CN106233604A - 谐振变换器中的自适应同步开关 - Google Patents

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Abstract

谐振变换器的一个实施方式包括具有电感和电容元件的谐振电路，电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振，耦接在谐振电路的至少一部分与谐振变换器的输出之间的同步整流器。同步整流器包括二极管和电开关。控制电路被配置成操作电开关，使得当二极管的两端基本上无电压并且二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。

Description

谐振变换器中的自适应同步开关
背景技术
电力电子被广泛地使用在各种应用中。具有电力电子电路的电源适配器通常用于变换电能的形式，例如从AC(交流)变换为DC(直流)、从一个电压电平变换为另一个电压电平、或者以某种其他的方式。这样的设备可以在功率电平的从移动设备的毫瓦至高压电力传输系统的数百兆瓦的宽范围内操作。尽管在电力电子变换系统中取得了进步，但是仍需要针对先进的系统结构及其操作方法的技术以实现高效率和改进电力电子设备的尺寸、重量和复杂性及其应用。
发明内容
本发明总体上涉及电力电子变换器。更具体地，本发明涉及谐振变换器和自适应控制电路。实施方式可以利用以下技术，包括：(1)关于谐振电路初级开关的同步开关；(2)关于输出同步整流器驱动电路的同步开关；(3)在“突发模式”下操作谐振变换器以在轻负荷至重负荷条件下保持零电压开关；和/或(4)使可以导致元件损耗增加并且电力变换器效率降低的不必要的能量钳位最小的有源电压钳位。
根据本公开内容的谐振变换器的一个实施方式包括具有电感和电容元件的谐振电路，所述电感和电容元件被配置成在对耦接在谐振电路的至少一部分与谐振变换器的输出之间的同步整流器施加输入电压时产生电谐振。同步整流器包括二极管和电开关。控制电路被配置成操作电开关，使得当二极管的两端基本上无电压并且二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。
根据本公开内容的提供电力变换的方法的一个实施方式，包括提供具有谐振电路的谐振变换器，谐振电路具有电感和电容元件以在对谐振电路施加输入电压时产生电谐振。所述方法还包括使用耦接在谐振电路的至少一部分与谐振变换器的输出之间的同步整流器对谐振变换器的输出电压进行整流。同步整流器包括二极管和电开关。所述方法还包括操作电开关，使得当二极管的两端基本上无电压并且二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。
谐振变换器的另一实施方式包括具有电感和电容元件的谐振电路，以及第一同步整流器和第二同步整流器，所述电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振。第一同步整流器和第二同步整流器的每一个均包括二极管和与二极管并联的电开关。控制电路被配置成操作第一同步整流器和第二同步整流器，使得对于第一同步整流器和第二同步整流器的每一个，当二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。
根据本公开内容的非隔离型谐振变换器的一个实施方式包括具有电感和电容元件的谐振电路，所述电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振。非隔离型谐振变换器还包括耦接至谐振电路的第一电开关，使得第一电开关传导谐振电路的电流；耦接至谐振电路并且被配置成确定第一电开关的两端何时基本上无电压的电压监测电路；以及被配置成接收来自电压监测电路的输入并且操作第一电开关的控制电路。控制电路被配置成当检测到第一电开关的两端基本上无电压时接通第一电开关。
根据本公开内容的提供电力变换的方法的一个实施方式，包括提供具有谐振电路的谐振变换器，所述谐振电路具有电感和电容元件以在对谐振电路施加输入电压时产生电谐振。所述方法还包括使用电压监测电路来确定耦接至谐振电路的电开关的两端何时基本上无电压，以及操作电开关，使得当检测到电开关的两端基本上无电压时接通电开关。
根据本公开内容的谐振变换器的一个实施方式包括输入级和输出级，所述输入级被配置成接收输入电压并且包括与变压器的初级绕组串联耦接的第一电开关，所述输出级被配置成提供输出电压并且包括耦接至变压器的次级绕组的电容元件，使得当施加输入电压时可以发生电谐振。所述谐振变换器还包括电压监测电路和控制电路，所述电压监测电路耦接至第一电开关并且被配置成确定第一电开关的两端何时基本上无电压，所述控制电路被配置成接收来自电压监测电路的输入，并且操作第一电开关。控制电路被配置成当检测到第一电开关的两端基本上无电压时接通第一电开关。
与常规技术相比，通过本发明实现了许多益处。本文所提供的方法使得AC-DC变换器在保持期望的从低负荷至高负荷的输出功率电平的同时能够高效地操作。通过获得高效率，电力系统的热需求减小并且功率密度显著增大。此外，所公开的技术可以协助维护开关元件在高压和/或高频下操作时的完整性。所公开的技术可以应用于隔离型和非隔离型谐振变换器二者。结合以下文本和附图来更详细地描述本发明的这些和其他的实施方式及其许多优点和特征。
附图说明
图1是例示根据一个实施方式的非隔离型谐振变换器的示意图；
图2是针对图1的非隔离型谐振变换器的VS、IS1和驱动1的波形图；
图3A和图3B是例示可以用于通知控制电路的反馈类型的示意图；
图4和图5示出了根据一个实施方式的例示突发模式的VS和驱动1的波形；
图5是例示根据另一实施方式的可调输出式电适配器的功能的流程图；
图6示出了例示驱动1如何减小TON以减小输出功率并且这如何能够导致用以驱动VS回到零的电流不充足的波形；
图7是例示根据一个实施方式的隔离型谐振变换器的示意图；
图8是根据一个实施方式的能够提供漏电感的变压器的简化示例；
图9至图12是例示隔离型谐振变换器的输出级的不同实施方式的示意图；
图13至图15是例示用于驱动同步整流器例如在前述的图中所示的那些同步整流器的电路的不同实施方式的示意图；以及
图16和图17是例示设置电力变换的方法的实施方式的流程图。
图18是示出根据一个实施方式的用于提供S1控制的示例性控制器电路的示意图。
图19至图21是示出有源钳位电路的实施方式的示意图。
图22是示出在另一实施方式中使用有源钳位的示意图。
在附图中，相似的组件和/或特征可以具有相同的附图标记。此外，可以通过在附图标记后加破折号和区分相似组件的第二标记来区分相同类型的不同组件。如果在说明书中仅使用第一附图标记，则描述适用于具有相同的第一附图标记的相似组件中的任一个而与第二附图标记无关。
具体实施方式
本发明总体上涉及电力电子变换器。更具体地，本发明涉及自适应谐振变换器和相关的控制电路。所公开的实施方式具有适应内部和外部变化、在不同的线路、负荷、环境和组件参数下操作以及从无负荷至重负荷的范围均保持非常高的效率的能力。可以在例如AC-DC电源变换器中利用这样的电力变换器以向诸如膝上型计算机、USB供电设备等具有非常高的功率密度的各种电子设备中的任意电子设备供电。本文详细描述的技术可以应用于隔离型和非隔离型谐振变换器二者。
此外，在所公开的实施方式中应用了如下四种方法和技术。1)对谐振电路初级开关使用同步开关技术。通过利用零电压开关，本发明的实施方式可以提供大大减小的开关损耗。2)对输出同步整流器驱动电路也使用同步开关技术。控制电路可以监测初级和/或次级电路中的某些开关两端的电压和/或电流以启用这样的高效开关。3)实施方式可以包括在“突发(burst)模式”下操作谐振变换器以在轻负荷至重负荷条件下保持零电压开关。自动地调节该功能以补偿线路和负荷的变化以及环境和/或组件参数的变化。此外，“突发模式”功能可以是用户可编程的以适应应用并保持超高效率。4)使用有源电压钳位电路来使导致组件损耗增加并且导致电力变换器效率降低的不必要的能量钳位最小。尤其是针对这样的情况：专门设计谐振变换器中的隔离变压器具有高漏电感以用于集成和减小组件数量。初级谐振电感(Lp)与变压器漏电感(Llk)之间的关系是：
Lp＝(Llk.Np2)/Ns2 (1)
对于1:1的变压器比例，Lp＝Llk。针对从初级电路至次级电路的最大的电力传输选择漏电感。
可以应用先进的高密度电力电子封装以显著减小尤其是在高频谐振变换器中的功率级的回路电感和开关损耗。功率开关互连技术可以在感测、热管理和EMI抑制方面具有益处。可以用组装结构来代替通过集成工艺流程制造的集成结构。
此外，所公开的部分或全部技术可以应用于功率因数校正(PFC)或者为谐振变换器供电的有源整流电路。
下面是以上提到的电路和技术的描述。
同步开关
控制电路可以监测在电路开关两端的电压和/或电流以启用同步零电压开关。存在许多不同的感测电压或电流的方式。实施方式不特定于实现电压或电流感测的特定方法。例如，可以用霍尔效应传感器、具有用于隔离的有源电路或不具有用于隔离的有源电路的精密电阻器、或电流变压器来测量电流。为了开关的目的，仅仅感测初级电流可能不是输出谐振电流的很好的表示。在初级电流与次级电流之间存在明显的相移，次级电流可以随负荷、温度和组件参数的改变而变化。在某些情况下，可以利用一个电流传感器来监测隔离型和非隔离型谐振电路中的谐振电流并且预测流过两个或更多个开关的电流。控制可以使用期望的电压和电流反馈来确定特定开关的最佳接通时间。
图1是例示根据一个实施方式的非隔离型谐振变换器100的示意图。图1中和本文其他地方所示的实施方式作为非限制性的示例而被提供。本领域普通技术人员将认识到对本文所提供的组件的许多变型、修改和替选。
在图1中，非隔离型谐振变换器100被配置成输入可以是AC(交流)、DC(直流)或整流AC电压源的输入电压VIN，并且提供可以大于输入电压VIN的输出电压VO。非隔离型谐振变换器100的操作由驱动1的操作部分地确定，驱动1驱动电子开关S1，调制开关S1以满足电力需求，从而使非隔离型谐振变换器100自适应。电感元件LB和LR以及电容元件CP和CR启动非隔离型谐振变换器100中的电谐振。CP是在节点V处的集总电路电容，其可以包括半导体开关S1的寄生电容和在节点V处的任何其他电连接的杂散电容例如与LB、LR相关联的电容，以及LR、CR网络的电路荷载。由开关SR和二极管DB提供输出处的同步整流，并且在负载电容RL的两端提供输出功率。在下文中提供关于同步整流和驱动2的另外的细节。
为了使非隔离型谐振变换器100能够在高功率应用中在高开关频率下操作，可以利用专用组件。例如，在某些实施方式中，在开关中利用的晶体管和二极管可以是基于宽带隙材料例如GaN或碳化硅(SiC)的器件。与使用传统的基于硅的器件的解决方案相比，这可以使非隔离型谐振变换器100能够在更高的压力、更高的温度和更高的频率下操作。
当使用隔离变压器时，可以使用特制的磁性材料和几何结构来改进谐振电路的高频操作。当利用非隔离型和隔离型拓扑时，先进的材料也可以用于其他的磁性组件。
在非隔离型谐振变换器100中利用的各种组件的值可以取决于期望的功能、制造问题和/或其他因素而变化。
图2是针对图1的非隔离型谐振变换器100的VS、IS1和驱动1的波形图，提供图2以帮助说明非隔离型谐振变换器100的操作。驱动1的波形示出了驱动1如何能够操作开关S1以经历数个具有开关周期的接通/关断循环，所述开关周期包括接通开关的时间TON和关断开关的时间TOFF。
如图所示，当开关S1接通时，在节点VS处的电压减小并且电流IS1开始逐渐增大，在驱动1关断开关S1时达到峰值电流IP。当开关S1关断时，发生LB、CP以及LR和CR阻抗的等效阻抗之间的谐振。在某些实施方式中，在能够实现高达三倍的输入电压VIN的电压的情况下，电流流入CR。然而，由于电流IS1的反向，VS然后减小为低于VIN的电压。谐振的频率将根据以下等式：
F r : = 1 2 · π · L · C - - - ( 2 )
其中L和C是节点Vs处的戴维南(Thevenin)等效电感和电容。
非隔离型谐振变换器100的一个有益特征是由S1的开关和LB、LR与CP之间产生的谐振所产生的电压波形允许S1的零电压开关。也就是说，在S1两端的电压为零伏或接近零伏时开关S1，大大地减小了电容CP中的开关损耗。当IS1的大小足够大时，S1两端的电压恢复为零伏，并且通过寄生的或有意包含的S1并联二极管的动作或者随后在最佳时刻T1处的S1的接通将电压保持在零伏处。
为了在T1处最佳地接通S1，可以直接地或者经由相似的表示电压的波形(例如，变压器绕组)来监测电压VS。例如，可以利用零电压检测电路使得当VS接近零伏或者为零伏时，启动S1的下一个TON转变。
针对每个开关周期，根据以下公式，来自S1节点的零电压开关的增大的效率来源于电容CP中能量的最小化，否则电容CP中的能量将在S1中被耗散：
E n e r g y C p : = 1 2 · C p · Vs 2 - - - ( 3 )
通过在电压为零伏或接近零伏时快速地接通S1也减小和/或消除S1的(寄生的或有意的)并联二极管中的传导。
零电压检测电路和在T1处的S1的最佳接通在以下情况下也是有益的：谐振网络(电感、电容或电阻)的动态或初始值的变化将改变谐振波形的形状并且还改变最佳的接通启动时刻T1。然而，零电压检测电路可以在每个开关周期适应开关波形以帮助确保T1为最优的，从而极大地独立于其他的电路变化。
因此，主要通过控制S1的接通和关断时刻同时保持谐振操作以获得零电压开关来控制非隔离型谐振变换器100和相似谐振变换器的从输入至输出(VIN至VO)的高效电力传输。图3A和图3B是在谐振变换器的各种实施方式中，反馈如何能够被用于控制电路中以驱动S1的简化示意图。
图3A例示了为功率级周围的系统中的反馈提供电压反馈。另一方面，图3B例示了为功率级周围的系统中的反馈提供电流反馈。然而，可以注意到，其他的构造可以利用二者的组合。例如，为了控制向输出递送电能，实施方式可以利用功率反馈(其中，PO＝VO*IO)。如图所示，在控制器方案的隔离形式中，可以利用信号隔离电路(例如，光耦合器或信号变压器)来电隔离(输入至输出)某些实施方式中的反馈信号。
在保持零电压开关的同时，实施方式可以潜在地利用各种不同的用于调制S1的方法来实现输出调节。三种这样的方法包括频率调制、接通时间(TON)调制和脉冲密度调制或者“突发模式”。该技术包括受控型突发模式以在不同的内部和外部条件下保持零电压开关。下面描述该特征的细节。
同步开关输出级
此外，可以对谐振电力变换器的输出级利用同步开关以进一步减小损耗并增大效率。同步整流可以对拓扑例如反激式拓扑提供益处。示例性的益处包括：1)磁化电流可以是负电流，因此避免了不连续的传导模式并且即使在无负荷的条件下也调节输出电压；2)可以实现零电压开关；以及3)显著减小了整流器的尤其是在低电压电平下的导通损耗。
下面是具有隔离型和非隔离型构造的示例。
如图1中所示，非隔离型谐振变换器100是其中未设置隔离的变换器的简单实施方式。然而，如图7及其之后的图中所示，可以对图1的简单设计做出许多变型，包括使用提供隔离的电路。
图7是例示根据一个实施方式的隔离型谐振变换器700的示意图。在该实施方式中，变压器T1提供隔离，并且还可以取决于期望的功能而另外地提供电压变化。具有虚线的双头箭头指示替选的构造。因此，如以下更详细地描述的，可以取决于例如隔离型谐振变换器700要被操作的期望的阶段而以任一方式耦接变压器T1的次级绕组。在某些实施方式中，可以由变压器T1的磁化电感LMAG补充和/或完全替代图1的电感器LB。此外，如图所示，谐振电感器LR可以放置在输入侧(LRB)上或者输出侧(LRA)上。可替选地，某些实施方式可以包括二者。
电感元件的值可以取决于变换器的输入和/或输出规格而变化。例如，如果输出电压远低于输入电压，则谐振电感的值可以减小变压器匝数比的平方以实现电感LRA的值远低于LRB。这可以促进例如更低损耗的空芯电感器代替具有磁芯的电感器在位置LRB中的使用，具有磁芯的电感器将在电感中引入更多的损耗。
通过在初级绕组与次级绕组之间加入漏电感，输入侧(LRB)或输出侧(LRA)中的任一个或两个上的电感也可以被包含在电路中。通过增大初级绕组与次级绕组之间的物理分离来增大漏电感。
图8是根据一个实施方式的能够提供这样的漏电感的变压器800的简化示例。根据该实施方式，代替在同一芯柱上(例如，在彼此的顶部上)缠绕初级绕组和次级绕组，初级绕组和次级绕组可以并肩缠绕或者缠绕在彼此分离的芯柱上，以故意引入期望量的漏电感。此处，磁芯810在一侧上缠绕有初级绕组810，并且在另一侧上缠绕有次级绕组830，磁芯810在绕组之间传导磁通840。
当对图8(以及设置隔离的其他实施方式)的拓扑应用该方法时，该方法可以具有两个显著的益处。首先，分量LRA和/或LRB可以作为物理分量而被消除。其次，可以更容易地在初级绕组820与次级绕组830之间实现电隔离。这是绕组线缠绕或嵌入在多层印刷电路板中的情况。此外，因为绕组未堆叠在彼此的顶部上，因此绕组层的数量减小了一半。在使用印刷电路板(PCB)构建绕组的实施方式中，这可以大大降低多层PCB的成本。在不使用PCB的实施方式中，仍可以降低制造成本，因为绕组相对容易缠绕并且变压器不需要隔离带。
进一步参考图7的隔离型谐振变换器700，晶体管800的次级绕组830的极性可以是能够确定S1的阶段的任一方向，通过LR(LRA和/或LRB)和CR在S1上发生电力传输。
可以使用特制的磁性材料和几何结构来改进隔离型谐振电路的高频操作。先进的材料也可以用于电路中的其他磁性组件。
在图7的隔离型谐振变换器700中，可以将输出二极管DO移动至零电压参考(即，输出GND)而不是输出正电压轨。这意味着除了二极管整流器DO之外或者代替二极管整流器DO，其可以更容易地包含半导体开关整流器，因为针对驱动信号驱动2的参考可以是零伏。
图9例示了隔离型谐振变换器的输出级900的一个实施方式。该输出级可以例如是对图7的隔离型谐振变换器700的输出级的变型。此处，如图7中所示，变压器T1的次级绕组可以取决于所期望的功能而沿任一方位耦接。在该输出级中，900DO位于与非隔离型谐振变换器类似的构造中的高侧(正电压轨)处。如前所述，该构造是可能的，但是为半导体开关提供驱动波形可能会更加困难。
取代二极管的位置或与二极管的位置并联的半导体开关(如图所示)被称为同步整流器，其可以减小开关的导通损耗。这样的同步整流器可以被包括在期望较低电阻的许多应用中。在下文中提供关于驱动2的另外的细节。
注意到，电容器CR在图7和图9中的位置可以另外地或者可替选地在二极管DO位置的两端。因为CR通常远小于输出电容，因此当CR与更大的输出电容串联时，CR形成电等效电路。因此，在前述实施方式中所讨论的谐振电路也包括二极管DO的寄生电容。
图10例示了隔离型谐振变换器的输出级1000的另一实施方式。此外，变压器T1的次级绕组可以取决于所期望的功能而沿任一方位耦接。然而，该输出级1000包括以下变型：LR(如前所述，其也可以是漏电感)和CR串联而不是与变压器的次级并联。
拓扑输出级1000可以是有益的，因为整流器DO1和DO2(和/或其半导体开关等同物)上的电压被限制约为输出电压加开关在导通时的电压降。实际上，例如，VS1可以比前述实施方式中的VS低3至4倍。这可以是有益的，因为可以使用较低额定电压的二极管和半导体开关。这些组件通常具有较低的电阻和较低的导通电压降，从而减小了热量并且增大了效率。在某些应用例如高输出电流应用中，这些益处可以证明增加输出级1000的复杂性是有效的。
图11和图12分别示出了输出级1100和1200的另外的实施方式。构造例示了图10的输出级1000的电等效变型。图10示出了可以如何将SR1串联耦接在谐振电路与谐振变换器的输出的正电压轨之间，而图11示出了可以如何将SR1串联耦接在谐振电路与谐振变换器的输出的负电压轨之间。图12示出了可以如何将输出电容器CO分成两个电容器，并且可以如何将变压器T1的次级绕组耦接入两个新的电容器CO1、CO2之间。
针对同步整流器的控制
可以对输出同步整流器驱动电路使用同步开关。通过利用零电压开关，本发明的实施方式可以大大降低开关损耗。控制电路可以监测在初级和/或次级电路中的某些开关两端的电压和/或电流以实现这样的高效开关。
对于图1、图7和图9中所示的输出级电路，输出级谐振电路是并联的，并且在电流波形与电压波形之间存在相位差。在S1波形与变压器波形以及输出整流器(DO)的位置之间也存在相位差。因此，S1控制器不能确定何时接通和关断同步整流器(SR)。
假设在SR的位置处存在寄生或预期二极管，则当二极管电压为最小(导通)并且二极管中的电流为正(阳极至阴极)时，出现接通开关SR的理想条件。电压信息本身可能不足以操作SR，因为一旦SR接通并且电压为最小，则将难以确定何时从低的DO/SR电压关断SR。
图13是例示针对该问题的块级解决方案的示意图。此处，电流变压器、AND(与)门、反相放大器和驱动器帮助确保在电压最小(例如，为零或接近零)并且DO/SR中的电流为正(阳极至阴极的方向)时接通SR。当电流约为零时再次关断SR。此处，电流变压器的初级绕组耦接至谐振电路的至少一部分的电流(例如，IR、IDB、或IDO)，反相放大器耦接至二极管DO的节点，并且AND门被配置成使用电流变压器(例如，从次级绕组)的输出和反相放大器的输出来执行布尔AND运算。该电路可以用于为图1、图7和图9中的驱动2提供信号。
针对图10至图12中所示的电路，因为电容器CR与DO元件串联，所以可以仅需要知道整流器中的电流何时为正(阳极至阴极)。据此，图14中的电路示出了用于确定针对SR1和SR2(各自)的控制驱动的解决方案。
可替选地，可以用单个电流变压器来双向地感测CR中的电流，因为位置SR1和SR2用两个反相次级绕组以相反的相位导通。在图15中提供了这样的电路的示例。此处，使用电流变压器的第一和第二次级绕组来检测次级谐振电路中的电流，电流变压器经由驱动器来驱动开关SR1和SR2。当电流为正时，接通一个整流器；并且当电流为负时，接通另一个整流器。可替选地，可以利用具有正电流和负电流检测的单个电流变压器次级绕组(未示出)。
图16是例示根据一个实施方式的提供电力变换的方法的流程图。可以通过硬件和/或软件来提供全部或部分功能，所述硬件和/或软件包括关于图1、图7以及图9至图12所描述的电路和其他组件。
在块1610处，设置具有谐振电路的谐振变换器，谐振电路具有电感和电容元件以在对谐振电路施加输入电压时产生电谐振。可以取决于开关频率、期望的功能和/或其他因素来改变电感和电容元件的值。
在块1620处，使用电压监测电路来确定耦接至谐振电路的电开关的两端何时基本上无电压。如图1至图6中所示，可以基于所述开关两端的电压来控制开关(例如，图1的开关S1)。当电压为零或接近零时，开关效率是最佳的。因此，在块1630处，操作电开关，使得当在电开关的两端检测到基本上无电压时接通电开关。
可选地，在块1640处，在以下模式下操作电开关：开关在被关断之前的时间段内经历多个接通-关断周期。“突发模式”可以使谐振变换器在启用零电压开关的同时能够保持输出功率。
图17是例示根据另一实施方式的提供电力变换的方法的流程图。与图16类似，可以通过硬件和/或软件来提供图17中所示的全部或部分功能，所述硬件和/或软件包括关于图1、图7以及图9至图12所描述的电路和其他组件。
在块1710处，设置具有谐振电路的谐振变换器，所述谐振电路具有电感和电容元件以在对谐振电路施加输入电压时产生电谐振。此外，可以取决于开关频率、期望的功能和/或其他因素来改变电感和电容元件的值。
在块1720处，使用包括二极管和电开关的同步整流器来对谐振变换器的输出电压进行整流。在前面所讨论的实施方式中，例如通过开关SR提供了这样的整流。如上所述，不仅可以基于电压也可以基于电流来对同步整流器的开关效率进行定时。因此，在块1730处，操作电开关，使得当在二极管的两端基本上无电压并且二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。
应该理解，在图16和图17中所示的具体块例示了根据两个具体实施方式的提供电力变换的方法。其他的实施方式可以包括替选的和/或另外的功能。实施方式还可以包括在图16和图17中未示出的功能。此外，可以取决于特定的应用来增加、去除和/或重新排列步骤。本领域普通技术人员将认识到许多变型、修改和替选。
要理解的是，描述“零电压”开关的示例和实施方式可以不在精确的零电压处操作开关。在电路中所使用的组件和材料的不同公差可以使例如零电压检测器改变其对零伏的检测。然而，这样的检测器可以检测基本上为零的电压(即，基本上无电压)，其中，出于其被使用的目的，在公差范围内，任何存在的电压均被认为是零伏。
还要理解的是，本文所描述的示例和实施方式仅仅是出于说明的目的，并且对其的各种修改或改变将被建议给本领域技术人员并且被包括在本申请的精神和范围内以及所附权利要求的范围内。
受控型突发模式
实施方式可以潜在地利用各种不同的用于调制S1的方法以在保持零电压开关的同时实现输出调节，所述方法包括受控型“突发模式”。下面描述这样的调制技术的概述。
频率调制。对于频率调制，频率越高，则IP的值越低，这意味着开关频率可以用于调节输出功率。然而，频率调节通常排斥使用与频率调制相冲突的零电压检测器(零电压检测方法)，因为其可以改变TOFF时间(占空比)并且从而改变开关周期(并且因此改变频率)。
最大TON调制。根据最大TON调制，可以调制S1使得TON具有与1/VIN成比例的最大的接通时间。也就是说，输入电压VIN越高，则TON的长度越短。这帮助确保了伴随VIN的任何变化，电路中的最大电力传输是相对恒定的，因为IP与TON密切相关。虽然这可能是针对最大电力传输(最大输出负荷)的情形，但是TON调制对于将输出(电压、电流或功率)调节为较低的/轻的输出负荷也可能是必要的。在下文中提供关于最优的TON调制的另外的细节。
受控型突发模式。TON的最大时间可以优选为与1/VIN成比例。此处，然而，以突发间隔而不是连续地驱动开关S1接通和关断。以这种方式，减小了所传输的平均电力。
图4和图5示出了VS和驱动1的波形，其例示了根据一个实施方式的突发模式。图4例示了针对S1的一系列(或“突发”)接通/关断周期的波形。可以通过调节突发频率来保持和/或调节输出功率。图5例示了如何连续地设置突发以保持一定的输出功率的示例。此外，如上所述，可以调节TON以保持一定的输出功率和零电压开关。
如图4所示，在突发模式中的每个接通/关断周期的接通时间TON可以逐渐变长。将这些递增的TON时间段标记为B1、B2、B3和B4。通过在驱动1从B1向B4前进时增加TON的长度，谐振网络能够在无过冲的情况下为每个突发逐渐建立谐振。在不使用这样的渐进式调制的情况下，在B1、B2等之后的VS的初始谐振峰值将会更高并且可能导致过冲，这对开关S1可能是有害的。
要理解的是，出于说明的目的提供了图4和图5的波形。实际上，可以取决于构造、电力需求和/或其他因素来改变所示波形的各种特征，例如在单个突发周期中的开关周期的数量、VS和驱动1的大小、每个接通/关断周期的占空比等。
此外，可以将“突发模式”功能做成用户可编程的以容易地适应特定的应用并且保持超高效率。可以有益的是，当在谐振电路中尚未实现零伏时启动突发模式。特别是针对以下宽范围应用的情况：变换器操作以使在轻负荷下的功率耗散最小，从而实现高效率。在无检测零伏的机械装置的情况下，在轻负荷下，当在非常高的频率下开关时可能损坏开关。
根据一些实施方式，开关S1可以是GaN晶体管，例如MOSFET、MESFET等。与类似的基于硅的开关相比，在这样的实施中，可以在更高的频率下调制开关S1。较高频率的开关使得能够减小磁性组件和电容组件的尺寸，这可以减小电源适配器的整体尺寸和成本。在某些实施方式中，例如，开关频率的数量级可以是兆赫兹，而突发频率可以是几十千赫兹。
TON调制。作为上述突发模式的变型，可以针对较低的输出负荷控制TON以实现所需要的设定点和调节。(也就是说，一些实施方式可以使用TON调制连同其他的调制技术。)虽然在大部分应用的输出功率范围内TON调制可能是成功的，但是在较低的输出负荷下，TON时间会较小。较小的TON时间可能导致较小的电流IP。并且在某些情况下，在谐振网络中可能没有足够的循环能量以使VS恢复为零伏。图6帮助例示了该难题，以及根据一些实施方式的能够实现的解决方案。
图6示出了波形，所述波形例示了驱动1如何通过使用TON调制来减小TON从而减小输出功率，并且这如何可以导致不充足的电流IS1(未示出)以驱动VS回到零。此处，零电压检测电路可以用于识别零电压开关何时未能发生并且帮助电路防止可能由在VS不为零或不接近零时的开关导致的对开关S1的效率损耗和潜在损坏。
在所示的示例中，可以监测零电压检测信号以确定Vs何时未能回到零。例如，如果针对许多开关周期未接收到零伏检测信号，则在一个时间段内禁用驱动1，使得当再次启用驱动1时，电路需要更多的瞬时功率来将平均功率调节至所需的电平。功率需求的增加使驱动1能够具有更长的TON时间，这使得能够针对下一个周期再次进行零电压开关。
换言之，可以在检测到Vs的零电压开关已经失败时循环地启动突发模式。
用于检测零电压的方法使得自适应的控制能够加强突发模式操作并且保持所有负荷尤其是轻负荷下的变换器效率并且防止潜在的开关损坏。
图18示出了根据一个实施方式的用于提供S1控制的示例性控制器电路。在稳定模式下使用555定时器来生成电路谐振频率。RA、RB和C的值确定该频率。将555定时器的输出频率和零伏检测信号馈送至OR门，然后其将触发定时器输出。零伏检测信号对设置将定时器输出设置为高是必要的。将555定时器的输出馈送至驱动器1。此外，感测输出电压并且将其供应至比较器以用于电压调节。因此，在输出电压高于参考值或者其他保护信号被激活为低的情况下，将555定时器复位。
受控型有源钳位
受控型有源钳位技术可以用于将峰值谐振电压保持在预定电平处以促进零伏开关并且防止由于应力电压导致的可能的开关损坏，以及消除导致额外损耗和变换器低效率的不必要钳位。在隔离型变换器中，当变压器的峰值复位电压明显大于输入电压时，在预定峰值电压处激活钳位电路。调制可以减小不同负荷条件下的钳位电路中的额外损耗。峰值电压的调制允许高效的电力传输和可控的输出电压调节。
通常，对开关使用缓冲电路和钳位电路如电阻电容二极管(RCD)电路来限制电压尖峰，从而减小组件应力。这导致额外的电路耗散，并且因此可以实现电力节约。在这样的电路中，当开关关断并且突然中断初级绕组中的电流时，存储在隔离型谐振电路的变压器的漏电感中的能量会引起电压尖峰。减小电压尖峰和钳位中的损耗二者的第一步是设计具有最小漏电感的变压器，其对于谐振变换器可能不是理想的。该电感与开关的寄生电容之间的谐振产生大的电压应力以及损耗，从而减小了变换器的效率。可以增大钳位电阻以进一步减小损耗，但是这样做也增大了电压尖峰的大小。在开关周期的复位部分期间，反射输出电压施加在钳位电阻器的两端，从而导致额外的损耗。使用较高电压的开关为电压尖峰提供了更多的裕量并且允许更大的电阻器。然而，增大的额定电压导致较高的导通电阻，其导致高负荷下的较低效率。当控制器正在突发模式下操作时，钳位电路在接通态之间放电。如果钳位电容器太大，则在关断态期间存储并且耗散额外的能量。在某些情况下，钳位电容器可能不会在下一个接通态开始之前完全放电。
实施方式可以利用有源钳位技术而不是RCD钳位电路。例如，非耗散型LC加钳位开关电路可以促使变压器漏电感能量对输入进行振荡作为无功功率和/或将能量作为有功功率传输给负载。在任一情况下，能量在电阻器中不耗散并且损耗减小。有源钳位电路的益处包括能够在宽的线路和负荷变化下传输能量。该技术适用于包括功率因数校正(PFC)电路的谐振电路。用由开关和电容器组成的有源钳位电路来实现变压器复位，所述电容器与变压器漏电感一起工作。有源钳位电路充当可控电流源，以根据负荷变化来调节功率。
该布置提供了许多益处。例如，占空比可以高于50％，从而导致较高的匝数比、较低的初级电流和次级电压、以及较小的输出电感器。此外，初级开关上的电压应力在全输入电压范围内保持相对恒定，从而导致较好的整体效率。此外，用该方法，零伏开关是可能的，所述方法可以通过增大开关频率导致进一步减小尺寸。
图19至图21是示例性有源钳位电路的示意图，可以在针对隔离型变换器的实施方式中利用该有源钳位电路。可以取决于所期望的功能来改变所涉及的各种组件、结构的变化、和其他变型的值，并且其将被本领域普通技术人员所理解。如图所示，图19和图20的电路利用比较器和驱动器来确定有源钳位电路何时接通，如上所述，其可以取决于应用和期望的功能而在各种期望的电压的任一电压下发生(例如，500V、800V等)。另一方面，图20的电路例示了可以如何通过变压器的在节点2与节点3之间的绕组向钳位开关馈送。因此，可以通过节点2与节点3之间的绕组的数量来确定钳位开关的接通电压。因此，图21中的电路例示了可以如何用无源组件进行有源钳位。
图22例示了应用于与图1的非隔离型电路类似的PFC电路的技术。在低功率、低电流的应用中，使用小磁化电感来实现零伏开关可能更合适。当变压器复位时，在漏电感与钳位电容之间发生谐振。连同开关频率一起设计磁化电感以在高输入电压下提供零伏开关并且保持变压器的尺寸和损耗较小。
当变压器的峰值复位电压明显大于输入电压时，可以在预定峰值电压处激活钳位电路。调制可以减小不同负荷条件下钳位电路中的额外损耗。峰值电压的调制使得能够进行高效的电力传输和可控的输入电压调节。具有控制峰值电压电平钳位的能力还使得能够进行S1以及钳位开关的零伏开关。钳位电路和突发模式控制促进不同负荷条件下尤其是轻负荷下的零伏开关。
可以使用与在图19至图21中所示的方法类似的技术来感测S1两端的电压。也可以应用其他的方法来感测电压。通过钳位电路中的比较器将所感测的信号与参考电压进行比较。在预定的关断态电压(即，阈值电压)处，接通钳位开关，并且将额外的谐振能量送回至VBUS。电路的自适应特性使得补偿负荷和环境变化以实现较高的效率成为可能。
已经描述了本发明的不同实施方式，要理解的是，本文所描述的示例和实施方式仅仅出于说明的目的并且对其的各种修改或改变将被建议给本领域技术人员并且被包括在本申请的精神和范围内以及所附权利要求的范围内。

Claims (45)

1.一种谐振变换器，包括：
具有电感和电容元件的谐振电路，所述电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振；
耦接在所述谐振电路的至少一部分与所述谐振变换器的输出之间的同步整流器，所述同步整流器包括：
二极管，和
电开关；以及
控制电路，所述控制电路被配置成操作所述电开关，使得当所述二极管的两端基本上无电压并且在所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述电开关。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中，所述电开关包括GaN晶体管。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中，所述控制电路还包括：
耦接至所述谐振电路的至少一部分的电流的电流变压器；
耦接至所述二极管的反相放大器；以及
被配置成使用所述电流变压器的输出和所述反相放大器的输出来执行布尔与函数的与门。
4.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中，所述谐振变换器是非隔离型谐振变换器。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中：
所述谐振变换器是具有将输入级与输出级耦接的变压器的隔离型谐振变换器；以及
所述输出级包括所述同步整流器。
6.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中：
所述谐振变换器的输出具有正轨和负轨；以及
所述同步整流器串联耦接在所述谐振电路与所述谐振变换器的输出的所述正轨之间。
7.根据权利要求1所述的谐振变换器，其中：
所述谐振变换器的输出具有正轨和负轨；以及
所述同步整流器串联耦接在所述谐振电路与所述谐振变换器的输出的所述负轨之间。
8.一种提供电力变换的方法，所述方法包括：
提供具有谐振电路的谐振变换器，所述谐振电路具有电感和电容元件以在对所述谐振电路施加输入电压时产生电谐振；
使用耦接在所述谐振电路的至少一部分与所述谐振变换器的输出之间的同步整流器对所述谐振变换器的输出电压进行整流，所述同步整流器包括：
二极管，和
电开关；以及
操作所述电开关，使得当在所述二极管的两端基本上无电压并且所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述电开关。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述电开关包括GaN晶体管。
10.根据权利要求8所述的方法，其中，操作所述电开关包括使用控制电路，所述控制电路被配置成：
使用电流变压器监测所述谐振电路的至少一部分的电流；
将所述二极管的节点处的电压反相；以及
使用所述电流变压器的输出和经反相的电压，利用与门执行布尔与函数。
11.根据权利要求8所述的方法，还包括：在所述谐振变换器中的输入电压与输出电压之间提供隔离。
12.一种谐振变换器，包括：
具有电感和电容元件的谐振电路，所述电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振；
第一同步整流器和第二同步整流器，其中，所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的每一个均包括：
二极管；和
与所述二极管并联的电开关；以及
控制电路，所述控制电路被配置成操作所述第一同步整流器和所述第二同步整流器，使得对于所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的每一个，当所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通电开关。
13.根据权利要求12所述的谐振变换器，其中，所述第一同步整流器和所述第二同步整流器中的任一个或二者的电开关包括GaN晶体管。
14.根据权利要求12所述的谐振变换器，其中，所述控制电路还包括电流变压器，所述电流变压器具有：
被配置成传导所述谐振电路的至少一部分的电流的初级绕组；
被配置成驱动所述第一同步整流器的电开关的第一次级绕组；以及
具有与所述第一次级绕组相反的极性的第二次级绕组，所述第二次级绕组被配置成驱动所述第二同步整流器的电开关。
15.根据权利要求14所述的谐振变换器，其中：
所述第一次级绕组被配置成经由第一驱动器来驱动所述第一同步整流器的电开关；以及
所述第二次级绕组被配置成经由第二驱动器来驱动所述第二同步整流器的电开关。
16.根据权利要求14所述的谐振变换器，其中，所述第二次级绕组还耦接至所述谐振变换器的输出。
17.根据权利要求12所述的谐振变换器，其中：
所述谐振变换器的输出具有正轨和负轨；以及
所述第一同步整流器串联耦接在所述谐振电路与所述谐振变换器的输出的所述负轨之间。
18.根据权利要求12所述的谐振变换器，其中：
所述谐振变换器的输出具有正轨和负轨；以及
所述第一同步整流器串联耦接在所述谐振电路与所述谐振变换器的输出的所述正轨之间。
19.一种非隔离型谐振变换器，包括：
具有电感和电容元件的谐振电路，所述电感和电容元件被配置成当施加输入电压时产生电谐振；
耦接至所述谐振电路的第一电开关，使得所述第一电开关传导所述谐振电路的电流；
耦接至所述谐振电路并且被配置成确定所述第一电开关的两端何时基本上无电压的电压监测电路；以及
控制电路，所述控制电路被配置成：
接收来自所述电压监测电路的输入，以及
操作所述第一电开关；
其中，所述控制电路被配置成当检测到所述第一电开关的两端基本上无电压时接通所述第一电开关。
20.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述第一电开关包括GaN晶体管。
21.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成在以下模式下操作所述第一电开关：所述第一电开关在被关断之前的时间段内经历多个接通/关断周期。
22.根据权利要求21所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成操作所述第一电开关，使得对于所述多个接通/关断周期的每个接通/关断周期，接通所述第一电开关的时间随着每个连续的接通/关断周期逐渐变长。
23.根据权利要求21所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成周期性地操作所述模式以保持一定的输出功率。
24.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路包括调制电路。
25.根据权利要求24所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述调制电路是可编程的。
26.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成接收来自所述非隔离型谐振变换器的输出的电压反馈。
27.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成接收来自所述非隔离型谐振变换器的输出的电流反馈。
28.根据权利要求19所述的非隔离型谐振变换器，还包括：在所述谐振电路与所述非隔离型谐振变换器的输出之间的同步整流器，其中，所述同步整流器包括：
二极管；
与所述二极管并联的第二电开关；以及
开关电路，所述开关电路被配置成操作所述第二电开关，使得当检测到所述二极管的两端基本上无电压并且所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述第二电开关。
29.根据权利要求28所述的非隔离型谐振变换器，其中，所述开关电路还被配置成操作所述第二电开关，使得当电流基本为零时，关断所述第二电开关。
30.一种提供电力变换的方法，所述方法包括：
提供具有谐振电路的谐振变换器，所述谐振电路具有电感和电容元件以在对所述谐振电路施加输入电压时产生电谐振；
使用电压监测电路来确定耦接至所述谐振电路的电开关的两端何时基本上无电压；以及
操作所述电开关，使得当检测到所述电开关的两端基本上无电压时接通所述电开关。
31.根据权利要求30所述的方法，还包括：在以下模式下操作所述电开关：所述电开关在被关断之前的时间段内经历多个接通/关断周期。
32.根据权利要求31所述的方法，还包括：操作所述电开关，使得对于所述多个接通/关断周期的每个接通/关断周期，接通所述电开关的时间随着每个连续的接通/关断周期逐渐变长。
33.根据权利要求30所述的方法，还包括：操作耦接至所述谐振电路和所述谐振变换器的输出的同步整流器，所述同步整流器具有与二极管并联耦接的第二电开关，其中，操作所述同步整流器包括：操作所述第二电开关，使得当检测到所述二极管的两端基本上无电压并且所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述第二电开关。
34.根据权利要求33所述的方法，还包括：操作所述第二电开关，使得当检测到所述电流为零时关断所述第二电开关。
35.一种谐振变换器，包括：
输入级，所述输入级被配置成接收输入电压并且包括与变压器的初级绕组串联耦接的第一电开关；
输出级，所述输出级被配置成提供输出电压并且包括耦接至所述变压器的次级绕组的电容元件，使得当施加所述输入电压时可以发生电谐振；
电压监测电路，所述电压监测电路耦接至所述第一电开关并且被配置成确定所述第一电开关的两端何时基本上无电压；以及
控制电路，所述控制电路被配置成：
接收来自所述电压监测电路的输入，以及
操作所述第一电开关；
其中，所述控制电路被配置成当检测到所述第一电开关的两端基本上无电压时接通所述第一电开关。
36.根据权利要求35所述的谐振变换器，其中，所述输入级或所述输出级中的任一个或二者包括电感元件，所述电感元件被配置成与所述电容元件一起提供所述电谐振。
37.根据权利要求35所述的谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成在以下模式下操作所述第一电开关：所述电开关在被关断之前的时间段内经历多个接通/关断周期。
38.根据权利要求37所述的谐振变换器，其中，所述控制电路还被配置成操作所述第一电开关，使得对于所述多个接通/关断周期的每个接通/关断周期，接通所述第一电开关的时间随着每个连续的接通/关断周期逐渐变长。
39.根据权利要求35所述的谐振变换器，其中，所述输出级还包括耦接至所述谐振变换器的输出的节点的同步整流器，其中，所述同步整流器包括：
二极管；
与所述二极管并联的第二电开关；以及
开关电路，所述开关电路被配置成操作所述第二电开关，使得当所述二极管的两端基本上无电压并且所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述第二电开关。
40.根据权利要求35所述的谐振变换器，其中：
所述输出级还包括第一同步整流器和第二同步整流器，其中，所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的每一个均包括：
二极管；以及
与所述二极管并联的电开关；以及
所述谐振变换器还包括开关电路，所述开关电路被配置成操作所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的每一个的所述电开关，使得对于所述第一同步整流器和所述第二同步整流器的每一个，当所述二极管中的电流为沿从阳极至阴极的方向的正电流时接通所述电开关。
41.根据权利要求35所述的谐振变换器，还包括钳位电路以控制所述第一电开关两端的电压。
42.根据权利要求41所述的谐振变换器，其中，所述钳位电路包括有源钳位电路，其中，当所述第一电开关两端的电压达到阈值电压时接通钳位开关。
43.根据权利要求41所述的谐振变换器，其中，所述钳位电路包括：
钳位电容器；以及
与所述钳位电容器串联耦接的电钳位开关；
被配置成测量所述第一电开关两端的电压的传感器；
与所述传感器的输出耦接并且被配置成比较所述第一电开关两端的电压与参考电压的比较器电路；以及
耦接至所述比较器电路的输出并且被配置成接通所述电钳位开关的驱动器。
44.根据权利要求35所述的谐振变换器，其中，所述控制电路包括调制电路。
45.根据权利要求44所述的谐振变换器，其中，所述调制电路是可编程的。
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