CN107846285A - 一种限流电路及包括其的供电系统 - Google Patents

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Abstract

本发明揭示了一种限流电路，包括输出电压、热插拔管、电压比较器、采样电阻、基准电压电路，所述采样电阻由金属寄生电阻制作而成；所述热插拔管的漏极与输出电压相连接，源极与采样电阻相连接后接地，栅极与电压比较器的输出端相连接；所述电压比较器的正输入端与基准电压电路相连接，负输入端与采样电阻相连接后接地；所述基准电压电路包括基准电流电路及基准电阻电路，所述基准电阻电路的一端接地，另一端与电压比较器的正输入端及基准电流电路相连接。通过选择金属寄生电阻作为采样电阻，可有效的减小了电路面积，降低了功耗，提高了精度。

Description

一种限流电路及包括其的供电系统
技术领域
本发明属于一种限流电路及包括其的供电系统，特别是一种低功耗的限流电路及用于以太网供电的供电系统。
背景技术
以太网供电PoE技术目前广泛应用于射频识别阅读器RFID reader，互联网语音协议VoIP，视频监控和无线局域网络WLAN等领域。PoE技术可以复用现有的以太网布线，同时传输数据和电能，节约了大量成本和空间。随着以太网设备的大量普及，PoE技术拥有广阔的市场前景。
在PoE系统完成检测和分级之后，供电设备PSE将会为PD供电，系统进入上电过程。系统上电过程中，为了防止较大的浪涌电流损坏PD芯片和功率器件等重要元件，需要对浪涌电流进行限制。上电结束之后，系统进入正常供电阶段，此时为了防止负载短路或者过载等故障，导致过大的工作电流损坏开关器件或者负载，此时也需要对工作电流进行限制。因此我们引入了限流电路对芯片进行保护。
根据IEEE802.3at标准的定义，受电设备线缆上的峰值电流可达600mA。因此正常供电时，工作电流的限流点还应大于600mA。如此大的电流流过采样电阻，会造成很大的功耗损耗。
鉴于以上原因，需要设计一种用于以太网供电控制芯片的低面积、低功耗、高精度的限流电路。
发明内容
本发明提供一种限流电路，包括输出电压、热插拔管、电压比较器、采样电阻、基准电压电路，所述采样电阻由金属寄生电阻制作而成；所述热插拔管的漏极与输出电压相连接，源极与采样电阻相连接后接地，栅极与电压比较器的输出端相连接；所述电压比较器的正输入端与基准电压电路相连接，负输入端与采样电阻相连接后接地；所述基准电压电路包括与温度呈正比的基准电流电路及基准电阻电路，所述基准电阻电路的一端接地，另一端与电压比较器的正输入端及基准电流电路相连接。
作为本发明的进一步改进，所述基准电流电路包括PTAT电流产生电路及可调电流源；所述可调电流源的输入端与PTAT电流产生电路相连接，输出端与所述基准电阻电路相连接；所述可调电流源包括相互并联设置的第一至第四电流源及第一至第三开关，并且所述第一至第三电流源分别与第一至第三开关相串联，且第一至第四电流源产生的电流均为所述PTAT电流产生电路所产生的电流的整数倍。
作为本发明的进一步改进，所述第一至第四电流源产生的电流分别为PTAT电流产生电路所产生的电流的1倍、2倍、4倍、6倍。
作为本发明的进一步改进，所述基准电阻电路包括第一电阻、第二电阻、第四及第五开关；所述第四及第五开关的一端与电压比较器的正输入端相连接，第四及第五开关的另一端分别连接于第一电阻的两端，第一电阻与第四开关相连接的一端与基准电流电路的输出端相连接，第一电阻与第五开关相连接的一端与第二电阻相连接后接地。
作为本发明的进一步改进，所述限流电路还包括有反相器，所述第四开关由逻辑信号SW控制，所述第五开关由逻辑信号控制，所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器后形成。
作为本发明的进一步改进，所述限流电路还包括有基极电流补偿电路，所述基极电流补偿电路包括第三电阻、第四电阻、第六至第七开关；所述第六及第七开关的一端与电压比较器的负输入端相连接，第六及第七开关的另一端分别连接于第三电阻的两端，第四电阻的一端与第三电阻及第七开关相连接，另一端与热插拔管的源极相连接。
作为本发明的进一步改进，所述限流电路还包括有反相器，所述第六开关由逻辑信号SW控制，所述第七开关由逻辑信号控制，所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器后形成。
作为本发明的进一步改进，所述第一电阻与第三电阻的阻值相等，所述第二电阻与第四电阻的阻值相等。
本发明提供一种用于以太网供电的供电系统，所述供电系统包括芯片内部电路及外围器件，所述芯片内部电路包括PoE接口电路和DC-DC控制器；其中，所述PoE接口电路包括PoE功能实现模块、逻辑控制模块、延迟电路及如权利要求1至8中任意一项所述的限流电路。
作为本发明的进一步改进，所述外围器件包括RJ-45接口和桥式整流器，旁路电容C1，瞬变抑制二极管D0、D1，π型滤波器和拓扑结构。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
所述电压比较器通过比较采样电阻上的采样电压及基准电阻电路上的基准电压，当采样电压大于基准电压时，电压比较器的输出端产生控制信号，用于调整所述热插拔管，达到钳制电流的目的。
另外，为了达到减小功耗提高精度的作用，采样电阻采用铺在热插拔管上的金属寄生电阻，节约了采样电阻的面积，同时也减小了电路面积，但是该采样电阻阻值具有正温度系数。因此，为了合理的进行比较，本发明采用基准电流电路，所述基准电流电路可产生与绝对温度呈正比的电流，从而所产生的基准电压可抵消采样电阻随温度变化的影响。
附图说明
图1为本发明限流电路的电路图；
图2为具有本发明限流电路的供电系统的电路图；
图3为本发明限流电路中电压比较器输入端的电路图。
具体实施方式
以下将结合附图所示的具体实施方式对本发明进行详细描述。但这些实施方式并不限制本发明，本领域的普通技术人员根据这些实施方式所做出的结构、方法、或功能上的变换均包含在本发明的保护范围内。
如图1所示，本发明提供了一种限流电路51，特别是一种低功耗的限流电路51。所述限流电路51包括输出电压VOUT、热插拔管NS3、电压比较器LOCMP、采样电阻RL、基准电压电路。
为了减小功耗增加精度，所采用的采样电阻RL通常阻值较小，因此采样电阻RL的阻值取为几十毫欧。如此小的电阻，一般由金属电阻来完成，但是金属电阻又会大大增加电路面积。因此，本发明中的采样电阻RL为由铺在热插拔管NS3上的金属寄生电阻制作，从而可大大减小采样电阻RL所消耗的功耗，并且在电路板上节约了采样电阻RL的面积，同时减小了电路面积，提高了电路精度。
所述热插拔管NS3的漏极与输出电压VOUT相连接，源极与采样电阻RL相连接后接地，栅极与电压比较器LOCMP的输出端相连接。电压比较器LOCMP的输出端与热插拔管NS3的栅极相连接，从而电压比较器LOCMP输出端的信号可对热插拔管NS3的电流进行调节。所述热插拔管NS3为一种NMOS管，但是由于在热插拔过程中，对系统的电流冲击很大，因此本发明中的热插拔管NS3可承受较高的电压，并且可承受热插拔过程中的电流冲击。
所述电压比较器LOCMP的正输入端与基准电压电路相连接，负输入端与采样电阻RL相连接后接地。当系统上电时，需要对浪涌电流进行限制，而热插拔管NS3的源极电流也会随浪涌电流的变化而变化。因此，通过电压比较器LOCMP对采样电阻RL上的采样电压与基准电压进行比较，若采样电阻RL上的采样电压大于基准电压，则电压比较器LOCMP的输出端产生控制信号，用于调整所述热插拔管NS3，达到钳制浪涌电流的目的。相同的，当系统稳定后，需要对工作电流进行限制。
所述基准电压电路包括与温度呈正比的基准电流电路及基准电阻电路11，所述基准电阻电路11的一端接地，另一端与电压比较器LOCMP的正输入端及基准电流电路相连接，从而基准电压为基准电阻电路11上的电压。由于上述采样电阻RL由金属寄生电阻制成，该金属寄生电阻虽然阻值很小，但是阻值不容易精确把控，并且具有正温度系数。因此，为了抵消这种性质的影响，本发明中引入了温度补偿，即基准电流电路，所述基准电流电路所产生的电流与温度呈正比。则无论温度如何变化，采样电阻RL的阻值如何变化，基准电流电路所产生的电流也随之变化，则计算得出的采样电压和基准电压也随温度同步变化，则可抵消温度对采样电压的影响。
在本实施方式中，由于采样电阻RL为金属寄生电阻，而该金属寄生电阻的阻值难以精确调控，因此，所述基准电流电路包括PTAT电流产生电路及可调电流源12。所述基准电流电路所产生的电流记为Itrim，所述PTAT电流产生电路可产生PTAT电流Iref，该PTAT电流Iref与温度呈正比。则所述可调电流源12的输入端与PTAT电流产生电路相连接，输出端与所述基准电阻电路11相连接。所述可调电流源12包括相互并联设置的第一至第四电流源I1-I4，所述第一至第四电流源I1-I4均由PTAT电流Iref镜像而成，并且所述第一至第四电流源I1-I4所产生的电流均为所述PTAT电流Iref的整数倍。从而，电流Itrim即为PTAT电流Iref的整数倍。并且，在本实施方式中，所述第一至第四电流源I1-I4所产生的电流分别为所述PTAT电流Iref的1倍、2倍、4倍、6倍。
所述可调电流源12还包括第一至第三开关S0-S2，所述第一至第三电流源I1-I3分别与第一至第三开关S0-S2相串联，从而第一至第三开关S0-S2的不同的开闭方式可导致电流Itrim不同大小。但是由于第四电流源I4直接与基准电阻电路11相连接，没有连接开关，因此，至少的，电流Itrim为PTAT电流Iref的6倍。具体的，所述电流Itrim可为PTAT电流Iref的6倍、7倍、8倍、9倍、10倍、11倍、12倍、13倍，从而可对通过基准电阻电路11的电流Itrim进行微调。并且，所述第一至第三开关S0-S2由数字信号F0至F2控制。
所述基准电阻电路11包括第一电阻RP0、第二电阻RP1、第四至第五开关S3-S4；所述第四至第五开关S3-S4的一端与电压比较器LOCMP的正输入端相连接，第四及第五开关S3-S4的另一端分别连接于第一电阻RP0的两端，第一电阻RP0与第四开关S3相连接的一端与基准电流电路的输出端相连接，第一电阻RP0与第五开关S4相连接的一端与第二电阻RP1相连接后接地。从而，所述电压比较器LOCMP正输入端的电压有两种情况，当第四开关S3或第五开关S4闭合时，所述电压比较器LOCMP正输入端的电压不同。因此，当第四开关S3断开、第五开关S4闭合时，所述电压比较器LOCMP正输入端的电压Vref2为：
VP＝Vref2＝Itrim×Rp1
当第四开关S3闭合，第五开关S4断开时，所述电压比较器LOCMP正输入端的电压Vref3为：
VP＝Vref3＝Itrim×(Rp0+Rp1)
其中，所述限流电路51包括有反相器inv，所述第四开关S3由逻辑信号SW控制，所述第五开关S4由逻辑信号控制，当逻辑信号SW为高电平时，第四开关S3开启，反之则关闭；当逻辑信号为高电平时，第五开关S4开启，反之则关闭。所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器inv后形成，即逻辑信号SW为高电平时，逻辑信号为低电平，逻辑信号SW为低电平时，逻辑信号为高电平，则第四开关S3和第五开关S4不能同时开启也不能同时关闭。所述逻辑信号SW受到输出电压VOUT的影响，从而在输出电压VOUT不同的情况下，基准电压也不同，提高了比较的精确度。
另外，所述电压比较器LOCMP采用低失调电压比较器LOCMP，该低失调电压比较器LOCMP采用P型三极管作为输入级，从而以降低失调电压。但是三极管具有基极电流，并且该基极电流流过第一及第二电阻RP0-RP1时会影响基准电压的电压值，从而导致比较不正确。因此，为了抵消这种基极电流引起的误差，所述限流电路51还包括基极补偿电路21，所述基极补偿电路21设置于电压比较器LOCMP的负输入端。
所述基极补偿电路21包括第三电阻RN0、第四电阻RN1、第六至第七开关S5-S6；所述第六及第七开关S5-S6的一端与电压比较器LOCMP的负输入端相连接，第六及第七开关S5-S6的另一端分别连接于第三电阻RN0的两端，第四电阻RN1的一端与第三电阻RN0及第七开关S6相连接，另一端与热插拔管NS3的源极相连接。
由于上述基准电阻电路11受到了基极电流的影响，为了抵消该种影响，则基极电流补偿电路与所述基准电阻电路11完全一致。具体的，所述第六开关S5由逻辑信号SW控制，所述第七开关S6由逻辑信号控制，所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器inv后形成。并且，所述第一电阻RP0与第三电阻RN0的阻值相等，所述第二电阻RP1与第四电阻RN1的阻值相等。从而基准电阻电路11和基极补偿电路21完全一致，可达到抵消基极电流的作用。
但是，由于第三电阻RN0和第四电阻RN1对电压比较器LOCMP的负输入端的电压会造成影响，则在第六开关S5断开，第七开关S6闭合时电压比较器LOCMP的负输入端的电压为：
VN＝VL+IN×RN1
VL为热插拔管的源极电压，IN为电压比较器LOCMP的负输入端的基极电流。
同时，严格的来说，基极电流会对VL产生影响，即：
VL＝(ICL+IN)×RL
ICL为热插拔管的源极电流，即为本发明中所需要调控的电流。
但是基极电流IN相对电流ICL来说过小，完全可以忽略，因此此时电压比较器负输入端的电压为：
VN＝ICL×RL+IN×RN1
同理，在第六开关S5闭合，第七开关S6断开时：
VN＝ICL×RL+IN×(RN0+RN1)
从而，通过上述本发明的限流电路51，对基准电压进行精确的把控，从而提高了限流的精确性。另外，本发明中的采样电阻RL采用热插拔管NS3的金属寄生电阻，可有效降低电路面积，减小了功耗，并提高了精确性。
如图2所示，揭示了一种包括上述限流电路51的供电系统，特别是一种用于以太网供电的供电系统。所述供电系统包括芯片内部电路及外围器件，所述芯片内部电路包括PoE接口电路和DC-DC控制器；其中，所述PoE接口电路包括PoE功能实现模块、逻辑控制模块、延迟电路41及如上述所述的限流电路51。在图2中，为了简单说明，限流电路51的部分电路图省略。
所述PoE功能实现模块完成检测、分级、标记的功能；逻辑控制模块进行PoE接口的逻辑控制；低功耗限流电路51的作用是限制芯片的浪涌电流和工作电流；延迟电路41的作用是避免限流切换功能被误触发；DC-DC控制器执行电压转换，将供电设备的输出电压VOUT转化成负载所需的电压。
所述外围器件包括RJ-45接口和桥式整流器，旁路电容C1，瞬变抑制二极管D0、D1，π型滤波器31和拓扑结构。所述π型滤波器31包括电容CIN和C0以及电感L1。所述限流电路51中，所述电压比较器LOCMP设置有触发信号ch以与逻辑控制模块相配合。
具体的，如图2所示，当电路开始上电时，VOUT处于VDD电位，DC-DC控制器关闭，信号SW为低电平，第五开关S4及第七开关S6闭合，电压比较器LOCMP正极电压为低电平，此时进行浪涌电流限制。上电过程中，热插拔管(hotswap)NS3工作在饱和区，电流ICL对电容CIN充电；随着电流ICL对电容CIN充电，VOUT不断被拉低。当VOUT接近VSS电位时，热插拔管NS3将进入线性区，电流ICL会下降，当电流ICL下降到触发信号ch由低电平变为高电平时，信号SW切换为高电平，第四开关S3及第六开关S5闭合，从而限流电路51从限制浪涌电流切换为限制工作电流，经过tdelay延时触发逻辑电路，此时DC-DC控制器才开始正常供电。同时，为了防止电源或者负载瞬间变化而引起信号ch出现毛刺，tdelay延时电路可避免限流切换功能被误触发。
另外，如同上述所述，本发明的限流电路51为了降低功耗，需要将采样电阻RL取值非常小，因此采样电阻RL上的压降VL也非常小，那么该电压比较器LOCMP的比较电路的失调电压也需要设置的非常小，因此本发明设计了一种采用P型三极管作为输入级的电压比较器LOCMP来降低其失调电压。
因此，本发明的低失调电压比较器LOCMP输入级电路图3所示，其中，VP即为电压比较器LOCMP的正极输入端，VN即为电压比较器LOCMP的负极输入端，VF为电压比较器LOCMP的输出端，但是不等同于图2中的信号DV，其间还有比较复杂的电路，但是为了简单说明，并且该内容与本发明较为不相关，因此省略。
其中，所述电压比较器LOCMP输入级电路包括：第一PMOS管P1，第二PMOS管P2，第三PMOS管P3，第四PMOS管P4，第五PMOS管P5，第六PMOS管P6，第一NMOS管N1，第二NMOS管N2，第三NMOS管N3，第四NMOS管N4，第五NMOS管N5，第六NMOS管N6，第七NMOS管N7，第一PNP三极管Q1，第二PNP三极管Q2，第三NPN三极管Q3，第四NPN三极管Q4；
所述第一至第三PMOS管P1-P3构成电流镜，且源极均接电源电压VCC1，其中第二至第三PMOS管P2-P3的栅极都连接于第一PMOS管P1的栅极上。第一PMOS管P1的漏极与第四PMOS管P4的源极相连，第一PMOS管P1的漏极还与其栅极相连。
第二PMOS管P2的漏极与第五PMOS管P5的源极相连，第三PMOS管P3的漏极与第六PMOS管P6的源极相连；所述第四至第六PMOS晶体管P4-P6构成电流镜，且其栅极均彼此相连，其中第四PMOS管P4的漏极与其栅极相连，第四PMOS管P4的漏极还与第一NMOS管N1的漏极相连；第五PMOS管P5的漏极与第五NMOS管N5和第六NMOS管N6的漏极相连，第五PMOS管P5的漏极还与第四NMOS管N4的栅极相连；第六PMOS管P6的漏极与第五NMOS管N5的源极相连，第六PMOS管P6的漏极还与和第七NMOS管N7的漏极相连。
所述第二及第三NMOS晶体管N2-N3构成电流镜，且其源极均接地VSS，且其栅极均接第一偏置电压VB1；第二NMOS管N2的漏极与第一NMOS管N1的源极相连；第三NMOS管N3的漏极与第四NMOS管N4的源极相连，第三NMOS管N3的漏极还与第三NPN三极管Q3和第四NPN三极管Q4的基极相连；第一NMOS管N1的栅极与第二偏置电压VB2相连；第四NMOS管N4的漏极与电源电压VCC1相连；第五NMOS管N5的栅极与其漏极相连；第六NMOS管N6的栅极与第七NMOS管N7的栅极相连，第六NMOS管N6的栅极还与其漏极相连，第六NMOS管N6的源极与第三NPN三极管Q3的集电极相连；第七NMOS管N7的源极与第四NPN三极管Q4的集电极相连；第三NPN三极管Q3的发射极与第一PNP三极管Q1的发射极相连；第四NPN三极管Q4的发射极与第二PNP三极管Q2的发射极相连；第一PNP三极管Q1和第二PNP三极管Q2作为该低失调电压LOCMP的输入管，其集电极均接地VSS，其中第一PNP三极管Q1的栅极接入电压基准；第二PNP三极管Q2的栅极接入从采样电阻RL上采样回来的电压。
其中，第一NMOS管N1和第二NMOS管N2的栅极分别接入偏置电压VB2和VB1，因此第一及第二NMOS管N1-N2作为电流源，用于提供低失调电压比较器LOCMP正常工作所需的工作电流。而第一PNP三极管Q1和第二PNP三极管Q2是低失调电压比较器LOCMP的电压输入管，形成射极跟随器；第一PNP三极管Q1是低失调电压比较器LOCMP的正电压输入端，输入电压基准Vref2/Vref3；第二PNP三极管Q2是低失调电压比较器LOCMP的负电压输入端，输入从采样电阻RL上采样回来的电压；第三NMOS管N3和第四NMOS管N4所在支路是给第三NPN三极管Q3和第四NPN三极管Q4提供偏置电压，且第三NPN三极管Q3和第四NPN三极管Q4是一个基极放大器。射极跟随器和基极放大器这两级完成将反馈信号放大到VF的作用。第五NMOS管N5起到了限制VF电压范围的作用，当第五NMOS管N5的漏极电压与其源极电压差过大时，第五NMOS管N5导通，从而使VF电压钳位在某一固定值，从而进一步输出信号DV，以达到控制热插拔管NS3的作用。
应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施方式中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
上文所列出的一系列的详细说明仅仅是针对本发明的可行性实施方式的具体说明，它们并非用以限制本发明的保护范围，凡未脱离本发明技艺精神所作的等效实施方式或变更均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种限流电路，其特征在于：包括输出电压、热插拔管、电压比较器、采样电阻、基准电压电路，所述采样电阻由金属寄生电阻制作而成；
所述热插拔管的漏极与输出电压相连接，源极与采样电阻相连接后接地，栅极与电压比较器的输出端相连接；
所述电压比较器的正输入端与基准电压电路相连接，负输入端与采样电阻相连接后接地；
所述基准电压电路包括与温度呈正比的基准电流电路及基准电阻电路，所述基准电阻电路的一端接地，另一端与电压比较器的正输入端及基准电流电路相连接。
2.根据权利要求1所述的限流电路，其特征在于：所述基准电流电路包括PTAT电流产生电路及可调电流源；所述可调电流源的输入端与PTAT电流产生电路相连接，输出端与所述基准电阻电路相连接；所述可调电流源包括相互并联设置的第一至第四电流源及第一至第三开关，并且所述第一至第三电流源分别与第一至第三开关相串联，且第一至第四电流源产生的电流均为所述PTAT电流产生电路所产生的电流的整数倍。
3.根据权利要求2所述的限流电路，其特征在于：所述第一至第四电流源产生的电流分别为PTAT电流产生电路所产生的电流的1倍、2倍、4倍、6倍。
4.根据权利要求1所述的限流电路，其特征在于：所述基准电阻电路包括第一电阻、第二电阻、第四及第五开关；所述第四及第五开关的一端与电压比较器的正输入端相连接，第四及第五开关的另一端分别连接于第一电阻的两端，第一电阻与第四开关相连接的一端与基准电流电路的输出端相连接，第一电阻与第五开关相连接的一端与第二电阻相连接后接地。
5.根据权利要求4所述的限流电路，其特征在于：所述限流电路还包括有反相器，所述第四开关由逻辑信号SW控制，所述第五开关由逻辑信号控制，所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器后形成。
6.根据权利要求4所述的限流电路，其特征在于：所述限流电路还包括有基极电流补偿电路，所述基极电流补偿电路包括第三电阻、第四电阻、第六至第七开关；所述第六及第七开关的一端与电压比较器的负输入端相连接，第六及第七开关的另一端分别连接于第三电阻的两端，第四电阻的一端与第三电阻及第七开关相连接，另一端与热插拔管的源极相连接。
7.根据权利要求6所述的限流电路，其特征在于：所述限流电路还包括有反相器，所述第六开关由逻辑信号SW控制，所述第七开关由逻辑信号控制，所述逻辑信号为逻辑信号SW通过所述反相器后形成。
8.根据权利要求6所述的限流电路，其特征在于：所述第一电阻与第三电阻的阻值相等，所述第二电阻与第四电阻的阻值相等。
9.一种用于以太网供电的供电系统，其特征在于：所述供电系统包括芯片内部电路及外围器件，所述芯片内部电路包括PoE接口电路和DC-DC控制器；其中，所述PoE接口电路包括PoE功能实现模块、逻辑控制模块、延迟电路及如权利要求1至8中任意一项所述的限流电路。
10.根据权利要求9所述的供电系统，其特征在于：所述外围器件包括RJ-45接口和桥式整流器，旁路电容C1，瞬变抑制二极管D0、D1，π型滤波器和拓扑结构。
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