CN104052295B - 负载选择式输入电压感测器 - Google Patents

负载选择式输入电压感测器 Download PDF

Info

Publication number
CN104052295B
CN104052295B CN201410090662.2A CN201410090662A CN104052295B CN 104052295 B CN104052295 B CN 104052295B CN 201410090662 A CN201410090662 A CN 201410090662A CN 104052295 B CN104052295 B CN 104052295B
Authority
CN
China
Prior art keywords
power converter
input
signal
sensing
coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410090662.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104052295A (zh
Inventor
Z-J·王
G·M·帕姆
R·S·圣－皮埃尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Power Integrations Inc
Original Assignee
Power Integrations Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Power Integrations Inc filed Critical Power Integrations Inc
Publication of CN104052295A publication Critical patent/CN104052295A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104052295B publication Critical patent/CN104052295B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种功率转换器控制器包含开关驱动器电路，该开关驱动器电路被耦合以生成驱动信号，以控制功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递。输入感测电路被耦合以接收表示功率转换器的输入的输入感测信号。感测使能电路被耦合以接收该驱动信号，以响应于该驱动信号来生成感测使能信号以控制该输入感测电路。该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于第一负载条件来连续地感测该输入感测信号，并响应于第二负载条件来仅在该功率开关的切换周期的一部分期间感测该输入感测信号。

Description

负载选择式输入电压感测器
技术领域
本发明涉及功率转换器。更具体地，本发明涉及在轻负载以高效率运行的功率转换器。
背景技术
用于离线功率转换器的控制器常常必须测量输入电压以执行诸如欠电压检测和过电压保护之类的功能。离线功率转换器通常接收大于100伏特交流的输入电压。由于该交流电压以电力线路的频率周期性地在峰正值和峰负值之间变化，该交流线路电压通常在数值上被表示成正弦波的均方根（rms）值。该交流电压的rms值是峰电压的量值除以二的平方根。例如，在美国，一般的家用电压是具有169.7伏特的峰值的120伏特交流。在世界上的许多其他地方，一般的家用电压是具有339.4伏特的峰值的240伏特交流。该交流rms电压相当于相同数值的直流电压，当它们二者被施加到相同的电阻性负载诸如白炽灯时。电力线路上的瞬时扰动和故障可以短暂地将电压提高到显著更高的值。
离线功率转换器通常对交流输入电压进行整流，以获得未经调整的直流输入电压，该未经调整的直流输入电压继而被转换成较低的经调整的直流电压。该未经调整的直流输入电压的最大值近似是该交流输入电压的峰值。当该功率转换器运行时，该功率转换器中的半导体部件可能需要承受实质上大于该交流输入电压的峰值的电压。因此，功率转换器的控制器有必要测量该输入电压，以使得这些部件可以被保护免受由过高电压导致的损坏。当该输入电压变得高于阈值时，控制器可以暂停该转换器的运行以防止损坏。
测量输入电压的电路通常通过如下方式来测量输入电压：在该输入的两端使用分压器来提供该输入电压的一个已知部分，该已知部分对于测量电路处理而言足够低。为了降低功率消耗，该分压器的部件被选择以从该输入提取仅仅必要的电流。为了进一步降低功率消耗并降低部件数目，表示该输入电压的电流可以被使用来代替分压器。然而，该电流需要足够大以保证在有噪声的情况下的可靠测量。从该输入电压的源提取的功率与该电压和该电流的乘积成比例。由于交流输入的峰值可以是数百伏特，对于可靠测量而言可接受的甚至最小电流也仍可以导致显著的显著损失，尤其是当功率转换器具有轻负载或没有负载时。功率转换器需要能够以低功率消耗可靠地感测输入电压的控制器。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种功率转换器控制器，该功率转换器控制器包括：
开关驱动器电路，被耦合以生成驱动信号以控制功率开关的切换，以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
输入感测电路，接收表示该功率转换器的输入的输入感测信号；以及
感测使能电路，被耦合以接收该驱动信号，以响应于该驱动信号来生成感测使能信号以控制该输入感测电路，其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第一负载条件来连续地感测该输入感测信号，且其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第二负载条件来仅在该功率开关的切换周期的一部分期间感测该输入感测信号。
根据本发明的第二方面，提供一种功率转换器，该功率转换器包括：
能量传递元件，被耦合在该功率转换器的输入与该功率转换器的输出之间；
功率开关，被耦合到该功率转换器的输入和该能量传递元件；以及
功率转换器控制器，被耦合以响应于表示该功率转换器的输出的反馈信号来生成驱动信号，该驱动信号被耦合以控制该功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递，其中该功率转换器控制器包含：
开关驱动器电路，被耦合以生成该驱动信号，以控制该功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
输入感测电路，接收表示功率转换器的输入的输入感测信号；以及
感测使能电路，被耦合以接收该驱动信号，以响应于该驱动信号来生成感测使能信号以控制该输入感测电路，其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第一负载条件来连续地感测该输入感测信号，且其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第二负载条件来仅在该功率开关的切换周期的一部分期间感测该输入感测信号。
根据本发明的第三方面，提供一种用于感测功率转换器的输入的方法，该方法包括：
生成驱动信号，以控制该功率转换器的功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
响应于该驱动信号来生成驱动扩展信号，其中在该驱动信号将该功率开关关断之后，该驱动扩展信号在扩展的持续时间上保持处于逻辑高电平；
接收表示该功率转换器的输入的输入感测信号；以及
响应于该驱动信号或该驱动扩展信号处于该逻辑高电平来使能该输入感测信号的感测；以及
响应于该驱动信号或该驱动扩展信号处于逻辑低电平来禁止该输入感测信号的感测。
附图说明
参照下列图来描述本发明的非限制性和非穷举性实施方案，其中在各个视图中，相同的参考数字指代相同的部分，除非另有规定。
图1是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，该功率转换器包含感测输入电压的控制器。
图2是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了一个负载选择式（load-selective）输入电压感测器的元件。
图3是根据本发明的教导的示出了示例性波形的时序图，它例示了图2中示出的示例性负载选择式输入电压感测器的运行。
图4是根据本发明的教导的示出了在图1的示例性功率转换器中输入电压不被感测的时间长度与功率开关关断的时间长度之间的一种示例性关系的图。
图5是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了一个替代的输入电压感测器的元件。
图6是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的功能框图，例示了另一个替代的输入电压感测器的元件。
图7是一个流程图，它例示了根据本发明的教导的用于感测输入电压的一个示例性过程。
图8是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器的示意图，该功率转换器包含控制器，该控制器除了感测交流输入电压以外还感测表示直流输入电压的切换电压。
图9是根据本发明的教导的一个示例性功率转换器控制器的示意图，例示了一个输入电压感测器的元件，该输入电压感测器包含将杂散电容放电的一个可选元件。
在附图的所有多个视图中，对应的参考字符指示对应的部件。技术人员将意识到，这些图中的元件是为了简化和清楚而例示的，且未必按比例绘制。例如，在这些图中，一些元件的尺度可能相对于其他元件被夸大，以帮助增进对本发明的多个实施方案的理解。而且，在商业上可行的实施方案中有用或必要的常用但容易理解的元件通常未被描绘，以便于较不受妨碍地查看本发明的这多个实施方案。
具体实施方式
在下列描述中，阐述了众多具体细节，以提供对本发明的彻底理解。然而，对本领域普通技术人员来说明显的是，实践本发明不需采用该具体细节。在其他情况下，未详细描述广为人知的材料或方法，以免模糊本发明。
在本说明书全文提及“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意味着，结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性被包含在本发明的至少一个实施方案中。因而，在本说明书全文各处出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”未必全都指相同的实施方案或实施例。此外，该具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以被包含在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，应意识到，随本文提供的图是为了向本领域普通人员进行解释，且附图未必按比例绘制。
图1的示意图示出了交流-直流功率转换器100（交流输入、直流输出）的一个实施例的显著特征，功率转换器100接收具有周期为TL的基本正弦波形的交流输入电压VAC102。交流线路周期TL是交流线路频率的倒数。标准的交流线路频率是标称50赫兹或60赫兹，取决于电力系统的国家和位置。被设计用于世界范围运行的功率转换器通常接受47赫兹与63赫兹之间的交流线路频率，47赫兹与63赫兹之间的交流线路频率相应地对应于约21毫秒和16毫秒之间的交流线路周期。图1的示例性功率转换器中的控制器142包含根据本发明的教导的输入电压感测器。图1的示例性交流-直流功率转换器向负载128提供基本直流的输出电压VO124和基本直流的输出电流IO126。
图1的示例性功率转换器因其特定电路拓扑而被称为回扫型功率转换器（flybackpower converter）。被控制以产生经调整的输出的功率转换器有时被称为经调整的电源（regulated power supply）。产生经调整的输出的回扫型转换器有时被称为回扫型电源（flyback power supply）。本领域技术人员应意识到，本公开内容中描述的根据本发明的教导的实施例不限于使用特定电路拓扑的功率转换器，且由交流输入电压运行或由直流输入电压运行的任何类型的功率转换器都可以受益于根据本发明的教导的实施例。
在图1的示例性功率转换器中，全波桥式整流器104在线路输入端子L150与中性输入端子N152之间接收交流输入电压VAC102，以在输入电容器C1106上产生直流电压VBULK108。直流电压VBULK108相对于输入返回（input return）114为正，且由于在线路电压波形102的峰之间能量被该功率转换器从该电容器移除，具有处于交流线路的频率的二倍（周期的一半）的时变分量。体电压（bulk voltage）VBULK108的最大值约为交流输入电压VAC102的峰量值。图1的实施例中的经整流的电压VBULK108的峰与交流输入电压VAC102的正峰和负峰一致。当交流输入电压VAC102存在时，体电压VBULK108的最小值显著大于零。
图1的实施例中的直流电压VBULK108被耦合到耦合电感器T1116，该耦合电感器有时被称为变压器。耦合电感器T1116是图1的示例性功率转换器中的能量传递元件。耦合电感器T1116包含初级绕组112和次级绕组118。初级绕组112有时被称为输入绕组，次级绕组118有时被称为输出绕组。在图1的实施例中，次级绕组118的一端被耦合到输出返回（output return）130。在其他实施例中，耦合电感器T1116可以具有被耦合到输出返回130的附加的绕组以及被耦合到输入返回114的附加的绕组。被耦合到输出返回130的附加的绕组有时被称为输出绕组。被耦合到输入返回114的附加的绕组有时被称为偏置绕组、辅助绕组或初级感测绕组。
在图1的实施例中，初级绕组112的一端接收直流电压VBULK108。初级绕组112的另一端被耦合到开关SW1146，该开关响应于来自控制器142的驱动信号而断开和闭合。箝位电路110被耦合在初级绕组112两端，以保护开关SW1146免受可能由开关SW1146的切换导致的过大电压。
在一个实际的功率转换器中，开关SW1146通常是半导体器件，诸如像被驱动信号控制以要么断开要么闭合的晶体管。断开的开关不能传导电流。闭合的开关可以传导电流。
在图1的实施例中，开关SW1146从控制器142的驱动信号端子144接收驱动信号。该驱动信号以为切换周期的周期TS周期性地在高值与低值之间改变。切换周期TS远小于交流线路周期TL。切换周期TS是切换频率的倒数。在一个实施例中，当功率转换器在向负载128提供最大输出功率时，切换周期TS是大约15微秒或更小，而交流线路周期TL是大约20毫秒。换言之，交流线路周期TL通常大于切换周期TS的1000倍，以使得在一个交流线路周期内通常可以有多于1000个切换周期。
在图1的示例性功率转换器中，开关SW1146的切换在耦合电感器T1116的初级绕组112和次级绕组118中产生脉动电流（pulsating current）。来自次级绕组118的电流被二极管D1120整流且被输出电容器C2122滤波，以产生输出电压VO124和输出电流IO126。在图1的实施例中，输出电压VO124相对于输出返回130为正。
在图1的实施例中，输入返回114与输出返回130电流隔离（galvanicallyisolated）。电流隔离防止了功率转换器的输入与输出之间的直流电流。换言之，被施加在一个具有电流隔离的功率转换器的输入端子与输出端子之间的直流电压在该功率转换器的输入端子与输出端子之间将基本不产生直流电流。应意识到，在其他实施例中，可以使用没有电流隔离的功率转换器，取决于系统隔离要求，且没有电流隔离的功率转换器仍会受益于本发明的教导。
在图1的实施例中，控制器142在输入电压感测端子140处接收输入电压感测信号，在输出电压感测端子148处接收输出电压感测信号，并在电流感测端子134处接收电流感测信号，用于调整输出电压VO124。控制器142的电压以输入返回114为参考。在各实施例中，在输出电压感测端子148处被接收的输出电压感测信号可以通过使用光耦合器，或者例如通过使用变压器上的绕组，或者例如通过使用为集成电路封装件的引线框架的一部分的磁耦合导体，或者例如通过使用特殊的高电压安全电容器，与输出返回130电流隔离。
多种不同技术可以被利用来感测用于电流感测端子134处的电流感测信号的开关电流ISW1132。例如，开关电流ISW1132可以被感测为分立电阻器上的电压，或者被感测为来自电流变换器的电流，或者被感测为金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）的导通电阻上的电压，或者被感测为来自电流感测场效应晶体管（senseFET）的感测输出的电流。
在图1的实施例中，交流输入电压VAC102被感测为电容器C1106上的直流电压VBULK108。直流输入电压VBULK108被耦合到输入感测电阻器R1118，然后它在控制器142的输入电压感测端子140处被接收。电阻器R1中的电流经过桥式整流器104返回到交流输入。
图2是根据本发明的教导的用于图1的示例性功率转换器的示例性控制器202的功能框图200，例示了一个输入电压感测器的元件。在图2的实施例中，控制器202是集成电路，该集成电路包含缓冲放大器226、比较器230、“或”门212、高电压晶体管QHV220、由晶体管240和242形成的电流镜、单稳态多谐振荡器250（也被称为单触发（one-shot）和单冲（singleshot））、逻辑反相器208、开关驱动器210，带有各种模拟和数字电路234。在一个实施例中，缓冲放大器226、高电压晶体管QHV220和由晶体管240和242形成的电流镜可以被认为是控制器202中包含的输入感测电路的一部分。在一个实施例中，“或”门212、单稳态多谐振荡器250和逻辑反相器208可以被认为是控制器202中包含的感测使能电路的一部分。
各种模拟和数字电路234通常包含振荡器（在图1中未示出），该振荡器提供对控制器202中的所有电路可用的信号，用于同步和定时。在一些控制器中，用于同步和定时的信号可以从任何合适的记时器诸如像系统时钟接收，而非从振荡器接收。
本领域技术人员应意识到，功率转换器控制器不需完全位于集成电路内。例如，高电压晶体管QHV220可以是位于集成电路之外的分立晶体管，且该控制器的其他元件可以被包含在一个或多个集成电路中。
在图2的实施例中，控制器202在输入电压感测端子140处接收输入电压感测信号，输入电压感测端子140被耦合到电压感测电阻器R1118的一端。电压感测电阻器R1118的另一端可以被耦合到经整流的交流输入电压，例如图1的实施例中示出的VBULK108。图2中的示例性控制器202的输入电压感测端子140相对于输入返回114是高电压端子。集成电路的高电压端子通常是如下端子：该端子被适配为承受相对于接地端子大于30伏特的电压而不使该集成电路的运行受到损坏或破坏。在图2的实施例中，输入电压感测端子140处的电压可以与可以超过几百伏特的经整流的电压VBULK108的峰一样高。
在图2的实施例中，输入电压感测端子140被耦合到高电压晶体管QHV220的漏极D218。在一个实施例中，高电压晶体管QHV220是n沟道增强型金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。在图2的实施例中，高电压晶体管QHV220具有耦合到“或”门212的输出的栅极G216和耦合到低电压MOSFET240的漏极和栅极的源极S222。
当高电压晶体管QHV220处于接通（ON）状态时，它可以在漏极与源极之间传导电流。当高电压晶体管QHV220处于关断（OFF）状态时，它不能传导电流。处于接通状态的晶体管可以被认为是闭合的开关。处于关断状态的晶体管可以被认为是断开的开关。当栅极G216处的电压比源极S222处的电压大超过阈值电压VT的量时，高电压晶体管QHV220处于接通状态。相反，当栅极G216处的电压不比源极S222处的电压大超过阈值电压VT的量时，高电压晶体管QHV220处于关断状态。处于接通状态的晶体管有时被称为是接通的。处于关断状态的晶体管有时被称为是关断的。
在一个实施例中，高电压晶体管QHV220的阈值电压VT通常是2.5伏特。在一个实施例中，“或”门212的输出在逻辑高电平是约5.8伏特，且“或”门212的输出在逻辑低电平基本是零伏特。换言之，当“或”门212的输出处于高逻辑电平时，高电压晶体管QHV212可以传导电流，当“或”门212的输出处于逻辑低电平时，高电压晶体管QHV220不能传导电流。
图2的实施例中的“或”门212的输出确定何时高电压晶体管QHV220接通和何时高电压晶体管QHV220关断。当图2的示例性控制器中的高电压晶体管QHV220接通时，输入感测电路被使能，因为输入电压感测端子140可以经过输入感测电阻器R1118从输入接收电流IR1224。当高电压晶体管QHV220关断时，输入感测电路被禁止，输入电压感测端子140基本不从输入接收电流。换言之，图2的实施例中的控制器202仅在高电压晶体管QHV220接通时才被使能以感测输入电压。根据本发明的教导，图2的实施例中的控制器202通过限制输入电压感测端子140从给功率转换器的输入接收电流的时机，减少了感测给功率转换器100的输入电压所消耗的功率。
根据本发明的教导，图2的实施例中的高电压晶体管QHV220可以被认为是输入电压感测开关，该输入电压感测开关闭合以使能对输入电压的感测，且断开以禁止对输入电压的感测，并防止源于对输入电压的感测的功率消耗。
当图2的示例性控制器中的高电压晶体管QHV220接通时，表示输入电压的电流IR1224可以进入晶体管240的漏极。晶体管240和242形成一个具有比率K的电流镜，该电流镜将晶体管240的漏极中的电流IR1224缩放至晶体管242的漏极中的镜像电流IMR1238，镜像电流IMR1238是IR1乘以K。如所描绘的实施例中示出的，镜像电流IMR1被缓冲放大器226处理，缓冲放大器226被耦合以产生经缓冲的感测信号228。图2的实施例中的缓冲放大器226可以根据需要提供放大、电平移动、电流-电压转换以及本领域已知的任何其他转变，以使经缓冲的感测信号228与接收它的电路——诸如像比较器230——兼容。
在图2的示例性控制器202中，比较器230接收经缓冲的感测信号228，经缓冲的感测信号228响应于功率转换器的输入电压。经缓冲的感测信号228被与为功率转换器运行规定的输入电压范围所对应的阈值进行比较。当比较器230在“比较使能（COMPARE ENABLE）”输入248处被“感测使能（SENSE ENABLE）”信号214的逻辑高电平使能时，如果输入电压在用于运行的所规定的范围之外，则比较器230使过电压信号232或欠电压信号236有效（assert）。在图2的实施例中，当电压感测电路被禁止感测输入电压时，“感测使能”信号214处于逻辑低电平，以防止使假的欠电压信号有效。
在图2的示例性控制器202中，模拟和数字电路234按照要求接收并处理控制感测信号，以调整功率转换器的输出。“电流感测（CURRENT SENSE）”信号244、“输出电压感测（OUTPUT VOLTAGE SENSE）”信号246、“过电压（OVER-VOLTAGE）”信号232和“欠电压（UNDER-VOLTAGE）”信号236被处理以产生命令信号252，命令信号252被开关驱动器电路210接收。开关驱动器电路210在驱动端子144处产生“驱动（DRIVE）”信号254。“驱动”信号254变成逻辑高电平以闭合开关SW1146。“驱动”信号254变成逻辑低电平以断开开关SW1146。稍后在本公开内容中给出时序图，以例示图2的示例性控制器中的各个信号之间的关系。
图2的实施例中的单稳态多谐振荡器250从反相器208接收经反相的驱动信号206，以产生“驱动扩展（DRIVE EXTEND）”信号204，“驱动扩展”信号204在“或”门212的第一输入处被接收。在图2的实施例中，当“驱动”信号254变成逻辑低电平时，“驱动扩展”信号204变成逻辑高电平。“或”门212的输入的第二输入接收“驱动”信号254，以产生“感测使能”信号214，“感测使能”信号214在高电压晶体管QHV220的栅极G216处被接收。当“或”门212的一个输入处于逻辑高电平时，高电压晶体管QHV220接通。
图3是示出了示例性波形的时序图300，该示例性波形例示了图2中示出的、如图1的示例性功率转换器中使用的示例性输入电压感测器的运行。图3的示例性波形针对的是源于交流输入电压VAC102的施加的瞬时扰动已经衰减到可忽略的值之后的稳态状况。
图3的实施例中的波形305表示图1的示例性功率转换器的开关SW1146中的电流ISW1132。在图1的示例性功率转换器中，当开关SW1146接通时电流ISW1132线性地增大，且当开关SW1146关断时电流ISW1基本为零。
图3的实施例中的波形310表示图2的示例性控制器中的“驱动”信号254，“驱动”信号254驱动图1的示例性功率转换器中的开关SW1146。图3的波形示出了，当“驱动”信号254处于逻辑高电平时开关SW1146接通，当“驱动”信号254处于逻辑低电平时开关SW1146关断。
图3的实施例中的波形315表示图2的示例性控制器中的“驱动扩展”信号204。图3的实施例中的波形320表示图2的示例性控制器中的“感测使能”信号214。由于“感测使能”信号214是接收“驱动”信号254与“驱动扩展”信号204的“或”门212的输出，当“驱动扩展”信号204或“感测使能”信号214处于逻辑高电平时，“感测使能”信号214处于逻辑高电平。
图3的时序图300示出了来自图1的示例性功率转换器100——其使用图2的示例性控制器200——的信号的波形，在时刻t6之前针对轻负载（低输出电流）条件，在时刻t6之后针对中等负载至重负载（较高的输出电流）条件。对于该功率转换器上的轻负载条件，切换周期是TS1，如时刻t0与t3之间的间隔所指示的，时刻t0与t3标记了开关SW1146接通的时间。相似地，对于中等负载至重负载条件，切换周期是TS2，如时刻t6与t8之间的间隔以及时刻t8与t11之间的间隔所指示的。
图3的时序图例示了，在图1的示例性功率转换器中，对于轻负载的切换周期TS1通常显著大于对于中等负载至重负载的切换周期TS2。在用于功率转换器的控制器的设计中一般做法是，在轻负载条件下增大切换周期（减小切换频率），以减小由切换事件导致的损失,尤其是对于必须在轻负载下以高效率运行的功率转换器。因此，大于阈值的切换周期可以指示存在轻负载和需要以减小的功率消耗来感测输入电压。
在图3的实施例中，在时刻t0与t1之间、时刻t3与t4之间、时刻t6与t7之间、时刻t8与t10之间以及时刻t11与t13之间的持续时间TON内，开关SW1146为接通的。为了避免该例示中的不必要的复杂度，图3示出了，在对于轻负载条件以及对于中等负载至重负载条件的每个切换周期中，开关SW1146为接通的持续时间是相同的，指示了在图3的实施例中对于两种条件输入电压是相同的。给功率转换器的输入电压以及开关SW1146保持接通的持续时间TON在每个切换周期中可以是不同的。在一个实施例中，开关SW1146保持接通的持续时间TON是约7微秒。
如在图3的示例性时序图中示出的，切换周期是开关SW1146的接通时间和关断时间的总和。对于轻负载条件，关断时间是在时刻t1与t3之间的TOFF1。对于中等负载至重负载条件，关断时间是在时刻t7与t8之间的以及时刻t10与t11之间的TOFF2。
图3的实施例示出了，“驱动”信号254的高到低转变引发来自单稳态多谐振荡器250的“驱动扩展”信号204的低到高转变。“驱动扩展”信号204在开关SW1146关断之后在扩展的持续时间TEX内保持处于逻辑高电平，如在时刻t1与t2之间、时刻t4与t5之间、时刻t7与t9之间以及时刻t10与t12之间的时序图中示出的。单稳态多谐振荡器250的设计设置了扩展的持续时间TEX。
图3的时序图示出了，当“驱动”信号254处于逻辑高电平时，“感测使能”信号214处于逻辑高电平。因此，每当开关SW1146导通时，控制器就感测输入电压。在开关SW1146关断之后，“驱动扩展”信号204使“感测使能”信号214保持处于逻辑高电平，从而允许控制器在开关SW1146关断之后在扩展的持续时间TEX内继续感测输入电压。如果开关SW1146的关断时间超过了TEX，则“感测使能”信号214变成逻辑低电平，这防止控制器感测输入电压，从而减少由输入感测电路消耗的功率。图3的时序图示出了，在时刻t2与t3之间的时间TVSOFF期间控制器不感测输入电压。
如果开关SW1146的关断时间小于扩展的持续时间TEX，则“感测使能”信号214在整个切换周期内保持高，如在时刻t6之后例示的，且控制器无中断地连续感测输入电压。换言之，当功率转换器上的负载是中等负载至重负载时，控制器连续地感测输入电压，但当功率转换器上的负载是轻负载时，控制器仅在切换周期的一部分期间感测输入电压。
在中等负载至重负载下，感测输入电压所消耗的功率与功率转换器中的其他损耗相比是可忽略的。在轻负载下——其中感测输入电压所消耗的功率是功率转换器中的总损耗的一个显著部分，输入电压在切换周期的仅一部分内被感测。当开关SW1进行从接通到关断的转变时，该开关上的电压是最高的。在任何给定的输入电压，在中等负载至重负载下当开关SW1146关断时出现在该开关上的电压高于在轻负载下当开关SW1146关断时出现在该开关上的电压。因此，在轻负载下，转换器较不可能因过大的输入电压损坏，且输入电压在感测事件之间变得足够高以损坏转换器的风险相对低。然而，在中等负载至重负载下，重要的是连续地感测输入电压，以使得当输入电压太高时控制器可以防止开关接通。
图4是例示了关断时间TOFF、扩展的持续时间TEX和无线路感测的持续时间TVSOFF之间的关系的图400。该图示出了，当开关SW1146的关断时间小于或等于扩展的持续时间TEX时，无线路感测的持续时间TVSOFF是零。该图也示出了，当开关SW1146的关断时间大于扩展的持续时间TEX时，无线路感测的持续时间TVSOFF从零以恒定斜率增大。在一个实施例中，扩展的持续时间TEX是50微秒，因为在该实施例中在中等负载下开关SW1146的关断时间也是大约50微秒。在相同的实施例中，开关SW1146在轻负载下（其中需要以降低的功率消耗来感测输入电压）的关断时间可以是约50毫秒，是在中等负载下的关断时间的大约1000倍。
图5是根据本发明的教导的用于图1的功率转换器的示例性控制器502的功能框图500，例示了一个替代的输入电压感测器的元件。图5包含图2的实施例中例示的许多元件。
在图5的替代实施例中，高电压晶体管QHV220的栅极G216被耦合到经调整的内部电压VDD504，且高电压晶体管QHV220的源极S222被耦合到低电压晶体管QLV520的漏极。在一个实施例中，经调整的内部电压VDD504是约5.8伏特。低电压晶体管QLV520的源极被耦合到电流镜的晶体管240，如在图2中一样。
在图5的替代实施例中，“或”门212产生“感测使能”信号214，“感测使能”信号214被耦合到低电压晶体管QLV520的栅极，且在“比较使能”输入248处被比较器230接收。当“感测使能”信号214处于逻辑高电平（约VDD）时，低电压晶体管QLV520接通，从而使得控制器502能够以电流IR1224的形式感测输入电压。根据本发明的教导，当“感测使能”信号209处于逻辑低电平（约零伏特）时，低电压晶体管QLV520关断，从而禁止控制器502感测输入电压且防止控制器502从该输入电压接收电流。
图5的替代实施例中的低电压晶体管QLV520可以被认为是线路感测开关，该线路感测开关闭合以允许感测给功率转换器的输入电压，并断开以阻止感测电路消耗来自给功率转换器的输入电压的功率。
图6是根据本发明的教导的用于图1中的示例性功率转换器的另一个示例性控制器602的功能框图600，例示了另一个替代的输入电压感测器的元件。图6包含图2和图5的实施例中例示的许多元件。
图6的替代实施例将图5中的为高电压晶体管QHV220的MOSFET替换成n沟道结型场效应晶体管（JFET）QHV620。图5中的高电压MOSFET QHV220的栅极G216被耦合到经调整的内部电压VDD504，而图6中的高电压JFET QHV620的栅极G616被耦合到输入返回114。
图6的替代实施例中的高电压晶体管QHV620的漏极D618被耦合到输入电压感测端子140，且高电压JFET QHV620的源极S622被耦合到低电压晶体管QLV520。这样，图6的实施例中的JFET QHV620执行与图5中的MOSFET QHV220相同的功能。当低电压晶体管QLV520为接通时，图6的实施例中的JFET QHV620为接通，输入感测电路被使能以感测输入电压，且当低电压晶体管QLV520为关断时，图6的实施例中的JFET QHV620为关断，输入感测电路被禁止感测输入电压。
图7是例示了根据本发明的教导的用于功率转换器控制器的、感测输入电压的一个示例性过程的流程图700。图7的示例性流程图与图2的示例性控制器一致，且与图3的示例性波形一致。在框705中——其中输入电压被施加至功率转换器且控制器已经确定该输入电压处于供该转换器运行的适当限度内——开始之后，在框710中该控制器闭合功率开关以开始接通时间TON。在框715中，该控制器还闭合线路感测开关，以通过允许该控制器在输入电压感测端子处接收电流来开始输入电压感测。
在框715中线路感测开关闭合之后，在框720中控制器处理控制感测信号，诸如像电流感测、输出感测、过电压感测和欠电压感测信号。当该处理要求功率开关关断时，在框725中该功率开关的关断时间TOFF开始。当该功率开关关断时，在框730中扩展的输入电压感测持续时间TEX开始。
在框740中控制器继续处理控制感测信号，而在决策框750中关断时间TOFF增大。如果关断时间TOFF超过了扩展的输入电压感测持续时间TEX，则在框745中扩展的输入感测持续时间TEX结束，在框735中输入电压感测结束，且流程继续到框775和780，在框775和780中控制器处理控制感测信号，直到该控制器结束关断时间，且在框710中另一个接通时间TON开始。如果关断时间TOFF没有超过扩展的输入电压感测持续时间TEX，则流程继续到框755。在框755和760中关断时间TOFF增大，直到该控制器结束关断时间，且在框765中另一个接通时间TON开始，然后在框770中扩展的输入电压感测持续时间TEX结束。在框720中，控制感测信号的处理继续。
功率转换器的一些应用要求输入电容器C1106足够大，以用于功率转换器在交流输入被移除之后在相当于若干个交流线路周期的时间内向重负载提供经调整的输出。在这些应用中，当负载非常轻或接近零负载时，直流输入电压VBULK108在交流输入电压VAC102被移除之后可能会要求数十秒来衰减到最小阈值以下。因此，必须在该交流输入电压的几个周期内检测输入欠电压状况的功率转换器控制器不能由仅对体电压VBULK108的一次测量来可靠地这样做。对于这些应用，控制器可以如图8的实施例例示的那样感测交流输入电压。
图8是根据本发明的教导的一个包含控制器的示例性功率转换器的示意图800，该控制器除了感测交流输入电压VAC102以外还感测表示直流输入电压VBULK108的切换电压VSW852。在图8的示例性功率转换器中，电压感测电阻器R1118的一端被耦合到中性输入端子N152，以接收半波整流电压VRECT850。在另一个实施例中，电压感测电阻器R1118的一端可以被耦合到线路输入端子L150，以接收半波整流电压VRECT850。
根据本发明的教导，当图8的功率转换器上的负载是中等负载至重负载时，该示例性转换器中的控制器842可以连续地感测交流输入电压VAC102，且当该功率转换器上的负载是轻负载时，它可以以与图1的转换器感测直流输入电压VBULK108相同的方式，仅在切换周期的一部分期间感测交流输入电压VAC102。
控制器842中的电路可以响应于交流输入电压在不止一个交流线路周期的缺失。控制器842中的电路可以通过感测与体电压VBULK108成比例的切换电压来检测过电压状况或欠电压状况。
与体电压VBULK108成比例的切换电压VSW852在图8的示例性功率转换器的输出绕组118处是可获得的。由于切换电压VSW852的量值是比交流输入电压VAC102的峰显著更低的电压，控制器可以以比感测较高的电压VBULK108所需的显著更低的功率消耗来感测切换电压VSW852。
图8的示例性功率转换器是通过以下方式从图1的实施例获得的：将图1的输出二极管D1120重新部署到图8的输出二极管D2820的位置，并用改型的控制器842接收切换电压VSW852。隔离电路856在输入返回114与输出返回130之间提供电流隔离，以使得切换电压感测信号858与切换电压信号854电流隔离。
在一个实施例中，隔离电路856可以是光耦合器。在另一个实施例中，隔离电路856可以包含变压器。通过图8中例示的改型，改型的控制器846可以检测输入过电压状况，甚至当该控制器没有在从交流输入电压VAC102接收电流时。应意识到，在其他实施例中，类似于切换电压VSW852的切换电压信号可以从不同于图8中示出的输出绕组118的单独绕组获得，而仍受益于本发明的教导。
电路中的每一个导体具有有限的寄生电容，该寄生电容可以存储电荷。一般的应用中的泄漏电流通常足够快地将该寄生电容放电，以使该寄生电容的效应可忽略。在寄生电容的效应不可忽略的应用中，对示例性电路进行相对小的修改可以允许这些应用受益于根据本发明的教导的具有低功率消耗的交流电压感测器。图9是根据本发明的教导的示例性功率转换器控制器902的示意图900，例示了一个输入电压感测器的元件，该输入电压感测器包含将输入电压感测端子处的杂散电容放电的一个可选元件。
图9的示例性控制器包含图6的实施例中例示的许多元件。当高电压晶体管QHV620不导通时，输入电压感测端子140与输入返回114之间的寄生电容905可以充电至输入电压。寄生电容905经过低电压晶体管QLV520的放电可能产生电流IR1224的高值，这会向控制器指示假的高输入电压。为了防止假的高输入电压指示，寄生电容905可以经过如下路径被放电：该路径不使源自该电容的放电的电流经过由晶体管240和242形成的电流镜的晶体管240。在图9的实施例中，杂散电容905响应于“放电（DISCHARGE）”信号915经过晶体管QCD910被放电。在一个实施例中，控制器中的电路（在图9中未示出）在大约200纳秒内将“放电”信号915提升至高逻辑电平，以就在“驱动”信号254变高之前将杂散电容905放电。
上面对本发明的所例示的实施例的描述，包含在摘要中描述的内容，不旨在是穷举性的或是对所公开的精确形式的限制。尽管为了例示的目的在本文中描述了本发明的具体实施方案和实施例，但在不偏离本发明的较宽泛主旨和范围的前提下，多种等同变体是可能的。实际上，应意识到，具体的示例性电压、电流、频率、功率范围值、时间等是为了解释的目的而提供的，且根据本发明的教导，在其他实施方案和实施例中也可以采用其他值。

Claims (30)

1.一种功率转换器控制器，包括：
开关驱动器电路，被耦合以生成驱动信号以控制功率开关的切换，以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
输入感测电路，接收表示该功率转换器的输入的输入感测信号；以及
感测使能电路，被耦合以接收该驱动信号，以响应于该驱动信号来生成感测使能信号以控制该输入感测电路，其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第一负载条件来连续地感测该输入感测信号，且其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第二负载条件来仅在该功率开关的切换周期的一部分期间感测该输入感测信号，其中该功率转换器的输出处的该第一负载条件是比该功率转换器的输出处的该第二负载条件更重的负载条件。
2.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，还包括比较器电路，该比较器电路被耦合到该输入感测电路和该感测使能电路，其中该比较器被耦合以检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或多个阈值。
3.根据权利要求2所述的功率转换器控制器，其中该一个或多个阈值包含欠电压阈值和过电压阈值之中的一个或多个。
4.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路是电流输入感测电路，且其中表示该功率转换器的输入的输入感测信号是电流。
5.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中输入感测电路包括高电压晶体管，该高电压晶体管被耦合以接收该输入感测信号。
6.根据权利要求5所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路还包括低电压晶体管，该低电压晶体管被耦合到该高电压晶体管，其中该低电压晶体管被耦合以响应于该感测使能信号而被切换。
7.根据权利要求5所述的功率转换器控制器，其中该高电压晶体管被耦合以响应于该感测使能信号而被切换。
8.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路包括电流镜电路，该电流镜电路被耦合以接收表示该功率转换器的输入的该输入感测信号，其中该电流镜电路被耦合以生成该输入感测信号的经缩放的表示。
9.根据权利要求8所述的功率转换器控制器，其中该输入感测电路还包括缓冲放大器电路，该缓冲放大器电路被耦合到该电流镜电路，其中该缓冲放大器电路被耦合以输出该输入感测信号的该经缩放的表示。
10.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该感测使能电路包括单稳态多谐振荡器，该单稳态多谐振荡器被耦合以响应于该驱动信号来生成驱动扩展信号，其中该感测使能电路还被耦合以响应于该驱动扩展信号来生成该感测使能信号以控制该输入感测电路。
11.根据权利要求10所述的功率转换器控制器，其中该感测使能电路还包括“或”门，该“或”门被耦合以响应于该驱动信号和该驱动扩展信号来生成该感测使能信号。
12.根据权利要求1所述的功率转换器控制器，其中该功率开关响应于该功率转换器的输出处的该第二负载条件的切换周期大于该功率开关响应于该功率转换器的输出处的该第一负载条件的切换周期。
13.一种功率转换器，包括：
能量传递元件，被耦合在该功率转换器的输入与该功率转换器的输出之间；
功率开关，被耦合到该功率转换器的输入和该能量传递元件；以及
功率转换器控制器，被耦合以响应于表示该功率转换器的输出的反馈信号来生成驱动信号，该驱动信号被耦合以控制该功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递，其中该功率转换器控制器包含：
开关驱动器电路，被耦合以生成该驱动信号，以控制该功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
输入感测电路，接收表示功率转换器的输入的输入感测信号；
以及
感测使能电路，被耦合以接收该驱动信号，以响应于该驱动信号来生成感测使能信号以控制该输入感测电路，其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第一负载条件来连续地感测该输入感测信号，且其中该感测使能信号被耦合以控制该输入感测电路响应于该功率转换器的输出处的第二负载条件来仅在该功率开关的切换周期的一部分期间感测该输入感测信号，其中该功率转换器的输出处的该第一负载条件是比该功率转换器的输出处的第二负载条件更重的负载条件。
14.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该功率转换器控制器被耦合以接收表示经过该功率开关的电流的电流感测信号，其中该功率转换器控制器还被耦合以响应于电流感测信号来生成该驱动信号，该驱动信号被耦合以控制该功率开关的切换，以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递。
15.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该功率转换器控制器还包含比较器电路，该比较器电路被耦合到该输入感测电路和该感测使能电路，其中该比较器被耦合以检测该功率转换器的输入是否大于或小于一个或多个阈值。
16.根据权利要求15所述的功率转换器，其中该一个或多个阈值包含欠电压阈值和过电压阈值之中的一个或多个。
17.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该输入感测电路是电流输入感测电路，且其中表示该功率转换器的输入的输入感测信号是电流。
18.根据权利要求13所述的功率转换器，其中输入感测电路包括高电压晶体管，该高电压晶体管被耦合以接收输入感测信号。
19.根据权利要求18所述的功率转换器，其中输入感测电路还包括低电压晶体管，该低电压晶体管被耦合到该高电压晶体管，其中该低电压晶体管被耦合以响应于该感测使能信号而被切换。
20.根据权利要求18所述的功率转换器，其中该高电压晶体管被耦合以响应于该感测使能信号而被切换。
21.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该输入感测电路包括电流镜电路，该电流镜电路被耦合以接收表示该功率转换器的输入的该输入感测信号，其中该电流镜电路被耦合以生成该输入感测信号的经缩放的表示。
22.根据权利要求21所述的功率转换器，其中该输入感测电路还包括缓冲放大器电路，该缓冲放大器电路被耦合到该电流镜电路，其中该缓冲放大器电路被耦合以输出该输入感测信号的该经缩放的表示。
23.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该感测使能电路包括单稳态多谐振荡器，该单稳态多谐振荡器被耦合以响应于该驱动信号来生成驱动扩展信号，其中该感测使能电路还被耦合以响应于该驱动扩展信号来生成该感测使能信号以控制该输入感测电路。
24.根据权利要求23所述的功率转换器，其中该感测使能电路还包括“或”门，该“或”门被耦合以响应于该驱动信号和该驱动扩展信号来生成该感测使能信号。
25.根据权利要求13所述的功率转换器，其中该功率开关响应于该功率转换器的输出处的该第二负载条件的切换周期大于该功率开关响应于该功率转换器的输出处的该第一负载条件的切换周期。
26.一种用于感测根据权利要求1－25中任一项所述的功率转换器的输入的方法，该方法包括：
生成驱动信号，以控制该功率转换器的功率开关的切换以控制能量从该功率转换器的输入向该功率转换器的输出的传递；
响应于该驱动信号来生成驱动扩展信号，其中在该驱动信号将该功率开关关断之后，该驱动扩展信号在扩展的持续时间上保持处于逻辑高电平；
接收表示该功率转换器的输入的输入感测信号；以及
响应于该驱动信号或该驱动扩展信号处于该逻辑高电平来使能该输入感测信号的感测；以及
响应于该驱动信号或该驱动扩展信号处于逻辑低电平来禁止该输入感测信号的感测。
27.根据权利要求26所述的方法，还包括响应于该功率转换器的输出处的更轻的负载条件来增大该功率开关的切换周期。
28.根据权利要求26所述的方法，还包括响应于更重的负载来减小该功率开关的切换周期。
29.根据权利要求26所述的方法，还包括响应于该输入感测信号大于第一阈值来使过电压信号有效。
30.根据权利要求26所述的方法，还包括响应于该输入感测信号小于第二阈值来使欠电压信号有效。
CN201410090662.2A 2013-03-13 2014-03-12 负载选择式输入电压感测器 Active CN104052295B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/801,980 2013-03-13
US13/801,980 US9401657B2 (en) 2013-03-13 2013-03-13 Input voltage sensor responsive to load conditions

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104052295A CN104052295A (zh) 2014-09-17
CN104052295B true CN104052295B (zh) 2018-04-13

Family

ID=50238239

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410090662.2A Active CN104052295B (zh) 2013-03-13 2014-03-12 负载选择式输入电压感测器

Country Status (6)

Country Link
US (2) US9401657B2 (zh)
EP (1) EP2779407A3 (zh)
JP (1) JP6404581B2 (zh)
KR (1) KR102035829B1 (zh)
CN (1) CN104052295B (zh)
TW (1) TWI624140B (zh)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9071146B2 (en) 2013-03-13 2015-06-30 Power Integrations, Inc. AC voltage sensor with low power consumption
US9401657B2 (en) 2013-03-13 2016-07-26 Power Integrations, Inc. Input voltage sensor responsive to load conditions
TWI479784B (zh) * 2013-03-18 2015-04-01 Power Forest Technology Corp 交流直流轉換電路
CN104345660B (zh) * 2013-08-08 2018-04-17 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 遥控启动电路
US9680383B2 (en) * 2014-11-07 2017-06-13 Power Integrations, Inc. Input overvoltage protection using current limit
JP6606362B2 (ja) * 2015-06-30 2019-11-13 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN106558996B (zh) * 2015-09-30 2020-09-08 株式会社村田制作所 用于获得恒定输出电压的改进的dc-dc变压装置
CN106610443B (zh) * 2015-10-22 2019-05-24 群光电能科技股份有限公司 交流输入电压感测装置
US9716437B2 (en) * 2015-12-18 2017-07-25 Champion Microelectronic Corporation Power converter for a switching power supply and manner of operation thereof
JP6128201B1 (ja) * 2015-12-28 2017-05-17 ダイキン工業株式会社 電源装置、その電源装置を用いたインバータ装置、並びにコンバータ装置、及びそのインバータ装置又はコンバータ装置を用いた冷凍装置、並びに空気清浄器
JP6695176B2 (ja) * 2016-03-16 2020-05-20 エイブリック株式会社 スイッチングレギュレータ
US10746806B2 (en) 2016-03-22 2020-08-18 Infineon Technologies Ag Transistor bridge failure test
US20170310207A1 (en) * 2016-04-26 2017-10-26 Silicon Power Corporation Circuit for alleviating high frequency switching noise and voltage overshooting in semiconductor components arrays and returning energy therefrom
JP2017200386A (ja) * 2016-04-28 2017-11-02 エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 Ｄｃｄｃコンバータ
CN109643955B (zh) * 2016-08-30 2021-03-12 新唐科技日本株式会社 开关电源装置及半导体装置
TWI612762B (zh) * 2016-11-28 2018-01-21 亞源科技股份有限公司 過電壓保護電路
TWI614975B (zh) * 2016-11-28 2018-02-11 亞源科技股份有限公司 過電壓保護電路
US9935556B1 (en) * 2017-01-27 2018-04-03 Semiconductor Components Industries, Llc Primary-side control of resonant converters
US10317968B2 (en) * 2017-03-28 2019-06-11 Qualcomm Incorporated Power multiplexing with an active load
US9837914B1 (en) * 2017-04-14 2017-12-05 Inno-Tech Co., Ltd. Methods for meeting holdup time requirement with minimal bulk capacitance
US10554134B2 (en) * 2017-06-02 2020-02-04 Power Integrations, Inc. Idle ring detection for a multi-output power converter
US20180372781A1 (en) * 2017-06-25 2018-12-27 International Technological University Foundation, Inc. Systems and methods for low-power current & voltage sensing using an optically coupled isolator
JP7022001B2 (ja) * 2018-04-11 2022-02-17 ローム株式会社 スイッチング制御回路
TWI678060B (zh) * 2018-06-13 2019-11-21 朋程科技股份有限公司 電壓轉換器及包括該電壓轉換器的交流發電裝置
AU2019295427A1 (en) * 2018-06-29 2021-01-07 Breville Pty Limited Improved induction heating circuit, protection circuit and cooling system for an appliance
DE102018132656A1 (de) * 2018-12-18 2020-06-18 Tridonic Gmbh & Co Kg Stromsensor und Messverfahren zur geschalteten Erfassung eines Wechselstroms
US11588411B1 (en) 2021-12-02 2023-02-21 Power Integrations, Inc. Input voltage estimation for a power converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0989662A1 (en) * 1998-09-23 2000-03-29 STMicroelectronics S.r.l. Completely integrated switch-on control-loop of a high voltage power transistor of a quasi resonant flyback converter
CN102104339A (zh) * 2009-12-22 2011-06-22 电力集成公司 用于改变电流极限以限制电源的输出功率的方法和设备
CN102237798A (zh) * 2010-04-29 2011-11-09 电力集成公司 用于检测隔离式功率转换器的输出电压的变化的装置和方法

Family Cites Families (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5162970A (en) 1992-01-27 1992-11-10 American Technical Ceramics Corporation Miniature monolithic ceramic coupler for electronic circuits
US5444600A (en) 1992-12-03 1995-08-22 Linear Technology Corporation Lead frame capacitor and capacitively-coupled isolator circuit using the same
JPH09260569A (ja) 1996-03-25 1997-10-03 Toshiba Corp 樹脂封止型半導体装置
US5729120A (en) 1996-12-30 1998-03-17 General Signal Corporation Dynamic voltage regulation stabilization for AC power supply systems
US6384478B1 (en) 1998-05-06 2002-05-07 Conexant Systems, Inc. Leadframe having a paddle with an isolated area
US6147883A (en) 1998-11-16 2000-11-14 Power Integrations, Inc. Output feedback and under-voltage detection
JP2001078446A (ja) * 1999-06-29 2001-03-23 Toshiba Corp 電源装置
US6621140B1 (en) 2002-02-25 2003-09-16 Rf Micro Devices, Inc. Leadframe inductors
JP2006514521A (ja) * 2002-09-20 2006-04-27 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 適応立上りエッジブランキング回路
CN101093399A (zh) 2003-02-27 2007-12-26 松下电器产业株式会社 线性振动激励器的闭环控制
US6998952B2 (en) 2003-12-05 2006-02-14 Freescale Semiconductor, Inc. Inductive device including bond wires
US7376212B2 (en) 2004-06-03 2008-05-20 Silicon Laboratories Inc. RF isolator with differential input/output
CN1805274A (zh) 2005-01-12 2006-07-19 Qsc音频产品公司 带有稳压电源的多通道、多功率d类放大器
US7359224B2 (en) * 2005-04-28 2008-04-15 International Rectifier Corporation Digital implementation of power factor correction
US7613019B2 (en) * 2005-07-08 2009-11-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switch of a switching power supply
US7257008B2 (en) 2005-09-15 2007-08-14 System-General Corporation Start-up apparatus for power converters
JP2007124879A (ja) * 2005-09-27 2007-05-17 Mitsumi Electric Co Ltd 電源装置
US8093983B2 (en) 2006-08-28 2012-01-10 Avago Technologies Ecbu Ip (Singapore) Pte. Ltd. Narrowbody coil isolator
US7524731B2 (en) 2006-09-29 2009-04-28 Freescale Semiconductor, Inc. Process of forming an electronic device including an inductor
US7760478B2 (en) * 2007-03-16 2010-07-20 System General Corp. Control circuit with short-circuit protection for current sense terminal of power converters
JP4254877B2 (ja) 2007-03-30 2009-04-15 ダイキン工業株式会社 電源供給回路
US7468547B2 (en) 2007-05-11 2008-12-23 Intersil Americas Inc. RF-coupled digital isolator
US7884696B2 (en) 2007-11-23 2011-02-08 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Lead frame-based discrete power inductor
US7868431B2 (en) 2007-11-23 2011-01-11 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Compact power semiconductor package and method with stacked inductor and integrated circuit die
TWI365396B (en) * 2008-04-02 2012-06-01 Pixart Imaging Inc Motion estimation device and power saving method thereof
US8780515B2 (en) 2008-12-18 2014-07-15 System General Corp. Control circuit with protection circuit for power supply
CN102656787B (zh) * 2009-10-29 2014-10-29 富士电机株式会社 开关电源电路和功率因数控制器
US8553439B2 (en) 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
JP5786388B2 (ja) 2010-05-17 2015-09-30 富士電機株式会社 低電圧誤動作防止回路を備えたスイッチング電源装置
EP3481009B1 (en) * 2011-12-28 2021-10-27 Lutron Technology Company LLC Load control system having independently-controlled units responsive to a broadcast controller
US8772909B1 (en) 2012-10-04 2014-07-08 Vlt, Inc. Isolator with integral transformer
US9134744B2 (en) * 2013-01-04 2015-09-15 Linear Technology Corporation Low current DC-DC converter with integrated low current Coulomb counter
US9071146B2 (en) 2013-03-13 2015-06-30 Power Integrations, Inc. AC voltage sensor with low power consumption
US9401657B2 (en) 2013-03-13 2016-07-26 Power Integrations, Inc. Input voltage sensor responsive to load conditions

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0989662A1 (en) * 1998-09-23 2000-03-29 STMicroelectronics S.r.l. Completely integrated switch-on control-loop of a high voltage power transistor of a quasi resonant flyback converter
CN102104339A (zh) * 2009-12-22 2011-06-22 电力集成公司 用于改变电流极限以限制电源的输出功率的方法和设备
CN102237798A (zh) * 2010-04-29 2011-11-09 电力集成公司 用于检测隔离式功率转换器的输出电压的变化的装置和方法

Also Published As

Publication number Publication date
EP2779407A2 (en) 2014-09-17
US9401657B2 (en) 2016-07-26
TWI624140B (zh) 2018-05-11
US20160308451A1 (en) 2016-10-20
TW201448431A (zh) 2014-12-16
EP2779407A3 (en) 2015-02-25
US9866125B2 (en) 2018-01-09
JP2014180200A (ja) 2014-09-25
US20140268951A1 (en) 2014-09-18
KR20140112456A (ko) 2014-09-23
JP6404581B2 (ja) 2018-10-10
CN104052295A (zh) 2014-09-17
KR102035829B1 (ko) 2019-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104052295B (zh) 负载选择式输入电压感测器
US20230336089A1 (en) Flyback converter with secondary side regulation
CN104980029B (zh) 用于开关模式电源的系统和方法
TWI580161B (zh) 離線功率轉換器及適用於其中的積體電路
KR100707763B1 (ko) 2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한시동 회로
US7738266B2 (en) Forward power converter controllers
CN107800283A (zh) 电力供应拓扑的钳位电压检测和过电压保护
US20180166997A1 (en) Adaptive synchronous switching in a resonant converter
JP4409436B2 (ja) 容量的に結合される電源
TW201722047A (zh) 具有睡眠／喚醒模式之功率轉換器
JP2011167059A (ja) 方法およびスイッチモード電源のためのコントローラ
CN106233604A (zh) 谐振变换器中的自适应同步开关
CN104734540B (zh) 同步整流器和控制其的方法
TWI479294B (zh) 電源適配器
CN103762864B (zh) 用于半导体开关串联的多路高压隔离供电电源
TWI420790B (zh) 交換電源供應器之控制器
JP5769886B2 (ja) 電力変換器
CN206932180U (zh) 一种基于ncl30051芯片的恒压电源
TWI399911B (zh) 具有緩震電路之自激返馳型電源轉換器
JP2004015901A (ja) 電力変換装置
CN107769167A (zh) 反激电路及反激电源
CN115912949A (zh) 保护ac-dc开关电源输入电解电容的电子开关电路
Cravero Design of the DC-DC power stage of the capacitor charger for MAXIDISCAP power converters
JP2004282973A (ja) スイッチング電源装置
JP2000004588A (ja) 力率改善回路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant