CN103780095A - 针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法和控制器 - Google Patents

针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法和控制器 Download PDF

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Abstract

在各种实施例中提供了用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法和控制器，所述开关模式电源具有转换器、彼此间被电分离的第一侧和第二侧以及开关模式电源控制器。所述方法包括：确定被施加至所述转换器的一侧的第一电压；确定在所述转换器的另一侧处提供的第二电压；确定所述第一电压被提供给所述转换器的线圈的时间；以及通过与所述开关模式电源控制器位于所述转换器的同一侧的电路，利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。

Description

针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法和控制器
技术领域
有各种实施例涉及用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法。此外，有各种实施例涉及用于控制开关模式电源的方法和控制器。
背景技术
在AC/DC型和DC/DC型这两者的开关模式电源（SMPS）中通常使用包括在变换器的输入和输出之间提供电隔离的变压器的反激变换器拓扑。在从1W到100W以及更高的宽输出功率范围内，反激拓扑提供优良的系统成本对装置性能比。然而，当进行向更高功率级别的转换时，所要获得的最大效率的限制相比于其它拓扑和开关模式电源的对应驱动方法变得更加显著。在反激式设备中存在由于其各自的功率损耗而以限制的方式影响该设备的整体效率的多个部分。
基于反激拓扑的SMPS中的电压变换以基本上涉及两个步骤的运转机制为基础。在第一步骤中，设置在包括变压器的初级侧的电路中的功率开关闭合并且在变换器的输入处提供的能量被存储在变压器的磁场中。在第二步骤中，在变压器初级侧的功率开关被断开而在变压器次级侧的功率开关闭合，由此存储在变压器磁场中的能量驱动流过变压器次级侧的退磁电流直到变压器被退磁为止。
在退磁电流流过整流二极管的导通阶段期间，二极管正向压降是造成功率损耗的原因。对于更高的功率并且在具有较小输出电压的设备中退磁电流显著增加，并且因此整流二极管中的对应功率损耗也增加。
可以以多种方式应对二极管中其正向压降固有的功率损耗的问题。一种可能的途径是同步整流方案，根据该方案，在变压器的次级侧，整流二极管在导通状态下的功能被以预定义时间间隔开关并与变换器初级侧的功率开关同步被驱动的功率开关取代。在变压器次级侧的功率开关可以避免整流二极管在导通运转中的正向压降并且避免与之相关的功率损耗。
发明内容
根据各种实施例，提供了一种用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法，所述开关模式电源具有变压器、彼此电分离的第一侧和第二侧、以及开关模式电源控制器，所述方法包括：确定被施加在所述变压器的一侧的第一电压；确定在所述变压器的另一侧提供的第二电压；确定所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及通过与开关模式电源控制器位于所述变压器的同一侧的电路使用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
附图说明
在附图中，贯穿不同的视图相同的附图标记通常指代相同的部分。附图不必是按比例的，相反地重点通常被放在图解本发明的原理上。在下面的说明中，参照下面附图描述本发明的各种实施例，在附图中：
图1A示出常规反激功率变换器的次级侧电路；
图1B示出常规反激功率变换器的另一种次级侧电路；
图2A至2D示出在图1A或图1B所示的常规反激功率变换器的运转期间的各种信号序列；
图3示出常规反激功率变换器电路；
图4示出另一种常规反激功率变换器电路；
图5A至5C示出由图4所示的常规反激功率变换器电路的控制器输出的各种信号序列；
图6示出根据各种实施例的包括用于控制开关模式电源的控制器的开关模式电源电路；
图7A至图7D以电压和电流的形式示出在图6所示的根据各种实施例的开关模式电源电路的运转期间的各种信号序列；以及
图8示出图解控制根据各种实施例的开关模式电源电路的运转的方法的流程图。
具体实施方式
下面的详细说明参照以图解方式示出可以实现本发明的特定细节以及实施例的附图。
在此使用词语“示例”来表示“用作为例子、实例或图解”。在此被描述为“示例”的任何实施例或设计并非必须被解释为比其它实施例或设计优选或有利。
关于形成“在一侧或表面上”的被设置材料所使用的用语“在…上”在此可以用于表示所设置的材料可以被“直接地”形成在所指的侧或表面上，例如与所指的侧或表面直接接触。关于形成“在一侧或表面上”的被设置材料所使用的用语“在…上”在此可以用于表示所设置的材料可以在有一个或多个附加层被布置在所指的侧或表面与所设置的材料之间的情况下被“间接地”形成在所指的侧或表面上。
反激（功率）变换器通常包括在变换器的（一个或多个）输入和（一个或多个）输出之间提供电隔离的变压器。反激变换器电路可以包括两个主侧或电路。在下文中，术语“初级侧”、“初级电路”和“初级电路侧”可以指反激变换器电路的连接到或包括反激变换器的（一个或多个）输入、并且从而与反激变换器电路的连接到或包括反激变换器电路的（一个或多个）输出的侧或部分电分离的侧或部分。类似地，术语“次级侧”、“次级电路”和“次级电路侧”可以指反激变换器电路的连接到或包括反激变换器的（一个或多个）输出、并且从而与反激变换器电路的连接到或包括反激变换器电路的（一个或多个）输入的侧或部分电分离的侧或部分。
通常，如将要在下文中基于已知架构简要概述的那样，可以从变换器的次级侧或从变换器的初级侧直接对变换器次级侧上的功率开关执行控制。
在图1A中示出反激功率变换器的次级侧电路100。反激功率变换器的次级侧电路100包括次级绕组102，次级绕组102磁耦合至初级绕组（图中未示出）并且连同初级绕组一起形成反激功率变换器的变压器。次级绕组102的一端连接至次级侧电路100的可与外部负载连接的输出端104。第一电容106的一侧连接至在输出端104和次级绕组102之间的电路径，第一电容106的另一侧连接至参考电势108，例如地电势。次级绕组102的另一端连接至MOSFET（金属－氧化物－半导体场效应晶体管）晶体管134的漏极并且经由第一二极管110和第一电阻112的串联布置连接至次级侧同步整流控制器140（下文中称为控制器140）的端子DET。MOSFET晶体管134的栅极经由第二电阻116连接至控制器140的端子OP，其中第二二极管与在MOSFET晶体管134的栅极和控制器140的端子OP之间的第二电阻116并联耦接。晶体管134的栅极经由第三电阻118耦接至晶体管134的源极并且经由第四电阻120耦接至控制器140的端子IN-。晶体管134的源极还经由第二二极管136连接至晶体管134的漏极，经由第五电阻126连接至参考电势108，并且经由第五电阻126和第六电阻122连接至控制器140的端子IN+。MOSFET晶体管的源极以及第三电阻118所连接到的节点耦接至集成电路地电势132。第二电容128耦接在控制器140的IN-端子和IN+端子之间。控制器140的端子RT经由第七电阻130耦接至集成电路地电势132，控制器140的端子GND直接耦接至集成电路地电势132。
图1A中示出的反激功率变换器的次级侧电路100包括控制MOSFET晶体管134的开关时间的控制器140。第五电阻126用作电流感测电阻，当反激功率变换器的初级侧（图1A中未示出）的功率开关断开并且MOSFET晶体管134闭合时，控制器140能够经由该电流感测电阻感测流过变压器的次级绕组102的退磁电流。MOSFET晶体管134在反激功率变换器的次级侧上起功率开关的作用并且提供同步整流功能。一旦流过次级绕组102的退磁电流降低到0以下，即当产生过零电流时，则在端子IN+处感测的电压低于在控制器140的端子IN-处感测的电压。检测到这样的事件会触发一个信号，通过该信号将晶体管134关断以防止更多的电流流过次级侧电路100，而更多的电流流过次级侧电路100可能使第一电容106沿反转方向，例如与其固有极性相反的方向放电。第四电阻120和第六电阻122可以用于设置MOSFET晶体管134被关断的电流水平。经由控制器140的端子DET感测设置在反激电源的初级侧电路（图1A中未示出）中的功率开关的状态，端子DET经由第一二极管110和第一电阻112连接至变压器的次级绕组102。一旦初级侧电路上的功率开关被接通，则流过变压器的初级绕组的电流在变压器的次级绕组102中感应出电压从而在控制器140的端子DET处感测到高电压。这样的事件标记新的开关循环的开始。
基于图1B中所示的反激功率变换器的次级侧电路150说明一种略微改变的电流感测方法。次级侧电路150与图1A中所示的次级侧电路100类似。因此将用相同的附图标记标识图1B中具有相同功能和布置的相同的一个或多个元件并且为了简洁将不再描述这样的元件。在图1B的次级侧电路150中，第五电阻126、第六电阻122和第二电容128被从图1A的次级侧电路100中所示的位置移开。替代被耦接在控制器140的端子IN-和端子IN+之间，第二电容128的一侧耦接至次级侧电路150的第一电容106和输出104之间的电路径，其另一侧经由第六电阻122耦接至控制器140的端子IN+、经由第五电阻126耦接至MOSFET晶体管134的源极并且经由第五电阻126和第四电阻120耦接至控制器140的端子IN-。这种改变的配置提供包括第五电阻126和第二电容128的高通滤波器以经由第五电阻126感测流过变压器的次级绕组102的退磁电流。
为了驱动采用MOSFET晶体管134形式的功率开关以提供同步整流，布置在如图1A或图1B中所示的反激功率变换器的次级侧电路上的控制器140需要附加的PWM（Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制）电路，这会增加系统成本。此外，由于经由变压器的次级绕组102感测布置在变换器的初级侧电路（图1A和图1B中未示出）上的初级开关的同步信号，可能出现在错误的时间点开启MOSFET晶体管134的情况。将基于图2A、2B、2C和2D中所示的图说明错误触发信号的起因。所有的图共用指示时间的公共x轴202。y轴204指示在各个图中示出的信号的幅度。在图200中示出用于设置在图1A和图1B的反激功率变换器的初级侧电路中的功率开关的驱动信号206。驱动信号206在其间处于高电平的间隔指示初级侧电路中的功率开关被接通的时间间隔。在图200中给出了初级侧电路中的功率开关在其间保持闭合的两个脉冲208。图220示出在图1A和图1B中示出的反激功率变换器的次级电路侧上的退磁电流222的历程。每当驱动信号206变回成其低值，即每当设置在初级侧电路中的功率开关断开时，通过变压器的次级绕组102的退磁电流222急剧升高并且在此后开始立即线性地降低至其零值。在图220中可以观察到这一事件以具有三角形形状的两个脉冲224的形式发生了两次。在图240中显示了在控制器140的端子DET处感测到的电势242。在驱动信号206处于其高值的时间期间（即在图200中脉冲208的持续时间内），在控制器140的端子DET处感测到正电势脉冲244。在该时间期间没有电流流过次级绕组102。当驱动信号206变回成其低值，即当设置在反激功率变换器的初级侧电路中的功率开关被关断时，流过次级绕组102的退磁电流222使在控制器140的端子DET处感测的电压的极性反转。在控制器140的端子DET处感测到的电压242从高值向低值的转换会在驱动信号262上触发用于MOSFET晶体管134的驱动信号脉冲264，如图260所示。当变压器被退磁时，退磁电流222降低至其零值。然而，由于出现在变压器的绕组上并由此同样在控制器140的端子DET处被检测到的振荡246的原因，可能会触发错误的用于MOSFET晶体管134的驱动信号脉冲266。可以通过在连接控制器140的DET端子与次级绕组102的电路径中提供采用其一侧连接在控制器140的DET端子和第一电阻112之间而其另一侧连接至参考电势的附加滤波器电容的形式的RC滤波器，来防止这种不希望的情形。
在图3中示出反激功率变换器电路300，该电路还包括布置在反激功率变换器电路300的次级侧的同步整流控制器332（在下文中将被称为控制器332）。控制器332通过测量设置在反激功率变换器电路300的初级侧电路中的第一功率开关312的接通时间以及输入电压的幅度，利用线性定时预测方法确定设置在反激功率变换器电路300的次级侧电路中的第二功率开关320的接通时间。用于在控制器332中使用的线性定时预测方法的基本原理是伏秒平衡原则。
图3中所示的反激电源变换器电路300包括连接至变压器306的初级绕组308的一端的输入端302，其中第一电容304耦接在输入302和初级绕组308的所述一端之间的电路径与参考电势—例如地电势—之间。初级绕组308的另一端连接至第一晶体管312的漏极，第一晶体管312的源极耦接至参考电势。第一二极管314在第一晶体管312的源极和漏极之间与第一晶体管312并联地耦接。到目前为止描述的元件形成图3中所示的反激功率变换器电路300的初级侧电路。下面将描述形成反激功率变换器电路300的次级侧电路的元件。
变压器306的初级绕组308磁耦接至变压器306的次级绕组310。次级绕组310的一端耦接至输出端316并且耦接至控制器332的端子VDD。次级绕组310的该同一端还经由第三电阻330和第四电阻328的串联布置耦接至参考电势。第三电阻330和第四电阻328之间的电路径耦接至控制器332的端子RES。次级绕组310的另一端耦接至提供同步整流功能的第二晶体管320的漏极并且经由第一电阻324和第二电阻326的串联布置耦接至参考电势。第一电阻324和第二电阻326之间的电路径耦接至控制器332的LPC端子。第二晶体管320的栅极耦接至控制器332的端子GATE。控制器332的GND端子和AGND端子耦接至参考电势。第二二极管322在第二晶体管320的漏极和源极之间与第二晶体管320并联地耦接。第二电容318的一侧耦接至输出端316，第二电容318的另一侧耦接至参考电势和第二晶体管320的源极。
控制器332使用端子LPC和包括第一电阻324和第二电阻326的电压分压器来感测变压器306的次级绕组310上的电压。端子RES和包括第三电阻330和第四电阻328的电压分压器被用于感测在输出端316处提供的输出电压。使用这些电压和第一晶体管312的导通时间，控制器332能够基于将在随后更详细地说明的伏秒平衡原则确定第二晶体管320的导通时间。
由于图3中所示的反激功率变换器电路300利用伏秒平衡原则以确定第二晶体管322的接通时间，可以避免由于在如图1A和图1B所示的反激功率变换器的情况下所说明的可能出现在变压器绕组上的振荡导致的错误触发的问题。然而，因为需要包括在反激电源电路300的次级侧电路的控制器332中的用于驱动第二晶体管320的附加的PWM电路（除了在初级侧电路中的用于驱动第一晶体管312的PWM电路以外），仍存在系统成本增加的问题。
图4中所示的反激功率变换器电路400包括用于驱动第一功率开关452和第二功率开关460的控制器490，第二功率开关460提供同步整流功能。如图4中所示，与图1A和1B或图3中所示的反激功率变换器的设想相反，控制器490设置在变换器电路400的初级电路侧上。变换器电路400包括连接至第一变压器446的初级绕组448的一端的输入端402。输入端402还经由第一电容404连接至参考电势，例如地电势，并且经由第六电阻406连接至控制器490的端子UVLO，其中控制器490的端子UVLO经由第五电阻408连接至参考电势。输入端402经由包括第四电阻438和第三电容440的串联布置连接至参考电势，其中第四电阻438和第三电容440之间的电路径连接至控制器490的端子VCC。控制器490的端子VCC经由包括第三电阻436和第一二极管434的串联布置连接至辅助绕组432的一端，辅助绕组432的另一端连接至参考电势。辅助绕组432磁耦接至第一变压器446。控制器490的端子FB经由第二电阻428连接至参考电势并且经由第一电阻430连接至辅助绕组432的所述一端。变压器446的初级绕组448的另一端经由包括第十三电阻444和第四电容442的串联布置连接至输入端402并且连接至第一晶体管452的漏极。第一晶体管452的栅极连接至控制器490的端子PG并且第一晶体管452的源极经由第十二电阻454连接至参考电势。第一晶体管452的源极和第十二电阻454之间的电路径耦接至控制器490的端子SENSE+，并且参考电势和第十二电阻454之间的电路径耦接至控制器490的端子SENSE-。控制器490的端子SG经由包括第十五电阻488和第八电容486的串联布置耦接至第二变压器480的初级绕组482的一端。第二变压器480的初级绕组482的另一侧耦接至参考电势。控制器490的端子VC经由包括第七电容426和第十一电阻424的串联布置耦接至参考电势。控制器490的端子CCMP经由第六电容422耦接至参考电势。控制器490的端子SFST经由第五电容420耦接至参考电势。控制器490的端子GND耦接至参考电势。控制器490的端子OSC经由第二电容418耦接至参考电势。控制器490的端子ENDLY经由第十电阻416耦接至参考电势。控制器490的端子RCMP经由第九电阻414耦接至参考电势。端子SYNC耦接至参考电势。端子tON经由第八电阻412耦接至参考电势。端子PGDLY经由第七电阻410耦接至参考电势。到目前为止所描述的元件形成图4中所示的变换器电路400的初级侧电路，或者换言之，到目前为止所描述的元件被放置在变换器电路400的初级侧。图4中所示的变换器电路400中的要在下面描述的其余元件形成次级侧电路。
变换器电路400的次级侧包括第一变压器446的次级绕组450，次级绕组450电耦接至第一变压器446的布置在初级电路侧的第一绕组448。次级绕组450的一端耦接至输出端458并且耦接至第十一电容456的一侧，第十一电容456的另一侧耦接至参考电势。次级绕组450的另一侧耦接至第二二极管462并且耦接至第十四电阻464的一端。第十四电阻464的另一端耦接至第十电容472，而第十电容472又耦接至参考电势，并且第十四电阻464的该另一端经由包括第三晶体管468和第四晶体管470的串联布置耦接至参考电势。第三晶体管468的基极和第四晶体管470的基极经由包括第十六电阻474和第三二极管476的串联布置耦接至参考电势。第三晶体管468和第四晶体管470之间的电路径耦接至第二晶体管460的栅极。第二晶体管的源极耦接至参考电势，第二晶体管的漏极耦接至第一变压器446的次级绕组450的另一端。第十六电阻474和第三二极管476之间的电路径经由第九电容478耦接至第二变压器480的次级绕组484的一端，并且经由第十七电阻480耦接至参考电势。第二变压器480的第二绕组484的另一侧耦接至参考电势。
在控制器490中实现的控制方法仅支持固定频率的CCM（Continuous Current Mode，连续电流模式）。这意味着只能选择和使用初级电路侧上的功率开关，即第一晶体管452，和次级功率开关，即第二晶体管460的导通时间和断开时间之间的固定的关系。这种固定的关系不依赖于连接到变换器电路400的输出端458的负载或施加在变换器电路400的输入端402处的输入电压。利用图4中给出的架构不能实现DCM（Discontinuous Conduction Mode，非连续导通模式）。通常，在CCM中次级侧电路上的变压器的绕组中的退磁电流在开关周期之间不会为零。在DCM中变压器可以被充分退磁并且流过次级侧电路上的变压器的绕组的退磁电流可能在开关周期的一部分期间降至零。
图5A至5C的图中示出由图4中所示的变换器电路400的控制器490输出的各种信号序列。三幅图都共用公共时间轴，即x轴502。每个图中的y轴504指示各个信号的幅度。在图5A的图500中，图形代表布置在初级电路侧上的第一晶体管452的漏极电压506。在图5B的图520中，图形示出在控制器490的端子PG处输出并被提供给第一晶体管452的栅极的第一栅极驱动器信号522。在图5C的图540中，图形示出在控制器490的端子SG处提供的第二栅极驱动器信号542，该第二栅极驱动器信号542经由第二变压器480传递至变换器电路400的次级侧电路并且施加在第二晶体管460的栅极上。
第一栅极驱动器信号522的高值和次级侧栅极驱动器信号542的高值分别对应于第一晶体管452的导通状态和第二晶体管460的导通状态。根据图520和图540可以看出第一晶体管452和第二晶体管以互斥方式接通和关断。在变换器电路400运转期间控制器490经由端子SENSE+和端子SENSE-测量流过第一变换器446的第一绕组448的电流。当控制器490的端子SG处的第二栅极驱动器信号542上升至高值并且经由第二变压器480从变换器电路400的初级侧电路传递至变换器电路400的次级侧电路时，第二晶体管460被接通。在对应于图5C的图540中的第二栅极驱动器信号542的高值的导通状态脉冲544期间提供同步整流的第二晶体管460保持被激励。第一晶体管的漏极电压506取决于是第一晶体管452被激励还是第二晶体管460被激励而为负值或是为正值，如图5A中的图500所示。
根据各种实施例，提供了允许降低由于使用设置在反激功率变换器电路中的变压器的次级侧电路中的整流二极管而导致的功率损耗的方法和装置。在各种实施例中提供了反激变换器电路，其中从变换器的初级侧电路控制同步整流，已经基于图4中所示的变换器电路400对这一设想进行了说明。然而，与变换器电路400相反，包括用于控制根据各种实施例的开关模式电源的控制器的控制器电路还可以在非连续电流模式和准谐振模式下运转。
用于控制开关模式电源的方法和控制器可以利用伏秒平衡原则以确定设置在基于反激变换器拓扑的开关模式电源的次级侧电路中的诸如晶体管的开关的导通时间。因此，通常使用的整流二极管可以被提供同步整流的开关取代。使用用于控制根据各种实施例的开关模式电源的控制器的开关模式电源可具有如下优点：当与图1A、图1B和图3中提出的开关模式电源电路相比较时，仅需要一个PWM电路，该PWM电路可以设置在根据各种实施例的控制器中，其中该控制器可以设置在开关模式电源的初级电路侧。图1A和图1B中提出的反激变换器需要在次级电路侧上有第二PWM控制器，这增加了系统成本。此外，用于控制开关模式电源的控制器和方法提供了增加在准谐振运转模式下的效率的可能性。
图6中示出了根据各种实施例的包括用于控制开关模式电源的控制器的开关模式电源电路。开关模式电源电路600包括第一输入602和第二输入604，可以向第一输入602和第二输入604施加输入电压，例如范围为85V到270V的交流（AC）输入电压。第一输入602可以耦接至第一感应器608的第一侧并且第二输入604可以耦接至第二感应器610的第一侧。第一电容606可以并联地耦接在第一输入602和第二输入604之间。第一感应器608和第二感应器610可以彼此磁性或电感耦合。例如，感应器可以被设置成可由包括诸如铁、锰游合金或钢的具有高磁导率的材料的芯连接或者围绕该芯缠绕的线圈的形式，以在两个线圈之间提供磁耦合。第一感应器608的第二侧可以耦接至全波整流电路616的第一输入612，全波整流电路616可以被配置成借助四个二极管提供整流功能。第二感应器610的第二侧可以耦接至全波整流电路616的第二输入614。全波整流电路616的第一输入618可以耦接至第三感应器630的第一侧并且经由第二电容622耦接至参考电势，例如地电势。第二电容622的与参考电势耦接的一侧还耦接至全波整流电路616的第二输出620。全波整流电路616的第一输出618还可以经由包括第三电容624、第一二极管626、例如MOSFET晶体管的第一开关666和第一电阻668的串联布置耦接至参考电势。第二电阻628可以并联地耦接至第三电容624。第三感应器630的另一侧可以耦接至第一二极管626和第一晶体管666之间的电路径。第三感应器630可以磁耦接至第四感应器634并且磁耦接至第五感应器632，这三个感应器都是第一变压器631的一部分。该磁耦接可以用与上述的第一感应器608和第二感应器610之间的磁耦接相同的方式实现。第四感应器634的一侧可以耦接至参考电势，其另一侧可以经由包括第三电阻642和第二二极管644的串联布置耦接至控制器650的第一端子VCC。第四电容646的一侧可以耦接至第二二极管644和控制器650的第一端子VCC之间的电路径。第五电容648可以与第四电容646并联地耦接至第二二极管644和控制器650的端子VCC之间的电路径。第四感应器634的一侧还可以经由包括第四电阻640和第五电阻636的串联布置耦接至参考电势。第四电阻640和第五电阻636之间的电路径可以经由第六电容638耦接至参考电势并且耦接至控制器650的第二端子ZCD。第一晶体管666的控制端，例如栅极，可以经由第六电阻664耦接至控制器650的第三端子GD。第一晶体管666的一端，例如第一晶体管666的源极，和第一电阻668之间的电路径可以耦接至控制器650的第四端子CS。控制器650还可以包括经由包括第七电阻6104和第七电容6102的串联布置耦接至第六感应器6100的一侧的第五端子SRGD。第六感应器6100的另一侧可以耦接至参考电势。第六感应器6100可以磁耦接至第七感应器698，这两个感应器形成第二变压器699。到目前为止所描述的元件被放置在开关模式电源电路600的初级侧电路601，初级侧电路601与开关模式电源电路600的次级侧电路603电分离。控制器650还包括可以耦接至参考电势的第六端子GND。下面将描述包括在次级侧电路603中的元件。
第七感应器698的一端可以耦接至参考电势，其另一侧可以经由包括第八电容696和第八电阻690的串联布置耦接至第四晶体管684的一端和第三晶体管668的一端，例如第四晶体管684的基极以及例如第三晶体管668的基极。第三二极管694的一端可以连接至第八电容696和第八电阻690之间的电路径，其另一端可以耦接至参考电势。第九电阻692可以与第三二极管694并联地耦接至第八电阻690和第八电容696之间的电路径。第四晶体管684的第二端，例如pnp型BJT（Bipolar Junction Transistor，双极结型晶体管）的集电极，可以经由包括第九电阻682和第四二极管680的串联布置耦接至第五感应器632的一侧。第四晶体管684的第三端，例如pnp型BJT的发射极，可以耦接至第三晶体管686的第二端，例如npn型BJT的发射极。第三晶体管686的第三端，例如npn型BJT的集电极，可以经由第九电容688与第九电阻682和第四晶体管684的第二端之间的电路径耦接。第三晶体管686的第二端还可以耦接至第二开关678的一端，例如MOSFET晶体管的源极，MOSFET晶体管的源极可以耦接至参考电势。第二晶体管678的另一端，例如漏极，可以耦接至第四二极管680和第五感应器632之间的电路径。第二晶体管678的控制端，例如栅极，可以耦接至第四晶体管684的第三端和第三晶体管686的第二端之间的电路径。第五感应器632的另一端耦接至开关模式电源电路600的第一输出672。第十电容670的一侧可以耦接至第一输出672和第五感应器632之间的电路径，其另一端可以耦接至开关模式电源电路600的第二输出端674并且耦接至参考电势。
下面将描述根据各种实施例的控制器650中的功能结构。
控制器650可以包括可连接至第一端子VCC的功率管理电路6120。第二端子ZCD可以连接至过零检测和电压测量电路6122的输入。过零检测和电压测量电路6122的第一输出可以耦接至同步整流预测调节电路6130的第一输入并且过零检测和电压测量电路6122的第二输出可以耦接至反激峰值电流模式控制电路6124的第一输入。反激峰值电流模式控制电路6124的第一输出可以耦接至第三端子GD并且耦接至时间测量电路6126的输入。反激峰值电流模式控制电路6124的第二输出可以耦接至同步整流预测电路6130的第二输入。反激峰值电流模式控制电路6124的第二输入可以耦接至控制器650的第四端子CS。时间测量电路6126的输出可以连接至同步整流预测计算电路6130的第三输入。同步整流预测计算电路6130的输出可以耦接至同步整流驱动器电路6128的输入，同步整流驱动器电路6128的输出可以连接至第五端子SRGD。
下面将说明开关模式电源电路600的功能。可以在电路600的第一输入602和第二输入604之间设置范围在大约85V至大约270V内的AC或DC型输入电压并且该输入电压施加至第三感应器630。通过以适当的方式驱动设置在初级侧电路601中的开关666，例如通过将来自控制器650的第三端子GD的、包括PWM信号的驱动信号施加至该开关的控制端，可以使开关666闭合或断开。由此，电流可以流过第三感应器630的绕组并且能量可以被存储于在第一变压器631内产生的磁场中。也就是说，当开关666闭合（即，使其处于导通状态）时，允许电流流过第三感应器630；当开关666被断开（即，使其处于非导通状态）时，阻止电流流过第三感应器630。流过第三感应器630的电流在第一变压器631中建立磁场。当第一开关666断开并且设置在次级侧电路603中的第二开关678随即闭合时，第一变压器的磁场可以在第五感应器632上感应出电压，并且退磁电流可以流过设置在开关模式电源电路600的次级侧电路603中的第五感应器632而且可以对电路600的用作提供输出电压的输出电容的第十电容670充电。第二开关678的导通和断开时间可以由控制器650控制。可以在控制器650的第五端子SRGD处输出同步整流驱动器信号并且该同步整流驱动器信号可以经由第二变压器699施加至第二开关678的控制端，例如施加至第二晶体管678的栅极。
控制器650用以控制开关模式电源电路600的运转的控制方法依赖于伏秒平衡原则，概括地说，伏秒平衡原则是说在稳态下感应器的电压在开关阶段期间为零。这表示充电电压与其间充电电压被提供给感应器的充电时间的乘积等于放电电压与其间在感应器上感应出放电电压的放电时间的乘积。在基于反激变换器拓扑的开关模式电源电路600中充电电压可以以输入电压Vin的形式施加至第三感应器630。放电电压可以对应于被乘以第一变压器631的感应器之间的绕组数比n的输出电压Vout。控制器650可以控制用于开关模式电源电路600的非连续电流模式和准谐振运转模式的同步整流处理，其中控制器650可以布置在如图6中所示的初级侧电路601上。可以经由辅助检测感应器，例如第四感应器634感测或检测输入电压和输出电压，并且该输入电压和输出电压被提供给控制器650的过零检测电压电路6122。可由第四感应器634实现的辅助感应器可以包括在变压器631中，并且除了磁耦接至第三感应器630（或其绕组）之外，该辅助感应器还可以磁耦接至变压器631的第二侧，例如第五感应器632。可以通过以适当的时间间隔对辅助检测感应器634处的电压进行采样来收集关于输入电压和输出电压的信息。然而，辅助检测感应器634可以由电阻分压器取代并用于收集关于输入电压（以及输出电压）的信息。过零检测和电压测量电路6122可以对电压读数进行估量并可以将关于电路600的输入电压和输出电压的信息提供给同步整流预测计算电路6130。驱动初级侧电路601上的第一开关666的反激峰值电流模式控制模式电路6124的输出连接至时间测量电路6126。时间测量电路6126可以对在控制器650的第三端子GD处提供的驱动信号进行估量并且可以据此确定或计算第一开关666的导通时间tonFB并将这一值提供给同步整流预测计算电路6130。由此向同步整流预测计算电路6130提供了为计算或预测设置在次级侧电路侧603中的第二开关678，例如第二晶体管678的导通时间TonSR所需的全部三个参数，从而可以有效地执行同步整流。
根据各种实施例的开关模式电源电路600还可以倒过来运转，即可以向其第一输出672和其第二输出674施加输入DC电压，并且该输入DC电压可以被转换成可在开关模式电源电路600的第一输入602及其第二输入604处提供的输出DC输出电压。在根据各种实施例的电源电路600被倒过来运转的情况下，其可以用于将较低的输入电压变换成较高的DC输出电压。然后，第一晶体管666和第二晶体管678的作用将被互换。也就是说，第二晶体管678的导通时间764（对应于同步整流时间TonSR）将由控制器650确定或预设，并且控制器650然后可以相应地计算或预测第一晶体管666的导通时间744（TonFB）。如在前面描述的根据各种实施例的开关模式电源电路600的前向运转模式中那样，可以借助第四感应器634获得所需要的关于输入电压Vin和输出电压Vout的信息，可以说第四感应器634经由控制器650的第二端子ZCD连同过零检测和电压测量电路6122一起“监测”在第一变压器631中所包括的任何其它感应器上的电压或流过第一变压器631中所包括的任何其它感应器的电流。
下面将基于图7A至7D中所示的图更详细描述根据各种实施例的控制器650的运转。
在图7A至7D中，在各自的图中示出电压和电流形式的各种信号序列。四幅图都共用指示时间的公共x轴702。在图7A中，图700示出可以在控制器650的第二端子ZCD处检测或感测并且对应于图6中的第四感应器634的电压的检测电压706。因此图700中的y轴704指示检测电压706的幅度。在图7B中，图720示出包括初级侧变压器电流724和次级侧变压器电流722的第一变压器电流726，其中初级侧变压器电流724可以对应于流过布置在开关模式电源电路600的初级侧601上的第三感应器630的电流，次级侧变压器电流722可以对应于流过布置在开关模式电源电路600的次级侧603上的第五感应器632的电流。因此图720中的y轴704指示电流。在图7C的图740中示出由控制器650在其第三端子GD处提供的驱动器信号746，驱动器信号746可以对应于施加至布置在图6中的电路600的初级电路侧601上的第一晶体管666的栅极的栅极驱动器信号。因此图7C中的y轴704指示驱动器信号746的幅度，取决于第一晶体管666是被开启（使其处于导通状态）或是被关闭（使其处于非导通状态），该幅度可呈现低值或高值。在图7D的图760中示出对应于由控制器650在其第五端子SRGD处提供的信号的或者从由控制器650在其第五端子SRGD处提供的信号得出的同步整流驱动器信号760。同步整流驱动器信号760可以施加至布置在如图6中所示的根据各种实施例的电路600的次级电路侧603上的第二开关678的控制端，例如第二晶体管678的栅极。因此图7D中的y轴704指示用于第二开关678的驱动器信号的幅度，该驱动器信号的幅度与7C的图740中所示的驱动器信号746类似取决于第二开关678是闭合（被激励）或是断开（去激励）而呈现低值或是高值。
施加至第一开关666的控制端的驱动器信号746在第一时间t1被切换成高值，激励第一开关666从而提供从变换器电路600的第一输入602经由第三感应器630到参考电势的电路径。在第一时间t1稳定上升的初级侧变压器电流724开始流过包括在第一变压器631中的第三感应器630。应当注意驱动器信号746对第一开关666的作用取决于开关的选择。在这一示例的情形中，在第一开关666可以被配置成增强型MOSFET晶体管的情况下，将高电势施加至第一晶体管666的栅极以使其处于导通状态。然而第一开关666同样也可以被配置成耗尽型MOSFET晶体管从而开启和关闭第一晶体管666所需的电势的类型可以被相应地改变。第一开关666可以保持处于导通状态直到第二时间t2为止。如图7C的图740中所示，具有对应于第一开关666的导通时间的宽度TOnFB的高电势脉冲742从第一时间t1开始施加至第一开关666的栅极直到第二时间t2为止。由于辅助检测感应器，即图6中的第四感应器634磁耦接至第三感应器630，因此在第一开关666保持开启的时间期间在辅助检测感应器634中感应出电压并且在控制器650的第二端子ZCD处感测到该电压。第三感应器630的绕组的绕向与辅助检测感应器634的绕组的绕向相反，因此施加至第三感应器630的正的输入电压在辅助检测感应器634上感应出负电压，该负电压的值对应于与辅助检测感应器634的绕组数NAUX除以第五感应器632的绕组数NSek而得到的结果相乘的输入电压。对于第一开关666在其间保持开启的时间tOnFB，在辅助检测感应器634上的检测电压706保持为恒定的负值并且通过第三感应器630的初级侧变压器电流724持续线性增加。在第一晶体管666的导通时间744期间，可以由过零检测和电压测量电路6122在第一采样时间tS1对输入电压采样。在第一晶体管666的导通时间744期间，在电路600的次级电路侧上的开关678，例如第二晶体管678可以保持关闭并且对应的同步整流驱动器信号768可以保持在其低值，例如保持为零。与以上关于驱动器信号742对第一开关666的作用相同的情形同样适用于第二开关678。在第二时间t2，驱动第一晶体管666的PWM脉冲742可被终止并且驱动器信号742可以变回其低值，例如变回零。时间t1和t2之间的时间跨度，即第一晶体管666的导通时间744（TonFB）可以被时间测量电路6126检测并被提供给同步整流预测计算电路6130。当对第一晶体管666去激励时，流过第三感应器630的电流被中断。然后可以由同步整流驱动器信号768的相对应值，例如其高信号电平来激励第二晶体管678，并且退磁电流可以流过第五感应器632并且可以例如对第十电容670充电。第二开关678可以保持开启直到第三时间t3为止，从而第二时间t2和第三时间t3之间的时间跨度TOnSR对应于第二晶体管678的导通时间764，或者换言之，次级电路侧603上的第二开关678在其间处于导通状态的同步整流时间。在该时间期间，如可在图7B的图720中所见那样，形式为在第五感应器632中感应出的次级侧变压器电流722的退磁电流稳定下降。次级侧变压器电流722在辅助检测感应器634上感应出电压，该电压的值对应于在电路600的第一输出672和第二输出674之间提供的、被乘以辅助检测感应器634的绕组数NAUX与第五感应器632的绕组数NSek之间的比的输出电压。如可在图7A的图700中所见那样，在辅助检测感应器634处采样的检测电压706在第二时间t2和第三时间t3之间的时间跨度上保持在其正值。同步整流预测计算电路6130可以根据已在前面描述过的伏秒平衡原则计算或预测第二晶体管678的导通时间764。所计算或估计的提供同步整流的第二开关678的导通时间764被传递至同步整流驱动器电路6128，同步整流驱动器电路6128可以向第二开关678的控制端提供PWM信号，由此控制第二开关的状态。因此，第二时间t2和时间t3之间的时间跨度可以对应于由整流预测计算电路6130确定的、同步整流开关678的被计算出或预测的导通时间764。
在理想情况下，第二开关678，例如第二晶体管678将在次级电路侧603上的退磁电流降为零时的时刻，即在对应于退磁零电流时间的第三时间t3时被关闭。然而，由于所使用部件的容差和可能的误差容限的原因，第二开关678可能在第一变压器631被完全退磁并且退磁电流722达到其零值之前被去激励。对第二开关678的这种过早的去激励可以阻止用作将输出电压Vout提供给输出负载（该输出负载可以连接至电路600的第一输出672和第二输出674）的能量存储器的第十电容670经由第五感应器632和第二晶体管678向地放电的情况。由于电容670被不必要地放电，因此这种放电电流直接转变成功率损耗。每当第二晶体管678在第五感应器632被充分退磁—这对应于在第三时间t3时的情形—之后仍保持开启时，就将发生电容670的放电。然而，为了保持在安全侧上，可以在第三时间t3之前关闭第二晶体管678。
在SMPS电路600的常规运转期间，可以在第二晶体管678已被关闭之后开启第一晶体管666，从而新的周期可以从在第三感应器630的磁场中存储能量开始并且然后将该能量传递给第五感应器632。取决于第二晶体管678在何时被开启，可以实现不同的SMPS运转模式。
如果第二晶体管678在第三时间t3被切换回导通，则次级侧变压器电流722实际上将从不为零（或者在可忽略的时间量期间从技术上说为零）。在这种情况下，SMPS电路600将以连续电流模式运转。
另一方面，如果在晚于第三时间t3的任意时间开启第二晶体管678，则次级侧变压器电流722将降低到零以下并且因此SMPS电路600将在非连续电流模式下运转。
在图7A的图700中，可以看到检测电压706在第三时间t3时，即在第二晶体管678已在第三时间t3被关闭之后开始振荡。只有在假定为在断开状态下完美地非导通的理想第二开关678，例如不含有即便第二开关678处于非导通状态也允许电流流过的体二极管的晶体管时才可观察到这种现象。振荡周期将由系统参数给定并且还将包含系统固有的寄生电容和寄生电感，例如第一晶体管666的源极-漏极电容和/或第二晶体管678的源极-漏极电容和/或变压器632的寄生电容。为了使开关损耗最小化，可以在检测电压706过零时开启第一晶体管666，检测电压706的过零可以由过零检测和电压测量电路6122容易地检测。在第一次过零708、第二次过零710或第三次过零712（或者检测电压706的振荡部分中接下来的任意过零）时将第一晶体管666切换回导通将导致根据各种实施例的SMPS电路600的所谓的准谐振运转。准谐振运转模式可以看作是非连续电流模式的特定情况。
利用过零来触发在SMPS电路600的初级侧上的第一开关666的开启可以用于例如低负载的情况。在低负载被连接到SMPS电路600的情况下，由于只需要很少的能量，第一晶体管666的导通时间744（TOnFB）将变得更短，结果导致次级侧变压器电流达到零所需的TOnSR时间更短。比方说，图7A的图720中的三角形将变得更小，具有更短的底边。这可能会导致提供给根据各种实施例的SMPS电路600中的开关的PWM信号的频率更快。通过在第一过零点708、第二过零点710、第三过零点712或接下来的任意过零点触发第一晶体管666的开启，可以有效地防止PWM信号的频率增加，而且在当施加至第一晶体管666的电压为零时选择性地将其开启，因此使开关损耗最小化。
在图8中，说明了可以在开关模式电源电路600的控制器650中实现的方法。
在第一步骤802中，可以确定可被施加至变压器631的第一侧的第一电压。该第一电压可以例如对应于施加至电路600的第一输入602和/或第二输入604的输入电压Vin。变压器631的第一侧可以对应于第三感应器630或包括连接至电路600的输入的第三感应器630的初级电路侧601。可以通过感测或检测在辅助检测感应器634的绕组上感应出的电压来确定第一电压。可以通过由包括在控制器650中的过零检测和电压测量电路6122如已关于图7A到7D说明的那样在预定的时间间隔对变压器631的辅助绕组的电压采样，来进行第一输入电压Vin的检测。
在第二步骤804中，可以确定被施加至变压器631的第二侧的第二电压。该第二电压可以例如对应于在变压器631的可与第五感应器632对应的第二侧上感应出的电压。可以通过在第二开关678被激励的时间期间感测或检测在辅助感应器634的绕组上感应出的电压来确定第二电压。可以通过由包括在控制器650中的过零检测和电压测量电路6122对变压器631的辅助检测感应器634的电压采样来对第二电压进行测量或监测。换言之，可以通过检测由于退磁电流流过对应于变压器631的第二侧的第五感应器632以及次级侧电路603而在辅助检测感应器634中感应出的电压，来获得关于在电路600的输出处提供的输出电压的信息。
在第三步骤806中，可以确定第一电压被提供给变压器的绕组的时间。该时间可以对应于第一电压在其间被施加至第三感应器630的时间。可以通过感测或检测在第一开关，例如第一晶体管666处于其导通或被激励状态时由流过第三感应器630的电流在辅助检测感应器634上感应出的电压来确定这一时间。可替选地，可以通过检测第一开关666在其间处于导通或被激励状态的时间，例如通过可由设置在控制器650中的时间测量电路6126执行的对施加至第一开关666的控制端的电势进行监测来确定这一时间。
在第四步骤808中，可以确定退磁零电流时间。根据各种实施例，退磁零电流时间可以对应于流过变压器的第二侧，例如第五感应器632的退磁电流由于变压器631被完全退磁而降低到零的时间点。这一事件可以通过设置在控制器650中的过零检测和电压测量电路6122确定并被通知给设置在控制器650中的同步整流预测计算电路6130。退磁零电流时间可以对应于设置在电路600的次级侧电路603中的第二开关678在其间要被激励从而提供同步整流功能的时间。可以利用伏秒平衡原则根据第一变压器631的稳态确定退磁零电流时间。可以根据在第一步骤802中确定的施加至电路600的输入电压Vin、在第二步骤804中确定的电路600的输出电压Vout以及在第三步骤中确定的第一时间tonFB，按照下式确定退磁零电流时间tonSR：
其中n指示变压器的第一侧，即第三感应器630的线圈上的绕组数Np与变压器的第二侧，即第五感应器632的绕组数NSek的比。
根据各种实施例，提供了用于针对包括变压器、彼此间被该变压器电分离的第一部分和第二部分以及开关模式电源控制器的开关模式电源确定退磁零电流时间的方法，其中所述方法可以包括：确定被施加至变压器的一侧的第一电压；确定在变压器的另一侧提供的第二电压；确定第一电压被提供给变压器的绕组的时间以及通过与开关模式电源控制器位于变压器的同一侧的电路，使用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，开关模式电源还可以包括电隔离发送器，其中电隔离发送器把开关信号从电路发送到电隔离发送器的另一侧。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定第一电压可以包括使用在变压器的一侧上的变压器的辅助绕组来确定第一电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定第一电压可以包括在一个部分中测量第一电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定第二电压可以包括使用在变压器的一侧上的变压器的辅助绕组来确定第二电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定第一电压被提供给变压器的初级绕组的时间可以包括测量第一电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，测量第一电压被提供给变压器的绕组的时间可以包括测量第一电压被提供给开关模式电源的一部分上的驱动器开关的输出处的绕组的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以以电流模式执行对第一电压被提供给变压器的绕组的时间的测量。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以以电压模式执行对第一电压被提供给变压器的绕组的时间的测量。
根据该方法的各种进一步的实施例，测量第一电压可被提供给变压器的绕组的时间可以包括测量代表在变压器的绕组处的电压或流过变压器的绕组的电流的信号并且确定使用该信号的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括模拟电路并且该模拟电路可以以模拟方式确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括数字电路并且该数字电路可以以数字方式确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以被配置成有限状态机。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以被配置成现场可编程门阵列或者应用专用集成电路。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括处理器。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括固件或微处理器。
根据该方法的各种进一步的实施例，所述一侧可以是变压器的初级侧并且所述另一侧可以是变压器的次级侧。
根据该方法的各种进一步的实施例，所述一侧可以是变压器的次级侧并且所述另一侧可以是变压器的初级侧。
根据各种进一步的实施例，提供了一种用于控制包括变压器、彼此间电分离的第一侧和第二侧以及开关模式电源控制器的开关模式电源的方法，该方法包括：针对开关模式电源确定退磁零电流时间，其中该确定包括：确定要施加至变压器的一侧的第一电压；确定在变压器的另一侧提供的第二电压；确定第一电压被提供给变压器的绕组的时间；以及通过与开关模式电源控制器位于变压器的同一侧的电路，使用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，对在第二侧上的开关的控制包括根据确定的退磁零电流时间关闭该开关。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以对在第二侧上的开关进行控制以使其在所确定的退磁零电流时间之前被关闭预定义的时间。
根据各种实施例，提供了一种用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的电路布置，开关模式电源包括变压器、彼此间电分离的第一部分和第二部分以及开关模式电源控制器，该电路布置包括：位于变压器的一侧上的开关模式电源控制器；被配置成确定施加至变压器的一侧的第一电压的第一确定器；被配置成确定在变压器的另一侧处提供的第二电压的第二确定器；被配置成确定第一电压被提供给变压器的绕组的时间的第三确定器；以及与开关模式电源控制器位于变压器的同一侧的电路，其中该电路被配置成利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间确定退磁零电流时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第一确定器还可以被配置成利用在变压器的所述一侧上的变压器的辅助绕组来确定第一电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第一确定器还可以被配置成在测量在所述一侧上的第一电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第二确定器可以被进一步配置成利用在变压器的所述一侧上的变压器的辅助绕组来确定第二电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量第一电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量第一电压被提供给在开关模式电源的一侧上的驱动器开关的输出处的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成以电流模式测量第一电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成以电压模式测量第一电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量代表在变压器的绕组处的电压或流过变压器的绕组的电流的信号并且确定使用该信号的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括被配置成以模拟方式确定退磁零电流时间的模拟电路。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括被配置成以数字方式确定退磁零电流时间的数字电路。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，
电路可以被配置成有限状态机。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以被配置成现场可编程门阵列（FPGA，Field Programmable Gate Array）或应用专用集成电路（ASIC，Application Specific Integrated Circuit）。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括处理器。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括固件或微处理器。
根据各种进一步的实施例，提供了一种开关模式电源，其包括变压器和彼此间电分离的第一和第二侧；位于变压器的一侧上的开关模式电源控制器；被配置成确定施加至变压器的一侧的第一电压的第一确定器；被配置成确定在变压器的另一侧处提供的第二电压的第二确定器；被配置成确定第一电压被提供给变压器的绕组的时间的第三确定器；以及与开关模式电源控制器位于变压器的同一侧的电路，其中该电路被配置成利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间确定退磁零电流时间。
根据该开关模式电源的各种进一步的实施例，开关模式电源还可以包括电隔离发送器，其中该电隔离发送器被配置成把开关信号从电路发送至电隔离发送器的另一侧。
根据该开关模式电源的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的初级侧，并且第二侧可以是变压器的次级侧。
根据该开关模式电源的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的次级侧，并且第二侧可以是变压器的初级侧。
根据各种进一步的实施例，提供了一种用于针对包括变压器和彼此间被电分离的第一侧和第二侧的开关模式电源确定退磁零电流时间的方法，该方法包括：确定第一侧的输入电压；确定第二侧的输出电压；确定输入电压被提供给变压器的绕组的时间；以及通过位于开关模式电源的第一侧的电路，使用所确定的输入电压、所确定的输出电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
根据各种进一步的实施例，该方法还可以包括被布置成隔离第一侧和第二侧的电隔离发送器，其中该电隔离发送器把开关信号从电路发送至第二侧。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定输入电压可以包括利用在变压器的第一侧上的变压器的辅助绕组来确定输入电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定输入电压可以包括测量在第一侧上的输入电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定输出电压可以包括利用在变压器的第二侧上的变压器的辅助绕组来确定输出电压。
根据该方法的各种进一步的实施例，确定输入电压被提供给变压器的初级绕组的时间可以包括测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间可以包括测量输入电压被提供给在开关模式电源的一侧上的驱动器开关的输出处的绕组的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以以电流模式执行对输入电压被提供给变压器的绕组的时间的测量。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以以电压模式执行对输入电压被提供给变压器的绕组的时间的测量。
根据该方法的各种进一步的实施例，测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间可以包括：测量代表在变压器的绕组处的电压或流过变压器的绕组的电流的信号并且确定使用该信号的时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括模拟电路并且该模拟电路可以以模拟方式确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括数字电路，并且该数字电路可以以数字方式确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以被配置成有限状态机。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以被配置成现场可编程门阵列（FPGA）或应用专用集成电路（ASIC）。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括处理器。
根据该方法的各种进一步的实施例，电路可以包括固件或微处理器。
根据该方法的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的初级侧；并且其中第二侧可以是变压器的次级侧。
根据该方法的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的次级侧，并且第二侧可以是变压器的初级侧。
根据各种进一步的实施例，提供了一种用于控制包括变压器和彼此间被电分离的第一侧和第二侧的开关模式电源的方法，该方法包括：针对开关模式电源确定退磁零电流时间，该确定包括：确定第一侧的输入电压；确定第二侧的输出电压；确定输入电压被提供给变压器的绕组的时间；以及通过位于开关模式电源的第一侧的电路，使用所确定的输入电压、所确定的输出电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
根据该方法的各种进一步的实施例，对在第二侧上的开关的控制可以包括根据确定的退磁零电流时间关闭该开关。
根据该方法的各种进一步的实施例，可以对在第二侧上的开关进行控制以使其在所确定的退磁零电流时间之前被关闭预定义的时间。
在各种进一步的实施例中，提供了一种用于针对包括变压器和彼此间电分离的第一侧和第二侧的开关模式电源确定退磁零电流时间的电路布置，该电路布置包括：位于变压器的第一侧上的开关模式电源控制器；被配置成确定施加至变压器的第一侧的输入电压的第一确定器；被配置成确定在变压器的第二侧处提供的输出电压的第二确定器；被配置成确定输入电压被提供给变压器的绕组的时间的第三确定器；以及位于变压器的第一侧的电路，其中该电路被配置成利用所确定的输入电压、所确定的输出电压和所确定的时间确定退磁零电流时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第一确定器还可以被配置成利用在变压器的第一侧上的变压器的辅助绕组来确定输入电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第一确定器还可以被配置成测量在第一侧上的输入电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第二确定器还可以被配置成利用在变压器的第二侧上的变压器的辅助绕组来确定输出电压。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量输入电压被提供给在开关模式电源的一侧上的驱动器开关的输出处的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成以电流模式测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成以电压模式测量输入电压被提供给变压器的绕组的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，第三确定器可以被配置成测量代表在变压器的绕组处的电压或流过变压器的绕组的电流的信号并且确定使用该信号的时间。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括被配置成以模拟方式确定退磁零电流时间的模拟电路。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括被配置成以数字方式确定退磁零电流时间的数字电路。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以被配置成有限状态机。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以被配置成现场可编程门阵列（FPGA）或应用专用集成电路（ASIC）。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括处理器。
根据该电路布置的各种进一步的实施例，电路可以包括固件或微处理器。
在各种进一步的实施例中提供了一种开关模式电源，其可以包括变压器和彼此间被电分离的第一侧和第二侧；被配置成确定施加至变压器的第一侧的输入电压的第一确定器；被配置成确定在变压器的第二侧处提供的输出电压的第二确定器；被配置成确定输入电压被提供给变压器的绕组的时间的第三确定器；以及位于变压器的第一侧上的电路，其中所述电路被配置成利用所确定的输入电压、所确定的输出电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
根据各种进一步的实施例，开关模式电源还可以包括电隔离发送器，其中该电隔离发送器被配置成把开关信号从电路发送至电隔离发送器的第二侧。
根据该开关模式电源的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的初级侧；并且其中第二侧是变压器的次级侧。
根据该开关模式电源的各种进一步的实施例，第一侧可以是变压器的次级侧；并且第二侧可以是变压器的初级侧。
尽管已经参照具体实施例特定地示出并描述了本发明，然而本领域技术人员应当理解在不脱离由随附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下可以作出各种形式和细节上的改变。本发明的范围因此由随附权利要求确定并且由此意图涵盖落入到等价于权利要求的范围和含义之内的所有改变。

Claims (15)

1.一种用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法，所述开关模式电源包括变压器、彼此间被电分离的第一部分和第二部分以及开关模式电源控制器，所述方法包括：
确定被施加至所述变压器的一侧的第一电压；
确定在所述变压器的另一侧处提供的第二电压；
确定所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及
通过与所述开关模式电源控制器位于所述变压器的同一侧的电路，利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中所述开关模式电源还包括电隔离发送器；
其中所述电隔离发送器把开关信号从所述电路发送到所述电隔离发送器的另一侧。
3.根据权利要求1所述的方法，
其中确定所述第一电压包括利用在所述变压器的所述一侧上的所述变压器的辅助绕组来确定所述第一电压。
4.根据权利要求1所述的方法，
其中测量所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间包括测量所述第一电压被提供给在所述开关模式电源的一部分上的驱动器开关的输出处的绕组的时间。
5.一种用于控制开关模式电源的方法，所述开关模式电源包括变压器、彼此间被电分离的第一侧和第二侧以及开关模式电源控制器，所述方法包括：针对所述开关模式电源确定退磁零电流时间，所述确定包括：
确定被施加至所述变压器的一侧的第一电压；
确定在所述变压器的另一侧提供的第二电压；
确定所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及
通过与所述开关模式电源控制器位于所述变压器的同一侧的电路，利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
6.根据权利要求5所述的方法，
其中对在所述第二侧上的开关的控制包括根据所确定的退磁零电流时间关闭所述开关。
7.根据权利要求5所述的方法，
其中对在所述第二侧上的开关进行控制以使所述开关在所确定的退磁零电流时间之前被关闭预定义的时间。
8.一种用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的电路布置，所述开关模式电源包括变压器、彼此间被电分离的第一部分和第二部分以及开关模式电源控制器，所述电路布置包括：
位于所述变压器的一侧上的所述开关模式电源控制器；
第一确定器，其被配置成确定被施加至所述变压器的一侧的第一电压；
第二确定器，其被配置成确定在所述变压器的另一侧提供的第二电压；
第三确定器，其被配置成确定所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及
与所述开关模式电源控制器位于所述变压器的同一侧的电路，其中所述电路被配置成利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
9.根据权利要求8所述的电路布置，
其中所述第一确定器被进一步配置成利用在所述变压器的所述一侧上的所述变压器的辅助绕组来确定所述第一电压。
10.根据权利要求8所述的电路布置，
其中所述第三确定器被配置成测量代表在所述变压器的绕组处的电压或流过所述变压器的绕组的电流的信号并且确定使用所述信号的时间。
11.一种开关模式电源，包括：
变压器以及彼此间被电分离的第一侧和第二侧；
位于所述变压器的一侧上的开关模式电源控制器；
第一确定器，其被配置成确定被施加至所述变压器的一侧的第一电压；
第二确定器，其被配置成确定在所述变压器的另一侧提供的第二电压；
第三确定器，其被配置成确定所述第一电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及
与所述开关模式电源控制器位于所述变压器的同一侧的电路，其中所述电路被配置成利用所确定的第一电压、所确定的第二电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
12.根据权利要求11所述的开关模式电源，
其中所述开关模式电源还包括电隔离发送器；
其中所述电隔离发送器被配置成把开关信号从所述电路发送至所述电隔离发送器的另一侧。
13.根据权利要求11所述的开关模式电源，
其中所述第一侧是所述变压器的初级侧；以及
其中所述第二侧是所述变压器的次级侧。
14.根据权利要求11所述的开关模式电源，
其中所述第一侧是所述变压器的次级侧；以及
其中所述第二侧是所述变压器的初级侧。
15.一种用于针对开关模式电源确定退磁零电流时间的方法，所述开关模式电源包括变压器以及彼此间被电分离的第一侧和第二侧，所述方法包括：
确定所述第一侧的输入电压；
确定所述第二侧的输出电压；
确定所述输入电压被提供给所述变压器的绕组的时间；以及
通过位于所述开关模式电源的所述第一侧的电路，利用所确定的输入电压、所确定的输出电压和所确定的时间来确定退磁零电流时间。
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