CN102104339A - 用于改变电流极限以限制电源的输出功率的方法和设备 - Google Patents

Abstract

公开了一种电源控制器。一种示例性电源控制器包括输入电压检测输入端，该输入电压检测输入端被耦合以检测代表电源的输入电压的输入电压检测信号。输出电压检测输入端被耦合以检测代表该电源的输出电压的输出电压检测信号。电流极限电路被耦合以产生电流极限信号。该电流极限信号与第一比率有关地改变，该第一比率代表该电源的输入电压与经缩放的输出电压之乘积与该电源的输入电压和经缩放的输出电压之和的比率。驱动信号发生器被耦合以响应于该电流极限信号来产生驱动信号，以驱动该电源的功率开关，以响应于输入电压来限制该电源的输出功率。

Description

用于改变电流极限以限制电源的输出功率的方法和设备

技术领域

本发明总体涉及电源，更具体地本发明涉及开关电源。

背景技术

所有电子装置都使用功率来运转。一种形式的高效且同时提供可接受的输出调节以向电子装置或其他负载供应功率的电源是开关电源。在许多电子装置应用中，诸如像在低功率脱机(off-line)适配器/充电器市场中，在电源的正常运转负荷范围内，期望在一输入电压值范围内有大致恒定的输出峰值功率。

例如，一种典型的回扫电源可以被设计为从世界范围的市电电压诸如像85V交流到265V交流运转。在许多情况下，目标是设计一种在最小规定输入电压和最大规定输入电压之间的所有输入电压下都输送最大规定输出功率的电源。对于一个给定的输出功率，开关电源中的功率开关中的最高电流发生在最小输入电压下。因此，对该开关的电流极限以及电源中其他部件的值进行选择，以在最小输入电压下输送规定输出功率。该电源通常在低输入电压下以连续传导模式运转，以对于给定的电流极限和部件值获得最多功率。

附图说明

参照下列附图描述本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中在所有各个视图中，除非另有说明，相同的参考数字指代相同的部分。

图1是示出了根据本发明教导的电源的一个实施例的图，该电源包括电源控制器，该电源控制器被耦合以通过在连续传导模式期间响应于输入电压而改变的电流极限来调节该电源的输出，以限制该电源的输出峰值功率。

图2A是示出了根据本发明教导的、以连续传导模式运转的电源控制器的一个实施例在调节电源的输出时的波形的时序图。

图2B是示出了根据本发明教导的、以非连续传导模式运转的电源控制器的一个实施例在调节电源的输出时的波形的时序图。

图3是示出了根据本发明教导的电源的另一个实施例的图，该电源包括电源控制器，该电源控制器被耦合以通过在连续传导模式期间响应于输入电压而变化的电流极限来调节该电源的输出，以限制该电源的输出峰值功率。

图4是示出了根据本发明教导的示例性电源控制器的内部细节的图，该电源控制器实行使用示例性电流极限电路来产生电流极限信号的技术以在连续传导模式期间改变开关的电流极限，以限制电源的输出峰值功率。

图5示出了根据本发明教导的、可以用在示例性电流极限电路中的示例性可变电阻。

图6示出了根据本发明教导的、可以用来实行用在示例性电流极限电路中的第二比率计算器电路的示例性图解。

图7示出了根据本发明教导的、可以用来实行用在示例性电流极限电路中的第一比率计算器电路的示例性图解。

图8示出了根据本发明教导的、可以用来实行在连续传导模式期间改变电流极限信号以限制示例性电源的输出峰值功率的方法的示例性流程图。

具体实施方式

公开了用于实行如下的电源控制器的方法和设备，该电源控制器具有被改变以限制电源的输出峰值功率的电流极限。在下文的描述中，阐述了众多具体细节，以提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域普通技术人员来说明显的是，实施本发明并不必须采用所述具体细节。在其他情况下，为了避免使本发明不清楚，没有详细描述众所周知的材料或方法。

在本说明书全文中，提到“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意指，关于该实施方案或实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施方案中。因而，在本说明书全文中不同位置出现的措辞“在一个实施方案中”、 “在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全都指同一实施方案或实施例。此外，特定特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合相组合。特定特征、结构或特性可以被包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能性(functionality)的其他合适部件中。另外，应理解，随本文提供的附图仅出于向本领域普通技术人员进行解释的目的，并且这些图未必按比例绘制。

如将要讨论的，根据本发明教导的电源控制器包括电流极限电路，该电流极限电路产生在连续传导模式期间响应于电源的输入和输出电压而改变的电流极限信号。该电流极限信号被用来限制经过该电源的功率开关的开关电流，以响应于该输入电压来限制该电源的输出峰值功率。在一个实施例中，该电流极限信号在连续传导模式期间与第一比率和第二比率有关地改变，该第二比率等于该第一比率的倒数。该第一比率是该电源的输入电压与反射输出电压之乘积比该电源的输入电压与反射输出电压之和。

举例说明，图1是示出了根据本发明教导的电源100的一个实施例的图，该电源包括电源控制器170，该电源控制器被耦合以通过在连续传导模式期间改变的电流极限来调节该电源的输出，以限制输送到该电源100的输出端的输出峰值功率。在一个实施例中，在一输入电压范围内，该电源的输出峰值功率被限制为大致恒定的值。如在所描绘的实施例中所示，电源100被耦合以在该电源的输入端接收输入电压V_IN 105。在一个实施例中，V_IN 105是从交流线输入电压整流而成的直流输入电压。在图1中所示的实施例中，电源100包括能量传递元件T1 125，该能量传递元件具有：初级绕组120，其被耦合至电源100的输入端；以及输出绕组130，其被耦合至电源100的输出端。在该实施例中，箝位电路115被跨接在初级绕组120两端，以对初级绕组120两端的电压V_P 122进行箝位。如该实施例中所示，二极管D1 135被耦合至输出绕组130以对输出进行整流，且电容器C1 140并联于电源100的输出。如该实施例中所示，负载155被耦合至电源100的输出端，且输出电流I_O 145和输出电压V_O 150被电源100输送到负载155。

应注意，在图1中描绘的实施例中，电源100的输入端与电源100的输出端借助于能量传递元件125流电隔离(galvanically isolated)。相应地，应注意，能量传递元件125的初级侧的接地连接110与能量传递元件125的输出侧的接地连接195流电隔离。

在所描绘的实施例中，开关S1 190被耦合至初级绕组120。在一个实施例中，电源控制器170包括输入电压检测输入端，该输入电压检测输入端被耦合以检测输入电压检测信号175，该输入电压检测信号代表输入电压V_IN 105。电源控制器170还包括输出电压检测输入端，该输出电压检测输入端被耦合以检测输出电压检测信号180，该输出电压检测信号代表输出电压V_O 150。电源控制器170还包括开关电流检测输入端，该开关电流检测输入端被耦合以检测开关电流检测信号165，该开关电流检测信号代表经过开关S1 190的开关电流I_S1160。在所示的实施例中，根据本发明教导，包括在电源控制器170中的驱动信号发生器产生驱动信号185，以响应于输入电压V_IN 105、输出电压V_O 150和开关电流I_S1160来控制开关S1 190的开关，以调节电源100的输出。在一个实施例中，根据本发明教导，开关电流I_S1的电流极限响应于输入电压V_IN 105和输出电压V_O 150而改变，以限制输送到负载155的输出峰值功率。

在图1中所示的实施例中，针对电源100示出了回扫转换器拓扑，如用能量传递元件125上所示的点极性(dot polarity)指示的。总体上，以连续传导模式运转的带有开关S1 190的回扫转换器——其具有给定的开关电流I_S1160最大值——能够在较高的输入电压V_IN 105下输送较多功率。换言之，开关S1 190的固定的电流极限将允许电源100在较高的输入电压V_IN 105下输送比它在较低的输入电压V_IN 105下输送的功率更多的功率。因此，以连续传导模式运转的电源100——其通过把开关S1 190中的电流I_S1160限制到固定的最大值来避免过载——将在较高的输入电压V_IN 105下提供比它在较低的输入电压V_IN105下提供的过载功率更高的过载功率。

为了举例说明连续传导模式和非连续传导模式，图2A示出了根据本发明教导的、以连续传导模式运转的电源控制器的一个实施例在调节电源的输出时的波形的时序图。图2B示出了根据本发明教导的、以 非连续传导模式运转的电源控制器的一个实施例在调节电源的输出时的波形的时序图。

如图2A和2B中所示，示出了随着开关S1 190响应于驱动信号185而接通和断开，初级绕组120两端的电压V_P 122随时间而变的情况。图2A和2B还示出了随着开关S1 190响应于驱动信号185而接通和断开，经过开关S1 190的开关电流I_S1160随时间而变的情况。在该实施例中，驱动信号185的频率f_S是固定的且具有周期T_S。在该实施例中，开关S1 190被示为在标注为D_TS的接通时间期间是接通的，且开关S1被示为在标注为t_OFF的断开时间期间是断开的。

具体参照举例说明了连续传导模式的图2A，示出了在驱动信号185的接通时间期间，经过开关S1 190的开关电流I_S1160从非零值开始每个周期。开关电流I_S1160在驱动信号185的接通时间期间上升，直到开关电流I_S1160达到电流极限，该电流极限在图2A和2B中被标注为I_PEAK。如图2A中所示，在连续传导模式中，当开关S1 190接通时，初级绕组120两端的电压V_P 122代表输入电压V_IN。在该实施例中，当开关S1 190断开时，初级绕组120两端的电压V_P 122代表反射输出电压V_OR，该反射输出电压是经能量传递元件125反射的输出电压V_O，并根据能量传递元件125的匝数比而被缩放(scale)。

在图2B中举例说明的非连续传导模式中，示出了在驱动信号185的接通时间期间，经过开关S1 190的开关电流I_S1160从零开始每个周期。开关电流I_S1160在驱动信号185的接通时间期间上升，直到开关电流I_S1160达到电流极限，该电流极限在图2A和2B中被标注为I_PEAK。如图2B中所示，当开关S1 190接通时，初级绕组120两端的电压V_P 122代表输入电压V_IN。在非连续传导模式中，在开关S1 190最初被断开的断开时间的最初部分期间，初级绕组120两端的电压V_P122代表反射输出电压V_OR，该反射输出电压是经能量传递元件125反射的输出电压V_O，并根据能量传递元件125的匝数比而被缩放。应理解，在开关S1 190最初被断开的该最初部分期间，有电流流过次级绕组130和二极管135。正是在这段时间期间，初级绕组120两端的电压V_P 122代表反射输出电压V_OR。然而，当存储在能量传递元件125中的能量经次级绕组130和二极管135完全释放之后，经过次级 绕组130和二极管135的电流不再流动，在开关S1 190的断开时间的剩余持续时间，初级绕组120两端的电压V_P 122回到零，直到下一个开关周期开始且开关S1 190响应于驱动信号185回到接通状态。

图3是示出了另一个电源300的实施例的图，根据本发明教导，该电源包括电源控制器170，该电源控制器被耦合以通过在连续传导模式期间改变的电流极限来调节电源300的输出，以限制电源300的输出峰值功率。应理解，图3的电源300与图1的电源100有许多相似之处。例如，在图3中所示的实施例中，针对电源300也示出了回扫转换器拓扑，如用能量传递元件325上所示的点极性指示的。在所描绘的实施例中，电源300被耦合以在该电源的输入端接收输入电压V_IN 105。在一个实施例中，V_IN 105是从交流线输入电压整流而成的直流输入电压。在图3中所示的实施例中，电源300包括能量传递元件T1325，该能量传递元件具有：初级绕组120，其被耦合至电源300的输入端；输出绕组130，其被耦合至电源300的输出端；以及偏置绕组(bias winding)305，其被磁耦合至初级绕组120和输出绕组130。在该实施例中，箝位电路115被跨接在初级绕组120两端，以对初级绕组120两端的电压V_P 122进行箝位。如该实施例中所示，二极管D1 135被耦合至输出绕组130以对输出进行整流，且电容器C1 140并联于电源300的输出。在该实施例中，输出电流I_O 145和输出电压V_O 150待输送到待耦合至电源300的输出端的负载。

如关于图1中示出的示例性电源100那样，应注意，借助于能量传递元件325，电源300的输入端与电源300的输出端流电隔离。相应地，应注意，接地连接110与能量传递元件325的输出侧的接地连接195流电隔离。

在图3中描绘的实施例中，开关S1 190被耦合至初级绕组120。在该实施例中，电源控制器170包括输入电压检测输入端，该输入电压检测输入端被耦合以检测输入电压检测信号175，该输入电压检测信号代表输入电压V_IN 105。电源控制器170还包括输出电压检测输入端，该输出电压检测输入端被耦合以检测输入电压检测信号180，该输入电压检测信号代表输出电压V_O 150。电源控制器170还包括开关电流检测输入端，该开关电流检测输入端被耦合以检测开关电流检测 信号165，该开关电流检测信号代表经过开关S1 190的开关电流I_S1160。在所示的实施例中，根据本发明教导，包括在电源控制器170中的驱动信号发生器产生驱动信号185，以响应于输入电压V_IN 105、输出电压V_O 150和开关电流I_S1160来控制开关S1 190的开关，以调节电源100的输出。在一个实施例中，根据本发明教导，开关电流I_S1的电流极限响应于输入电压V_IN 105和输出电压V_O 150而改变，以限制输送到负载155的输出峰值功率。

在图3中所示的示例性电源300中，信号分离器315被耦合以接收来自偏置绕组305的电压检测信号310，以检测偏置绕组305两端的电压V_B。在运转中，信号分离器315被耦合以产生输入电压检测信号V_INSENSE 175，该输入电压检测信号代表在开关S1 190的接通时间期间的输入电压V_IN 105。信号分离器315还被耦合以产生输出电压检测输入，该输出电压检测输入被耦合以检测输入电压检测信号180，该输入电压检测信号代表在连续传导模式中在开关S1 190的断开时间期间的输出电压V_O 150或者在非连续传导模式中在开关S1 190的断开时间的至少最初部分期间的输出电压V_O 150。

总的来说，对于电源，诸如像前文描述的回扫转换器，通常期望防止电源输送大于规定最大过载功率的功率，同时又确保该电源能够在规定的输入电压范围内输送基本恒定的最大规定输出功率。如将讨论的，根据本发明教导，通过在连续传导模式期间响应于输入电压来改变该开关的电流极限，该过载功率可以被限制到期望的最大值。

对于以恒定频率f_S运转的带有限流开关的回扫转换器，如在过载下的情况，100％效率下的输出功率P在非连续传导模式中是

$P=\frac{1}{2}{L}_P{I}_{\mathrm{PEAK}}^2{f}_S---\left(1\right)$

而在连续传导模式中是

$P=\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}}\right)(I_{\mathrm{PEAK}}-\frac{\left(\frac{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}}\right)}{2L_P{f}_S})---\left(2\right)$

其中P是输出功率，L_P是初级绕组120的电感，I_PEAK是开关S1 190中的峰值电流I_S1160，f_S是开关S1 190的开关频率，V_IN是直流输入 电压V_IN 105，且V_OR是反射输出电压。反射输出电压V_OR是关于初级绕组120反射的并按能量传递元件125的匝数比缩放的输出电压V_O150。

在上面的等式(2)中，观察到，输入电压V_IN与反射输出电压V_OR之乘积与输入电V_IN和反射输出电压V_OR之和的比率可以用下式替换：

$V_X=\frac{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}}---\left(3\right)$

对于所有V_IN值，上式都被限制于零值和V_OR值之间。即，

0≤V_X≤V_OR

这导致等式(2)被化简为

对于0≤V_X≤V_OR， 

可见，随着V_X从零增大，功率P增大直到

V_X＝V_XCRIT＝L_Pf_SI_PEAK，                (5)

此时电源300的运转进入非连续传导模式，且功率P变得独立于输入电压V_IN。

求出上面的等式(4)中的I_PEAK并假定峰值电流I_PEAK可以被认为是电流极限，还可见，在连续传导模式中，当电流极限I_PEAK按照以下关系响应于V_IN从其在最小输入电压下的值减小时，输出功率P将独立于输入电压V_IN

$I_{\mathrm{PEAK}}=\frac{P_{\mathrm{MAXDCM}}}{V_X}+\frac{V_X}{2L_P{f}_S}---\left(6\right)$

其中P_MAXDCM是最大期望过载输出功率，其出现在以下临界电压值下

V_X＝V_XCRIT                      (7)

以及以下临界电流值下

I_PEAK＝I_PEAKCRIT.                 (8)

由于输出功率P将独立于输入电压V_IN，所以最大期望过载输出功率P_MAXDCM也是在最小输入电压下的最大功率。因而，当电源进入非连续传导模式时电流极限的减小停止，且对于比率V_X＞V_XCRIT电流极限I_PEAK保持在恒定值I_PEAK＝I_PEAKCRIT。应理解，I_PEAK的恒定电流极限值I_PEAKCRIT在本公开内容中也可以被称为I_LIMITDCM，因为它是当电源进 入非连续传导模式时电流I_S1160的恒定电流极限值。

举例说明，图4是示出了根据本发明教导的电源400的示例性电源控制器170的一部分的一些内部细节的图。在该实施例中，根据本发明教导，电源控制器170实行使用示例性电流极限电路405来产生电流极限信号的技术，其在连续传导模式期间改变开关的电流极限，以限制该电源的输出峰值功率。应注意，没有详细示出本领域普通技术人员知晓的电源控制器170的其他常规细节，以避免使本发明的教导不清楚。应理解，根据本发明教导，图4的示例性电源控制器170的该部分的内部细节可以被纳入图1和/或图3所示的电源控制器170中，并且各图之间标号相似的特征可以在各图中相互替代。

在图4中所示的实施例中，电源控制器170包括电流极限电路405，以当该电源处于连续传导模式中时响应于输入电压V_IN和输出电压V_O来产生电流极限信号480，该电流极限信号在图4中被标注为I_LIMIT。应理解，根据本发明教导，电流极限I_LIMIT对应于开关电流I_S1160——其如图1和/或图3中所示流经开关S1 190——的峰值电流I_PEAK。图4的实施例中所示的电源170的该部分示出了具有输出端470的电流极限比较器460，输出端470被耦合至电源控制器170的驱动信号发生器，以在输出端470为高时断开开关S1 190(即，将开关S1 190断开)，并在输出端470为低时使能开关S1 190(即，允许开关S1 190接通)。

如所描绘的实施例中所示，电流极限比较器460包括第一输入端，该第一输入端被耦合以接收电流检测信号165，该电流检测信号代表经过开关S1 190的开关电流I_S1160。根据本发明教导，电流极限比较器460的第二输入端被耦合以接收自电流极限电路405输出的电流极限信号480。

在图4中示出的实施例中，根据本发明教导，上面的等式(6)在模拟电路系统中实现以产生改变的电流极限信号480。具体地，等式(6)提供了实现电流极限的关系，该电流极限对应于在等式(6)中被标注为I_PEAK的峰值电流，为

$I_{\mathrm{PEAK}}=\frac{P_{\mathrm{MAXDCM}}}{V_X}+\frac{V_X}{2L_P{f}_S}.$

如图4中所示，等式(6)的项

$\frac{V_X}{2L_P{f}_S}$

对应于第一比率信号440，该第一比率信号由电流极限电路405中的第一比率计算器420产生。如所示，第一比率计算器420被耦合以接收V_INSENSE 175和V_OSENSE 180。等式(6)的项

$\frac{P_{\mathrm{MAXDCM}}}{V_X}$

对应于第二比率信号430，该第二比率信号由电流极限电路405中的第二比率计算器410产生。如所示，第二比率计算器也被耦合以接收V_INSENSE 175和V_OSENSE 180。将第一比率信号440和第二比率信号430用加法电路450相加，以提供按照等式(6)改变的电流极限I_LIMIT 480，该电流极限I_LIMIT 480被耦合以当电源处于连续传导模式中时由电流极限比较器460接收。

在所示的实施例中，第一比率计算器对应于比率V_X，比率V_X如上面在等式(3)中所概括的，为

$V_X=\frac{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}},$

其是电源的输入电压与反射输出电压之乘积与该电源的输入电压和反射输出电压之和的比率。类似地，第二比率计算器对应于比率1/V_X，比率1/V_X是V_X的倒数。因而，第二比率为

$1/V_X=\frac{1}{V_X}=\frac{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}},---\left(10\right)$

其是该电源的输入电压与反射输出电压之和与该电源的输入电压与反射输出电压之乘积的比率。

对于上面的等式(3)，观察到，输入电压V_IN与反射输出电压V_OR之乘积与输入电压V_IN和反射输出电压V_OR之和的比率，与以下用来确定两个并联耦合的电阻器R₁和R₂的等效电阻R_EQ的关系相似

$R_{\mathrm{EQ}}=\frac{R_1{R}_2}{R_1+R_2}.---\left(11\right)$

考虑到等式(3)和(11)的相似性，可以通过使用可变电阻使用模拟电路系统来用V_IN和V_OR表达V_X从而模拟比率V_X的值。图5示出了根据本发明教导可以用在示例性电流极限电路中以模拟等式(3)和(10)的V_X和1/V_X的示例性可变电阻500。如图5中所示，可变 电阻R_DS对应于p沟道JFET，该JFET的可变电阻响应于该JFET的栅-源电压V_GS。在运转中，运转在非饱和区的JFET的漏-源电阻与栅-源电压V_GS成正比。因而，该可变电阻的值等于

$R_{\mathrm{DS}}=\frac{V_{\mathrm{GS}}}{I_K}---\left(12\right)$

其中R_DS是电阻，V_GS是栅-源电压，且I_K是具有电流单位的常量，其限定V_GS和R_DS之间的关系。

在一个实施例中，响应于代表输入电压V_IN的信号的第一电压控制可变电阻，诸如第一JFET，可以用来模拟输入电压V_IN。根据本发明教导，与第一可变电阻并联耦合且响应于代表反射输出电压V_OR的信号的第二电压控制可变电阻，诸如第二JFET，可以用来模拟输出电压V_O，以模拟如在上面的等式中定义的代表第一比率V_X和第二比率1/V_X的比率。

举例说明，图6示出了根据本发明教导的、可以用来实行用在示例性电流极限电路405中的第二比率计算器电路410的一个实施例的示意图。应理解，图6的第二比率计算器电路410是根据本发明教导的、可以被纳入图4的示例性电流极限电路405的第二比率计算器电路的一个实施例，并且各图之间标号相似的特征可以在各图中相互替代。

在所示的实施例中，第二比率计算器电路410产生第二比率信号430，该第二比率信号与来自上面的等式(6)的项

$\frac{P_{\mathrm{MAXDCM}}}{V_X}$

乘以常量K₁成正比。相应地，第二比率信号430与V_X成反比。换言之，第二比率信号430与V_X的倒数成正比，如上面的等式(10)中所示，或者

$1/V_X=\frac{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}},$

其是电源的输入电压与反射输出电压之和与该电源的输入电压与反射输出电压之乘积的比率。

具体参照图6中示出的实施例，第二比率计算器电路410包括与可变电阻640并联耦合的可变电阻635。在该实施例中，可变电阻635是p沟道JFET——其被耦合以具有响应于输入电压检测信号V_INSENSE 175的栅-源电压V_GS，且可变电阻640是p沟道JFET——其被耦合以具有响应于输出电压检测信号V_OSENSE 180的栅-源电压V_GS。当可变电阻635和640运转在它们的非饱和区时，可变电阻635的电阻R_INSENSE按照下式与输入电压成正比：

$R_{\mathrm{INSENSE}}=\frac{V_{\mathrm{INSENSE}}}{I_K},---\left(13\right)$

并且可变电阻640的电阻R_OSENSE与输出电压按照下式成正比：

$R_{\mathrm{OSENSE}}=\frac{V_{\mathrm{OSENSE}}}{I_K},---\left(14\right)$

其中I_K是具有电流单位的常量，其限定包括可变电阻635和640的特定p沟道JFET的栅电压和相应电阻之间的关系。

在该实施例中，可变电阻635和640耦合至由晶体管610和630形成的电流镜的一个电流路径。如所示，参考电压源615耦合至由晶体管610和630形成的电流镜的另一个电流路径，使得参考电压V_A被施加或建立在并联耦合的可变电阻635和640的两端。如图6中所示，晶体管605耦合至晶体管610，且晶体管620耦合至晶体管630。由晶体管620和晶体管605形成电流镜。如所示，还由晶体管620和625形成电流镜，并且该电流镜具有电流路径，经过并联耦合的可变电阻635和640的电流由电压V_A驱动，经过该电流路径。由晶体管620和625形成的电流镜包括另一个电流路径。相应地，由晶体管620和625形成的电流镜反映(mirror)被驱动经过并联耦合的可变电阻635和640的电流，以在该另一个电流路径中产生电流I₁，其中

$I_1=I_K{V}_A\left(\frac{V_{\mathrm{INSENSE}}+V_{\mathrm{OSENSE}}}{V_{\mathrm{INSENSE}}{V}_{\mathrm{OSENSE}}}\right),---\left(15\right)$

其是第二比率信号430。相应地，输出的第二比率信号430与上面的等式(6)中的第一项成正比，并且可以改写成

$K_1\frac{P_{\mathrm{MAXDCM}}}{V_X}.---\left(16\right)$

图7示出了根据本发明教导的、可以用来实行用在示例性电流极限电路405中的第一比率计算器电路420的一个实施例的示意图。应理解，图7的第一比率计算器电路420是根据本发明教导的、可以被纳入图4的示例性电流极限电路405的第一比率计算器电路的一个实施例，并且各图之间标号相似的特征可以在这些图中相互替代。

在所示的实施例中，第一比率计算器电路420产生第一比率信号440，该第一比率信号与来自上面的等式(6)的项

$\frac{V_X}{2L_P{f}_S}$

乘以常量K₁成正比。相应地，第一比率信号440与V_X成正比，如上面的等式(3)中所示，或者

$V_X=\frac{V_{\mathrm{IN}}{V}_{\mathrm{OR}}}{V_{\mathrm{IN}}+V_{\mathrm{OR}}},$

其是电源的输入电压与反射输出电压之乘积与该电源的输入电压和反射输出电压之和的比率。

具体参照图7中示出的实施例，第一比率计算器电路420包括与可变电阻740并联耦合的可变电阻735。在该实施例中，可变电阻735是p沟道JFET——其被耦合以具有响应于输入电压检测信号V_INSENSE175的栅-源电压V_GS，且可变电阻740是p沟道JFET——其被耦合以具有响应于输出电压检测信号V_OSENSE 180的栅-源电压V_GS。由于JFET735和740分别与图6中的JFET 635和640相同，所以可变电阻735的电阻R_INSENSE与上面的等式(13)中定义的相同，且可变电阻740的电阻R_OSENSE与上面的等式(14)中定义的相同。

如在图7中描绘的实施例中所示，参考电流源710被耦合以驱动参考电流I_REF经过并联耦合的可变电阻735和740。根据欧姆定律，并联耦合的可变电阻735和740两端的电压降V_B因而与下式成正比：

$V_B=\frac{I_{\mathrm{REF}}}{I_K}\left(\frac{V_{\mathrm{INSENSE}}{V}_{\mathrm{OSENSE}}}{V_{\mathrm{INSENSE}}+V_{\mathrm{oSENSE}}}\right)---\left(17\right)$

如该实施例中所示，由晶体管730和745形成电流镜，该电流镜包括耦合至并联耦合的可变电阻735和740的电流路径。如所示，该电流路径还包括两个偏置电流源715和720，它们被耦合以提供经过耦合至并联耦合的可变电阻735和740的电流路径的偏置电流I_BIAS，而不向被驱动经过并联耦合的可变电阻735和740的电流I_REF添加额外的电流。如该实施例中所示，由晶体管730和745形成的电流镜包括另一个电流路径，该另一个电流路径耦合至电阻器R_B 750，电压V_B被施加或建立在该电阻器R_B 750的两端。根据欧姆定律，经过电阻器R_B750的电流因而与下式成正比：

$\frac{V_B}{R_B}=\frac{I_{\mathrm{REF}}}{R_B{I}_K}\left(\frac{V_{\mathrm{INSENSE}}{V}_{\mathrm{OSENSE}}}{V_{\mathrm{INSENSE}}+V_{\mathrm{OSENSE}}}\right)---\left(18\right)$

如图7中所示，由晶体管720和725形成另一个电流镜，该另一个电流镜包括耦合至电阻器R_B 750的电流路径，电压V_B被施加或建立在该电阻器R_B 750的两端。结果，由晶体管720和725形成的电流镜反映通过另一个电流路径经过电阻器R_B 750的电流，这产生了电流I₂，电流I₂与被驱动经过电阻器R_B 750的电流成正比，其中

$I_2=\frac{I_{\mathrm{REF}}}{R_B{I}_K}\left(\frac{V_{\mathrm{INSENSE}}{V}_{\mathrm{OSENSE}}}{V_{\mathrm{INSENSE}}+V_{\mathrm{OSENSE}}}\right),---\left(19\right)$

其在该实施例中是第一比率信号440。相应地，输出的第一比率信号440与上面的等式(6)中的第二项成正比，并且可以改写成

$K_1\frac{V_X}{2L_P{f}_S}.---\left(20\right)$

简要地返回来参照图4中所示的示例性电流极限计算器405，现在可以观察到，从第一比率计算器420输出的第一比率信号440是根据上面的等式(20)产生的，且从第二比率计算器410输出的第二比率信号430是根据上面的等式(16)产生的。在该实施例中，第一比率信号440和第二比率信号430被耦合以由加法器450相加，以产生电流极限信号I_LIMIT 480，以在电源以连续传导模式运转时实现按照上面的等式(6)改变的电流极限I_PEAK。

在一个实施例中，当电源的运转进入非连续传导模式时，该电源的输出峰值功率变得独立于输入电压。相应地，当该电源处于非连续传导模式中时，该电流极限不再改变。因而，根据本发明教导，在非连续传导模式状况下该电流极限于是被设置为固定或恒定电流极限值I_LIMDCM——其也可以被称为上面的I_PEAKCRIT。

图8示出了根据本发明教导的、可以用来实行产生电流极限信号的方法以限制示例性电源的输出峰值功率的示例性流程图800。如在所描绘的实施例中所示，处理开始于框805。在框810中，开关被使能(即，被允许接通)。举例说明，该开关可以对应于，例如，图1和/或图3的开关S1 190。在框815中，检测输入电压、输出电压和该开关中的电流。这些信号可以对应于，例如，图1和/或图3中的输入电压检测175、输出电压检测180和电流检测165。在框820中，由 V_X和1/V_X计算I_LIMIT。在框825和830中，如果算得的I_LIMIT值小于I_LIMITDCM，将I_LIMIT设置为恒定电流极限值I_LIMITDCM，这表明该电源正以非连续传导模式运转。在框835中，确定开关电流是否小于I_LIMIT值。如果是，则处理跳回到框815，在此再次检测输入电压、输出电压和该开关中的电流。如果否，则该开关已经达到电流极限I_LIMIT，从而在框840中断开(即断开)该开关。

上面对本发明的所示的实施例的描述，包括说明书摘要中描述的内容，并不旨在是穷举性的或限制所公开的精确形式。尽管出于说明的目的在此描述了本发明的特定实施方案和实施例，但在不偏离本发明的更宽泛精神和范围的前提下各种等同修改是可能的。事实上，应理解，特定电压、电流、频率、功率范围值、时间等是为了解释的目的而提供的，并且其他值也可以用在根据本发明教导的其他实施方案和实施例中。

根据上面的详细描述，可以对本发明的实施例做出这些修改。以下权利要求中使用的术语不应被解释为将本发明限制于说明书和权利要求中公开的特定实施方案。相反，范围完全由以下权利要求确定，这些权利要求应根据权利要求解释的既定原则进行解释。因此，本说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。

Claims (27)

1.一种电源控制器，包括：

输入电压检测输入端，其被耦合以检测代表电源的输入电压的输入电压检测信号；

输出电压检测输入端，其被耦合以检测代表该电源的输出电压的输出电压检测信号；

电流极限电路，其被耦合以产生电流极限信号，其中该电流极限信号与第一比率有关地改变，该第一比率代表该电源的输入电压与经缩放的输出电压之乘积与该电源的输入电压和该经缩放的输出电压之和的比率；以及

驱动信号发生器，其被耦合以响应于该电流极限信号来产生驱动信号，以驱动该电源的功率开关，以响应于该输入电压来限制该电源的输出功率。

2.权利要求1的电源控制器，其中该电流极限信号还与第二比率有关地改变，该第二比率代表该电源的输入电压与该经缩放的输出电压之和与该电源的输入电压与该经缩放的输出电压之乘积的比率，其中该第二比率基本等于该第一比率的倒数。

3.权利要求2的电源控制器，其中该电流极限信号还与该第一比率和该第二比率之和有关地改变。

4.权利要求2的电源控制器，其中该电流极限电路包括与第二可变电阻并联耦合的第一可变电阻，其中该第一可变电阻被耦合以响应于该输入电压，并且其中该第二可变电阻被耦合以响应于该输出电压。

5.权利要求4的电源控制器，其中该电流极限电路被耦合以驱动参考电流经过与所述第二可变电阻并联耦合的所述第一可变电阻，以在所述第一和第二可变电阻两端产生电压。

6.权利要求5的电源控制器，其中该电流极限电路被耦合以产生代表所述第一和第二可变电阻两端的电压的第一电流，其中该第一电流还代表该第一比率。

7.权利要求2的电源控制器，其中该电流极限电路包括与第四可变电阻并联耦合的第三可变电阻，其中该第三可变电阻被耦合以响应于该输入电压，并且其中该第四可变电阻被耦合以响应于该输出电压。

8.权利要求7的电源控制器，其中该电流极限电路被耦合以在与所述第四可变电阻并联耦合的所述第三可变电阻两端建立参考电压，以产生代表该第二比率的第二电流。

9.权利要求1的电源控制器，其中该电流极限电路被耦合以在该电源的连续传导模式运转期间改变该电流极限信号。

10.权利要求9的电源控制器，其中该驱动信号发生器被耦合以产生驱动该电源的功率开关的驱动信号，以在一输入电压范围内将该电源的输出峰值功率限制为大致恒定的值。

11.一种供用于电源控制器的电流极限发生器电路，包括：

第一比率计算器，其被耦合以接收代表电源的输入电压的输入电压检测信号以及代表该电源的输出电压的输出电压检测信号，该第一比率计算器产生第一比率信号，该第一比率信号代表该电源的该输入电压与该经缩放的输出电压之乘积与该电源的该输入电压和该经缩放的输出电压之和的比率；

第二比率计算器，其被耦合以接收该输入电压检测信号以及该输出电压检测信号，该第二比率计算器产生第二比率信号，该第二比率信号代表该电源的该输入电压与该经缩放的输出电压之和与该电源的该输入电压与该经缩放的输出电压之乘积的比率；以及

加法电路，其被耦合以根据该第一和第二比率信号之和产生电流极限信号。

12.权利要求11的电流极限信号发生器，其中该第一比率计算器包括与第二可变电阻并联耦合的第一可变电阻，其中该第一可变电阻被耦合以响应于该输入电压，并且其中该第二可变电阻被耦合以响应于该输出电压。

13.权利要求12的电流极限信号发生器，其中该第一比率计算器还包括参考电流源，该参考电流源被耦合以驱动参考电流经过所述第一和第二可变电阻，以在所述第一和第二可变电阻两端产生电压。

14.权利要求13的电流极限信号发生器，其中该第一比率计算器还包括第一电流镜，该第一电流镜具有第一电流路径，该参考电流被驱动经过该第一电流路径，该第一电流镜具有第二电流路径，该第二电流路径被耦合到一电阻器，所述第一和第二可变电阻两端的电压被建立在该电阻器的两端。

15.权利要求14的电流极限信号发生器，其中该第一比率计算器还包括第二电流镜，该第二电流镜被耦合到该电阻器，并被耦合以根据所述第一和第二可变电阻两端的电压来产生第一电流，其中该第一电流代表该第一比率。

16.权利要求12的电流极限信号发生器，其中所述第一和第二可变电阻包括第一和第二JFET。

17.权利要求11的电流极限信号发生器，其中该第二比率计算器包括与第四可变电阻并联耦合的第三可变电阻，其中该第三可变电阻被耦合以响应于该输入电压，并且其中该第四可变电阻被耦合以响应于该输出电压。

18.权利要求17的电流极限信号发生器，其中该第二比率计算器被耦合以在与所述第四可变电阻并联耦合的所述第三可变电阻两端建立参考电压，以产生经过该第三和第四可变电阻的电流。

19.权利要求18的电流极限信号发生器，其中该第二比率计算器还包括具有第一电流路径的电流镜，响应于所述第三和第四可变电阻两端的参考电压，经过所述第三和第四可变电阻的电流被驱动经过该第一电流路径，该电流镜具有第二电流路径以产生代表该第二比率的第二电流。

20.权利要求12的电流极限信号发生器，其中所述第三和第四可变电阻包括第三和第四JFET。

21.一种供用于电源控制器的产生电流极限的方法，包括：

计算第一比率，该第一比率是电源的输入电压与经缩放的输出电压之乘积比该电源的该输入电压与该经缩放的输出电压之和；

计算第二比率，该第二比率基本等于该第一比率的倒数；以及

将该第一和第二比率相加，以在该电源的连续传导模式期间为耦合到该电源的能量传递元件的开关产生电流极限。

22.权利要求21的产生电流极限的方法，还包括，在该电源的非连续传导模式期间将该电流极限设置为基本等于恒定值。

23.权利要求21的产生电流极限的方法，其中计算该第一比率包括：

设置响应于该输入电压的第一可变电阻；

设置响应于输出电压的第二可变电阻；以及

产生与并联耦合的第一可变电阻和第二可变电阻的等效电阻成正比的第一信号。

24.权利要求21的产生电流极限的方法，其中计算该第二比率包括产生：

设置响应于该输入电压的第三可变电阻；

设置响应于输出电压的第四可变电阻；以及

产生与并联耦合的该第三可变电阻和该第四可变电阻的等效电阻的倒数成正比的第二信号。

25.权利要求21的产生电流极限的方法，还包括，响应于该电流极限来开关耦合至该电源的能量传递元件的开关，以响应于该电源的输入电压来限制该电源的输出峰值功率。

26.权利要求21的产生电流极限的方法，还包括，在该开关的断开时间期间检测从能量传递元件接收的反射电压，以检测该输出电压。

27.权利要求21的产生电流极限的方法，还包括，在该开关的接通时间期间检测从该能量传递元件接收的反射电压，以检测该输入电压。

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