013-02-28
CN102104339B (zh) 2014-09-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10218256B2 (en) Primary side control of primary resonant flyback converters
US9742264B2 (en) Boost inductor demagnetization detection for bridgeless boost PFC converter operating in boundary-conduction mode
JP5435765B2 (ja) 電力変換器の統合されたケーブル原因の電圧降下の補償のための方法と装置
JP5694494B2 (ja) 電力変換器の最大出力電力を制御するための方法及び装置
US7633780B2 (en) Switching power supply apparatus with low loss synchronous rectification
US7391188B2 (en) Current prediction in a switching power supply
US8243478B2 (en) Method and apparatus for limiting maximum output power of a power converter
JP5579378B2 (ja) 電源装置内のバルク・キャパシタンスに必要な容量を抑えるための方法及び装置
KR101239445B1 (ko) 전력 공급장치의 출력 전력을 제한하기 위해 전류 제한을 변경시키기 위한 방법 및 장치
JP5167929B2 (ja) スイッチング電源装置
JP4155211B2 (ja) スイッチング電源装置
US10615700B1 (en) Synchronous rectifier control for switched mode power supplies and method therefor
CN110401349A (zh) 电源控制用半导体装置和开关电源装置及其设计方法
US20110121797A1 (en) Delay compensation for a dc-dc converter
CN111064356B (zh) 可提升功率因素的电源供应电路
WO2010125751A1 (ja) スイッチング電源装置
US7049794B2 (en) Method for reducing the cost of voltage regulation circuitry in switch mode power supplies
US7432687B2 (en) High efficiency switching power supply
US9484801B2 (en) Start-up regulator for high-input-voltage power converters
JP6908849B2 (ja) 同期整流回路及びスイッチング電源装置
KR100685104B1 (ko) 정전류 출력 특성을 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이
KR101367954B1 (ko) 스위치 모드 전원 공급 장치 및 이의 스위칭 제어 회로
JP5937597B2 (ja) スイッチング電源装置
US8593830B2 (en) Reverse current limit protection for active clamp converters
KR20210153541A (ko) 향상된 광 부하 관리를 갖는 고성능 2단 전력 컨버터

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160211

Year of fee payment: 4

LAPS Lapse due to unpaid annual fee