TWI499178B - 雙開關返馳式功率轉換器 - Google Patents

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Description

雙開關返馳式功率轉換器
本發明關於一種功率轉換器，特別是指一種雙開關返馳式功率轉換器。
圖1是傳統返馳式功率轉換器的電路圖。一變壓器T1包含一一次側繞組NP及一二次側繞組NS。一次側繞組NP的一第一端接收一直流輸入電壓VIN。二次側繞組NS透過一整流器DO及一電容CO產生一輸出電壓VO。一功率開關M的一汲極端耦接至一次側繞組NP的一第二端。一感測電阻RS耦接於功率開關M的一源極端及一接地端之間。當功率開關M被導通時，一切換電流IP流經一次側繞組NP及功率開關M，感測電阻RS用於根據切換電流IP產生一電流感測訊號VC。為了調整輸出電壓VO，一控制電路20根據電流感測訊號VC及一回授訊號VFB產生一驅動訊號VG，以控制功率開關M用以切換變壓器T1。
一儲能電容(bulk capacitor)Chuge設置在一電源VAC及一橋式整流器10之間，以提供直流輸入電壓VIN。儲能電容Chuge連接於橋式整流器10的一輸出端與接地端之間，而用以穩定位於橋式整流器10之輸出端的直流輸入電壓VIN，橋式整流器10連接於返馳式拓樸電路結構。
近幾年來，切換式功率轉換器的儲能電容的尺寸及成本問題已經受到許多關注。此外，儲能電容的品質會影響功率轉換器的使用壽命。因此，減少或降低儲能電容的電容值已成為一重要的關注。
本發明之主要目的係提供一種雙開關返馳式功率轉換器。雙開關返馳式功率轉換器僅具有小電容值的儲能電容或不需具有儲能電容，即可以降低輸出電壓中的電壓漣波，以節省成本。
本發明係揭示了一種雙開關返馳式功率轉換器，其包含一變壓器、一第一開關、一第二開關及一控制電路。變壓器包含一一次側繞組及一二次側繞組，一次側繞組耦接雙開關返馳式功率轉換器之一電源，且具有一第一繞組及一第二繞組。第一開關用以切換第一繞組，第二開關用以切換第一繞組與第二繞組。控制電路產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，而控制第一開關及第二開關，以切換變壓器及調整雙開關返馳式功率轉換器的一輸出。藉由控制電路控制切換不同繞組，在整流後之電源的一波谷處，透過第一開關與第二開關的切換控制可傳輸更多功率，以改善雙開關返馳式功率轉換器的一輸出電壓的漣波。
10‧‧‧橋式整流器
20‧‧‧控制電路
30‧‧‧控制電路
310‧‧‧偵測電路
312‧‧‧磁滯比較器
320‧‧‧電壓比較器
330‧‧‧正反器
340‧‧‧第一及閘
350‧‧‧第二及閘
360‧‧‧脈寬調變電路
362‧‧‧振盪器
363‧‧‧脈寬調變比較器
364‧‧‧反相器
365‧‧‧正反器
366‧‧‧及閘
370‧‧‧切換電路
Chuge‧‧‧儲能電容
CO‧‧‧電容
Ctiny‧‧‧儲能電容
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
DO‧‧‧整流器
IP‧‧‧切換電流
IP1‧‧‧第一切換電流
IP2‧‧‧第二切換電流
J1‧‧‧高電壓開關
M‧‧‧功率開關
M1‧‧‧第一開關
M2‧‧‧第二開關
NP‧‧‧一次側繞組
NP1‧‧‧第一繞組
NP2‧‧‧第二繞組
NS‧‧‧二次側繞組
PLS‧‧‧振盪訊號
R1‧‧‧第一串聯電阻
R2‧‧‧第二串聯電阻
R3‧‧‧下拉電阻
RS‧‧‧感測電阻
RS1‧‧‧第一感測電阻
RS2‧‧‧第二感測電阻
S1‧‧‧第一電晶體
S2‧‧‧第二電晶體
S3‧‧‧第三電晶體
S4‧‧‧第四電晶體
T1‧‧‧變壓器
T2‧‧‧變壓器
V1‧‧‧第一訊號
VAC‧‧‧電源
VC‧‧‧電流感測訊號
VCLK‧‧‧時脈訊號
VCS‧‧‧電流感測訊號
VDD‧‧‧供應電壓
VFB‧‧‧回授訊號
VG‧‧‧驅動訊號
VG1‧‧‧第一驅動訊號
VG2‧‧‧第二驅動訊號
VGI1‧‧‧觸發訊號
VHV‧‧‧高電壓訊號
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VINAC‧‧‧輸入訊號
VO‧‧‧輸出電壓
VPWM‧‧‧脈寬調變訊號
VREF‧‧‧參考訊號
VRESET‧‧‧重置訊號
VSP‧‧‧取樣訊號
VTH‧‧‧臨界訊號
VSW‧‧‧切換訊號
圖1是傳統返馳式電源供應器的電路圖。
圖2是本發明之雙開關返馳式功率轉換器之一實施例的電路圖。
圖3是本發明之一控制電路之一實施例的電路圖。
圖4是本發明之電源、高電壓訊號、第一驅動訊號及第二驅動訊號的波形圖。
圖5是本發明之雙開關返馳式功率轉換器之另一實施例的電路圖。
圖6是本發明之另一實施例之電源、高電壓訊號、第一驅動訊號及第二驅動訊號的波形圖。
為使 貴審查委員對本發明之結構特徵及所達成之功效有更進一步之瞭解與認識，謹佐以較佳之實施例及配合詳細之說明，說明如後：
圖2是本發明之雙開關返馳式功率轉換器之一實施例的電路圖。於本發明之一實施例中，一整流器能為全波整流器，其具有一第一二極體D1及一第二二極體D2。第一二極體D1及第二二極體D2的陽極分別連接電源VAC。第一二極體D1及第二二極體D2的陰極透過一第一串聯電阻R1及一第二串聯電阻R2而一併連接至一控制電路30的一高電壓端HV。一高電壓訊號VHV透過第一二極體D1及第二二極體D2的全波整流而被產生在高電壓端HV。因此，整流器耦接至電源VAC，而用以整流電源VAC以產生高電壓訊號VHV。橋式整流器10包含複數個二極體，而用以整流電源VAC以產生輸入電壓VIN。具較小電容值的一儲能電容(bulk capacitor)Ctiny耦接於橋式整流器10的輸出端與接地端之間，而用以穩定位在橋式整流器10之輸出端的輸入電壓VIN。
雙開關返馳式功率轉換器包含一變壓器T2，其包含一一次側繞組及一二次側繞組NS。二次側繞組NS透過整流器DO及電容CO產生輸出電壓VO。整流器DO耦接在二次側繞組NS的一端及雙開關返馳式功率轉換器的一輸出端之間。電容CO耦接雙開關返馳式功率 轉換器的輸出端。
一次側繞組包含一第一繞組NP1及一第二繞組NP2。第一繞組NP1串聯於第二繞組NP2。第一繞組NP1的一第一端耦接於輸入電壓VIN，所以一次側繞組經由橋式整流器10耦接電源VAC。一第一開關M1之一汲極端耦接第一繞組NP1的一第二端及第二繞組NP2的一第一端。流經第一繞組NP1的一第一切換電流IP1產生在第一開關M1的汲極端。控制電路30的一輸出端VG1產生一第一驅動訊號VG1，其供應至第一開關M1的一閘極端。第一驅動訊號VG1控制第一開關M1，以切換變壓器T2的第一繞組NP1，用以調整雙開關返馳式功率轉換器的輸出電壓VO。
一感測電路包含一第一感測電阻RS1及一第二感測電阻RS2。第一感測電阻RS1耦接於第一開關M1的一源極端及接地端之間。一第二開關M2之一汲極端耦接至第二繞組NP2的一第二端。一第二切換電流IP2流經第二繞組NP2，且產生在第二開關M2的汲極端。控制電路30的一輸出端VG2產生一第二驅動訊號VG2，其供應至第二開關M2的一閘極端。第二驅動訊號VG2控制第二開關M2，以切換變壓器T2的第一繞組NP1與第二繞組NP2，用以調整雙開關返馳式功率轉換器的輸出電壓VO。於本發明之一實施例中，第一開關M1與第二開關M2可為功率開關。第二感測電阻RS2耦接於第二開關M2的一源極端及第一感測電阻RS1之間。一電流感測訊號VCS依據第二切換電流IP2而產生在第二感測電阻RS2與第二開關M2的源極端，第二開關M2的源極端耦接至控制電路30的一電流感測端CS。
控制電路30根據高電壓訊號VHV、電流感測訊號VCS及一回授訊號VFB產生第一驅動訊號VG1及第二驅動訊號VG2，以調整雙開關 返馳式功率轉換器的輸出。控制電路30藉由偵測輸出電壓VO，而在控制電路30的一回授端FB取得回授訊號VFB。回授訊號VFB關聯於輸出電壓VO。
圖3是本發明之控制電路之一實施例的電路圖。控制電路30包含一偵測電路310、一脈寬調變電路360及一切換電路370。偵測電路310包含一高電壓開關J1、一第一電晶體S1、一第二電晶體S2、一第三電晶體S3及一磁滯比較器312。偵測電路310耦接串聯電阻R1及R2(如圖2所示)，用以偵測高電壓訊號VHV以產生一取樣訊號VSP。因此，偵測電路310透過偵測高電壓訊號VHV而偵測電源VAC(如圖2所示)，以產生取樣訊號VSP。高電壓開關J1可為一接面場效電晶體(Junction Field Effect Transistor，JFET)，其具有一汲極端而耦接串聯電阻R1及R2，以接收高電壓訊號VHV。高電壓開關J1的汲極端透過串聯電阻R1及R2、二極體D1及D2進一步耦接電源VAC。
第一電晶體S1具有一汲極端與一閘極端，汲極端耦接高電壓開關J1的一源極端，而第一電晶體S1之閘極端耦接高電壓開關J1的一閘極端。取樣訊號VSP產生在高電壓開關J1的源極端及第一電晶體S1的汲極端。取樣訊號VSP關聯於高電壓訊號VHV。一觸發訊號VGJ1產生在高電壓開關J1的閘極端與第一電晶體S1的閘極端。第二電晶體S2具有一汲極端，其耦接高電壓開關J1的閘極端與第一電晶體S1的閘極端。第二電晶體S2具有一源極端，其耦接高電壓開關J1的源極端及第一電晶體S1的汲極端，以接收取樣訊號VSP。第三電晶體S3具有一汲極端，其耦接第二電晶體S2的汲極端、高電壓開關J1的閘極端及第一電晶體S1的閘極端，以接收觸發訊 號VGJ1。第三電晶體S3具有耦接接地端的一源極端與耦接第二電晶體S2之一閘極端的一閘極端。
磁滯比較器312的一正輸入端耦接於第一電晶體S1的一源極端，以接收一供應電壓VDD。磁滯比較器312具有一負輸入端，以接收一臨界訊號VTH。磁滯比較器312的一輸出端產生一切換訊號VSW，其耦接於第二電晶體S2之閘極端與第三電晶體S3之閘極端。藉由磁滯比較器312比較供應電壓VDD及臨界訊號VTH，而產生切換訊號VSW而控制第二電晶體S2及第三電晶體S3之導通/截止狀態。磁滯比較器312僅是本發明之一實施例，其並未限制本發明僅能運用磁滯比較器312。
此一方式，一旦供應電壓VDD高於臨界訊號VTH的一上限值(upper-limit)時，切換訊號VSW位於一高位準。相反地，一旦供應電壓VDD低於臨界訊號VTH之一下限值(lower-limit)時，切換訊號VSW位於一低位準。臨界訊號VTH之下限值亦稱之為低電壓拴鎖(Under Voltage LockOut，UVLO)。因為磁滯比較器312的磁滯特性，使得上限值與下限值之間的差值會保持在一固定電壓範圍。
當電源VAC供電時，接收高電壓訊號VHV之高電壓開關J1的汲極端立即會被導通。當供應電壓VDD還未被建立前，切換訊號VSW位於低位準。同時，第三電晶體S3被截止，且第二電晶體S2被導通。取樣訊號VSP約略是第二電晶體S2的一臨界電壓，且產生在高電壓開關J1的源極端及第一電晶體S1的汲極端。因為第二電晶體S2被導通，觸發訊號VGJ1相同於取樣訊號VSP，且產生在高電壓開關J1的閘極端與第一電晶體S1的閘極端。
在此同時，第一電晶體S1被導通且高電壓訊號VHV對供應電壓VDD充電。第一電晶體S1用於作為一充電電晶體，以對供應電壓VDD進行充電。當供應電壓VDD達到臨界訊號VTH的上限值時，切換訊號VSW位於高位準。同時，第三電晶體S3被導通及第二電晶體S2被截止。因為觸發訊號VGJ1被下拉至接地端，所以第一電晶體S1會被截止，且高電壓開關J1的閘極端會位在一低位準。於此一短暫週期，高電壓開關J1的源極端-閘極端電壓將高於一門檻值，且高電壓開關J1將會被截止。
切換電路370包含一第四電晶體S4、一下拉電阻R3、一電壓比較器320、一正反器330、一第一及閘340及一第二及閘350。第四電晶體S4具有一汲極端，其耦接偵測電路310，以接收取樣訊號VSP。第四電晶體S4具有一源極端，其耦接下拉電阻R3之一端，以產生一輸入訊號VINAC。下拉電阻R3的另一端耦接於接地端。第四電晶體S4的一閘極端用於接收一時脈訊號VCLK。一旦，時脈訊號VCLK位在一高位準，第四電晶體S4則被導通。因為下拉電阻R3的電壓降，高電壓開關J1的源極端-閘極端電壓將小於門檻值，且高電壓開關J1會被導通。相反地，一旦時脈訊號VCLK位在一低位準，高電壓開關J1會被截止。
電壓比較器320具有一正輸入端與一負輸入端，正輸入端接收一參考訊號VREF，而負輸入端耦接第四電晶體S4的源極端，以接收輸入訊號VINAC。一旦，高電壓開關J1及第四電晶體S4被導通時，輸入訊號VINAC與高電壓訊號VHV成比例，且輸入訊號VINAC關聯於取樣訊號VSP。正反器330的一時脈輸入端CK耦接於第四電晶體S4的閘極端，以接收時脈訊號VCLK。正反器330的一輸入端D耦接 於電壓比較器320的一輸出端，以接收一第一訊號V1。電壓比較器320藉由比較輸入訊號VINAC及參考訊號VREF，以產生第一訊號V1。由上述可知，電壓比較器320用於根據取樣訊號VSP及參考訊號VREF產生第一訊號V1。
脈寬調變電路360包含一振盪器362(OSC)、一脈寬調變比較器363、一反相器364、一正反器365及一及閘366。振盪器362產生一振盪訊號PLS。脈寬調變比較器363的一正輸入端接收回授訊號VFB。電流感測訊號VCS耦接至脈寬調變比較器363的一負輸入端。回授訊號VFB係關聯於輸出電壓VO(如圖2所示)，且電流感測訊號VCS係關聯於第二切換電流IP2(如圖2所示)。正反器365具有接收一供應電壓VDD的一輸入端D、接收振盪訊號PLS的一時脈輸入端CK、接收一重置訊號VRESET的一重置輸入端R。當電流感測訊號VCS大於回授訊號VFB時，脈寬調變比較器363產生重置訊號VRESET。及閘366的一第一輸入端透過反相器364而耦接振盪器362，以接收振盪訊號PLS。及閘366的一第二輸入端耦接正反器365的一輸出端Q。一脈寬調變訊號VPWM產生在及閘366的一輸出端。
第一及閘340的一第一輸入端耦接於正反器330的一輸出端Q。脈寬調變訊號VPWM耦接於第一及閘340的一第二輸入端及第二及閘350的一第一輸入端。第二及閘350的一第二輸入端耦接正反器330的一輸出端QN。第一驅動訊號VG1及第二驅動訊號VG2分別產生在第一及閘340的輸出端及第二及閘350的輸出端。
圖4是本發明之電源VAC、高電壓訊號VHV、第一驅動訊號VG1及第二驅動訊號VG2的波形圖。若電源VAC的輸入供應頻率為50赫茲(Hz)，則電源VAC的周期大約在20毫秒(ms)。高電壓訊號VHV 是藉由第一二極體D1及第二二極體D2(如圖2所示)的全波整流而產生。如圖3所示，時脈訊號VCLK用於控制第四電晶體S4，以取樣高電壓訊號VHV。
當高電壓訊號VHV高於參考訊號VREF時，第一驅動訊號VG1將被禁能，且第二驅動訊號VG2將被致能。因此，第一開關M1將被截止且第二開關M2將開始高頻切換。一旦，高電壓訊號VHV低於參考訊號VREF時，第二驅動訊號VG2將被禁能，且第一驅動訊號VG1將被致能。因此，第二開關M2將被截止且第一開關M1將進行高頻切換。依據上述，當電源VAC低於一門檻時，例如參考訊號VREF，第一開關M1將開始切換，且第二開關M2將被截止。當電源VAC高於門檻時，第二開關M2將開始切換，且第一開關M1將被截止。換言之，控制電路30用於偵測電源VAC是否下降到經整流後之電源VAC的波谷，例如高電壓訊號VHV之波谷或者輸入電壓VIN的波谷。當電源VAC低於門檻時，控制電路30驅動第一開關M1在一第一操作模式。當電源VAC高於門檻時，控制電路30驅動第二開關M2在一第二操作模式。
請復參閱圖2，當第一開關M1切換時，一次側繞組對二次側繞組NS(第一繞組NP1之繞組數對二次側繞組NS之繞組數)的匝數比為一低比值，而第一切換電流IP1為一高位準，且決定感測電路(第一感測電阻RS1)為一較低電阻值。當第二開關M2切換時，一次側繞組對二次側繞組NS(第一繞組NP1之繞組數與第二繞組NP2之繞組數對二次側繞組NS之繞組數)的匝數比為一高比值，而第二切換電流IP2為一低位準，且決定感測電路(第一感測電阻RS1及第二感測電阻RS2)為一較高電阻值。因此，在經整流後之電源 的波谷處，例如高電壓訊號VHV之波谷或者輸入電壓VIN的波谷，藉由切換不同的繞組或調整一次側繞組之一匝數比，透過第一開關M1與第二開關M2的切換控制可傳輸更多功率，以改善輸出電壓VO的漣波。
假使採用返馳式拓樸電路結構的功率轉換器不具有儲能電容，則當電源VAC下降至整流後之電源的波谷處時，輸出電壓VO將會產生很大的漣波。在整流後之電源的波谷期間，電源VAC會保持在一較低電壓且持續一短暫週期。根據本發明，雙開關返馳式功率轉換器藉由增加另一開關M2，如金氧半場效電晶體MOSFET，雙開關返馳式功率轉換器僅具有小電容值的儲能電容(如圖2所示)或不需具有儲能電容下(如圖5所示)即能降低在輸出電壓VO的電壓漣波。此外，因為MOSFET比儲能電容的成本便宜，所以雙開關返馳式功率轉換器能省下整體物料的成本。
圖6為圖5中不具有儲能電容的雙開關返馳式功率轉換器的電源VAC、高電壓訊號VHV、第一驅動訊號VG1及第二驅動訊號VG2的波形圖。當高電壓訊號VHV高於參考訊號VREF，第一驅動訊號VG1將被禁能，而第二驅動訊號VG2將被致能。因此，第一開關M1(如圖5所示)將被截止，而第二開關M2(如圖5所示)將開始進行高頻切換。一旦，高電壓訊號VHV低於參考訊號VREF，第二驅動訊號VG2將被禁能，而第一驅動訊號VG1將被致能。因此，第二開關M2將被截止，而第一開關M1將開始進行高頻切換。本發明之雙開關返馳式功率轉換器縱使僅具有較小的儲能電容(bulk capacitor)或甚至缺少儲能電容Ctiny(如圖5所示)，其藉由切換不同的繞組或調整一次側繞組之一匝數比，仍可減少位在輸出電壓VO的電壓 漣波。
惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，並非用來限定本發明實施之範圍，舉凡依本發明申請專利範圍所述之形狀、構造、特徵及精神所為之均等變化與修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
10‧‧‧橋式整流器
30‧‧‧控制電路
CO‧‧‧電容
Ctiny‧‧‧儲能電容
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
DO‧‧‧整流器
IP1‧‧‧第一切換電流
IP2‧‧‧第二切換電流
M1‧‧‧第一開關
M2‧‧‧第二開關
NP1‧‧‧第一繞組
NP2‧‧‧第二繞組
NS‧‧‧二次側繞組
R1‧‧‧第一串聯電阻
R2‧‧‧第二串聯電阻
RS1‧‧‧第一感測電阻
RS2‧‧‧第二感測電阻
T2‧‧‧變壓器
VAC‧‧‧電源
VCS‧‧‧電流感測訊號
VFB‧‧‧回授訊號
VG1‧‧‧第一驅動訊號
VG2‧‧‧第二驅動訊號
VHV‧‧‧高電壓訊號
VIN‧‧‧直流輸入電壓
VO‧‧‧輸出電壓

Claims (10)

  1. 一種雙開關返馳式功率轉換器，其包含：一變壓器，包括一一次側繞組及一二次側繞組，該一次側繞組具有一第一繞組及一第二繞組，該一次側繞組耦接該雙開關返馳式功率轉換器之一電源；一第一開關，切換該第一繞組；一第二開關，切換該第一繞組與該第二繞組；以及一控制電路，產生一第一驅動訊號及一第二驅動訊號，而控制該第一開關及該第二開關，以切換該變壓器及調整該雙開關返馳式功率轉換器的一輸出；其中，該控制電路控制切換不同的繞組，使得在整流後之電源的一波谷處，透過該第一開關與該第二開關的切換控制可傳輸更多功率，以改善該雙開關返馳式功率轉換器的一輸出電壓的漣波。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中當該第一開關進行切換且該第二開關截止時，該一次側繞組對該二次側繞組的一匝數比為一低比值，且流經該第一繞組的一切換電流為一高位準。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中當該第二開關進行切換且該第一開關截止時，該一次側繞組對該二次側繞組的一匝數比為一高比值，且流經該第二繞組的一切換電流為一低位準。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其更包 含一感測電路，該感測電路耦接該第一開關與該第二開關，當該第一開關進行切換且該第二開關截止時，係決定該感測電路為一較低電阻值，當該第二開關進行切換且該第一開關截止時，係決定該感測電路為一較高電阻值。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中該感測電路包含一第一感測電阻及一第二感測電阻，該第一感測電阻耦接該第一開關，該第二感測電阻耦接該第二開關。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中該控制電路包含：一切換電路，依據一脈寬調變訊號及一取樣訊號產生該第一驅動訊號及該第二驅動訊號；一脈寬調變電路，依據一回授訊號及一電流感測訊號產生該脈寬調變訊號；以及一偵測電路，偵測該電源以產生該取樣訊號；其中，該回授訊號係關聯於該雙開關返馳式功率轉換器的該輸出，該電流感測訊號係關聯於流經該一次側繞組的一切換電流。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其調整該一次側繞組之一匝數比，使得在整流後之電源的該波谷處，透過該第一開關與該第二開關的切換控制可傳輸更多功率，以改善該雙開關返馳式功率轉換器的該輸出電壓的漣波。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中當該電源低於一門檻時，該第一開關將開始切換，且該第二開關將截止。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中當該電源高於一門檻時，該第二開關將開始切換，且該第一開關將 截止。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之雙開關返馳式功率轉換器，其中該控制電路用於偵測該電源是否下降到經整流後之電源的波谷。
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