CN103199709A - 双开关返驰式功率转换器 - Google Patents

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CN103199709A CN2013100871277A CN201310087127A CN103199709A CN 103199709 A CN103199709 A CN 103199709A CN 2013100871277 A CN2013100871277 A CN 2013100871277A CN 201310087127 A CN201310087127 A CN 201310087127A CN 103199709 A CN103199709 A CN 103199709A
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Abstract

本发明提出一种双开关返驰式功率转换器，其包含一变压器、一第一开关、一第二开关及一控制电路。变压器包含一一次侧绕组及一二次侧绕组，一次侧绕组具有一第一绕组及一第二绕组。第一开关用以切换第一绕组，第二开关用以切换第一绕组与第二绕组。控制电路产生一第一驱动讯号及一第二驱动讯号，用以控制第一开关及第二开关而切换变压器及调整双开关返驰式功率转换器的一输出。本发明的双开关返驰式功率转换器仅具有小电容值的储能电容或不需具有储能电容，即可降低输出电压中的电压涟波，以降低成本。

Description

双开关返驰式功率转换器
技术领域
本发明关于一种功率转换器，特别是指一种双开关返驰式功率转换器。
背景技术
图1是传统返驰式功率转换器的电路图。一变压器T1包含一一次侧绕组NP及一二次侧绕组NS。一次侧绕组NP的一第一端接收一直流输入电压VIN。二次侧绕组NS透过一整流器D0及一电容C0产生一输出电压V0。一功率开关M的一漏极端耦接至一次侧绕组NP的一第二端。一感测电阻RS耦接于功率开关M的一源极端及一接地端之间。当功率开关M被导通时，一切换电流IP流经一次侧绕组NP及功率开关M，感测电阻RS用于根据切换电流IP产生一电流感测讯号VC。为了调整输出电压V0，一控制电路20根据电流感测讯号VC及一回授讯号VFB产生一驱动讯号VG，以控制功率开关M用以切换变压器T1。
一储能电容(bulk capacitor)Chuge设置在一电源VAC及一桥式整流器10之间，以提供直流输入电压VIN.储能电容Chuge连接于桥式整流器10的一输出端与接地端之间，而用以稳定位于桥式整流器10的输出端的直流输入电压VIN，桥式整流器10连接于返驰式拓朴电路结构。
近几年来，切换式功率转换器的储能电容的尺寸及成本问题已经受到许多关注。此外，储能电容的质量会影响功率转换器的使用寿命。因此，减少或降低储能电容的电容值已成为一重要的关注。
发明内容
本发明的主要目的是提供一种双开关返驰式功率转换器。双开关返驰式功率转换器仅具有小电容值的储能电容或不需具有储能电容，即可以降低输出电压中的电压涟波，以节省成本。
本发明揭示了一种双开关返驰式功率转换器，其包含一变压器、一第一开关、一第二开关及一控制电路。变压器包含一一次侧绕组及一二次侧绕组，一次侧绕组耦接双开关返驰式功率转换器的一电源，且具有一第一绕组及一第二绕组。第一开关用以切换第一绕组，第二开关用以切换第一绕组与第二绕组。控制电路产生一第一驱动讯号及一第二驱动讯号，而控制第一开关及第二开关，以切换变压器及调整双开关返驰式功率转换器的一输出。藉由控制电路控制切换不同绕组，在整流后的电源的一波谷处，透过第一开关与第二开关的切换控制可传输更多功率，以改善双开关返驰式功率转换器的一输出电压的涟波。
实施本发明产生的有益效果是：本发明的双开关返驰式功率转换器通过第一开关切换第一绕组；通过增加第二开关切换第一绕组与第二绕组；并通过控制电路控制该第一开关及该第二开关，以制切换不同的绕组，使得在整流后的电源的一波谷处，透过该第一开关与该第二开关的切换控制可传输更多功率，以改善该双开关返驰式功率转换器的一输出电压的涟波。本发明的双开关返驰式功率转换器仅具有小电容值的储能电容或不需具有储能电容下即能降低在输出电压的电压涟波。
附图说明
图1是传统返驰式电源供应器的电路图。
图2是本发明的双开关返驰式功率转换器的一实施例的电路图。
图3是本发明的一控制电路的一实施例的电路图。
图4是本发明的电源、高电压讯号、第一驱动讯号及第二驱动讯号的波形图。
图5是本发明的双开关返驰式功率转换器的另一实施例的电路图。
图6是本发明的另一实施例的电源、高电压讯号、第一驱动讯号及第二驱动讯号的波形图。
【图号对照说明】
10   桥式整流器      20   控制电路
30   控制电路        310  侦测电路
312  磁滞比较器      320  电压比较器
330  正反器          340  第一与门
350    第二与门           360   脉宽调变电路
362    振荡器             363   脉宽调变比较器
364    反相器             365   正反器
366    与门               370   切换电路
Chuge  储能电容            C0    电容
CLiny  储能电容            D1    第一二极管
D2     第二二极管          D0    整流器
IP     切换电流            IP1   第一切换电流
IP2    第二切换电流        J1    高电压开关
M      功率开关            M1    第一开关
M2     第二开关            NP    一次侧绕组
NP1    第一绕组            NP2   第二绕组
NS     二次侧绕组          PLS   振荡讯号
R1     第一串联电阻        R2    第二串联电阻
R3     下拉电阻            RS    感测电阻
RS1    第一感测电阻        RS2   第二感测电阻
S1     第一晶体管          S2    第二晶体管
S3     第三晶体管          S4    第四晶体管
T1     变压器              T2    变压器
V1     第一讯号            VAC   电源
VC     电流感测讯号        VCLK  时脉讯号
VCS    电流感测讯号        VDD   供应电压
VFB    回授讯号            VG    驱动讯号
VG1    第一驱动讯号        VG2   第二驱动讯号
VGJ1   触发讯号            VHV   高电压讯号
VIN    直流输入电压        VINAC 输入讯号
V0     输出电压            VPWM  脉宽调变讯号
VREF   参考讯号            VRESET重置讯号
VSP    取样讯号            VTH   临界讯号
VSW     切换讯号
具体实施方式
为了使本发明的结构特征及所达成的功效有更进一步的了解与认识，特用较佳的实施例及配合详细的说明，说明如下：
图2是本发明的双开关返驰式功率转换器的一实施例的电路图。于本发明的一实施例中，一整流器能为全波整流器，其具有一第一二极管D1及一第二二极管D2。第一二极管D1及第二二极管D2的阳极分别连接电源VAC。第一二极管D1及第二二极管D2的阴极透过一第一串联电阻R1及一第二串联电阻R2而一并连接至一控制电路30的一高电压端HV。一高电压讯号VHV透过第一二极管D1及第二二极管D2的全波整流而被产生在高电压端HV。因此，整流器耦接至电源VAC，而用以整流电源VAC以产生高电压讯号VHV。桥式整流器10包含复数个二极管，而用以整流电源VAC以产生输入电压VIN。具较小电容值的一储能电容(bulk capacitor)CLiny耦接于桥式整流器10的输出端与接地端之间，而用以稳定位在桥式整流器10的输出端的输入电压VIN。
双开关返驰式功率转换器包含一变压器T2，其包含一一次侧绕组及一二次侧绕组NS。二次侧绕组NS透过整流器D0及电容C0产生输出电压V0。整流器D0耦接在二次侧绕组NS的一端及双开关返驰式功率转换器的一输出端之间。电容C0耦接双开关返驰式功率转换器的输出端。
一次侧绕组包含一第一绕组NP1及一第二绕组NP2。第一绕组NP1串联于第二绕组NP2。第一绕组NP1的一第一端耦接于输入电压VIN，所以一次侧绕组经由桥式整流器10耦接电源VAC。一第一开关M1的一漏极端耦接第一绕组NP1的一第二端及第二绕组NP2的一第一端。流经第一绕组NPI的一第一切换电流IP1产生在第一开关M1的漏极端。控制电路30的一输出端VG1产生一第一驱动讯号VG1，其供应至第一开关M1的一栅极端。第一驱动讯号VG1控制第一开关M1，以切换变压器T2的第一绕组NP1，用以调整双开关返驰式功率转换器的输出电压V0。
一感测电路包含一第一感测电阻RS1及一第二感测电阻RS2。第一感测电阻RS1耦接于第一开关M1的一源极端及接地端之间。一第二开关M2的一漏极端耦接至第二绕组NP2的一第二端。一第二切换电流IP2流经第二绕组NP2，且产生在第二开关M2的漏极端。控制电路30的一输出端VG2产生一第二驱动讯号VG2，其供应至第二开关M2的一栅极端。第二驱动讯号VG2控制第二开关M2，以切换变压器T2的第一绕组NP1与第二绕组NP2，用以调整双开关返驰式功率转换器的输出电压V0。于本发明的一实施例中，第一开关M1与第二开关M2可为功率开关。第二感测电阻RS2耦接于第二开关M2的一源极端及第一感测电阻RS1之间。一电流感测讯号VCS依据第二切换电流IP2而产生在第二感测电阻RS2与第二开关M2的源极端，第二开关M2的源极端耦接至控制电路30的一电流感测端CS。
控制电路30根据高电压讯号VHV、电流感测讯号VCS及一回授讯号VFB产生第一驱动讯号VG1及第二驱动讯号VG2，以调整双开关返驰式功率转换器的输出。控制电路30藉由侦测输出电压V0，而在控制电路30的一回授端FB取得回授讯号VFB。回授讯号VFB关联于输出电压V0。
图3是本发明的控制电路的一实施例的电路图。控制电路30包含一侦测电路310、一脉宽调变电路360及一切换电路370。侦测电路310包含一高电压开关J1、一第一晶体管S1、一第二晶体管S2、一第三晶体管S3及一磁滞比较器312。侦测电路310耦接串联电阻R1及R2(如图2所示)，用以侦测高电压讯号VHV以产生一取样讯号VSP。因此，侦测电路310透过侦测高电压讯号VHV而侦测电源VAC(如图2所示)，以产生取样讯号VSP。高电压开关J1可为一接面场效晶体管(Junction Field Effect Transistor，JFET)，其具有一漏极端而耦接串联电阻R1及R2，以接收高电压讯号VHV。高电压开关J1的漏极端透过串联电阻R1及R2、二极管D1及D2进一步耦接电源VAC。
第一晶体管S1具有一漏极端与一栅极端，漏极端耦接高电压开关J1的一源极端，而第一晶体管S1的栅极端耦接高电压开关J1的一栅极端。取样讯号VSP产生在高电压开关J1的源极端及第一晶体管S1的漏极端。取样讯号VSP关联于高电压讯号VHV。一触发讯号VGJ1产生在高电压开关J1的栅极端与第一晶体管S1的栅极端。第二晶体管S2具有一漏极端，其耦接高电压开关J1的栅极端与第一晶体管S1的栅极端。第二晶体管S2具有一源极端，其耦接高电压开关J1的源极端及第一晶体管S1的漏极端，以接收取样讯号VSP。第三晶体管S3具有一漏极端，其耦接第二晶体管S2的漏极端、高电压开关J1的栅极端及第一晶体管S1的栅极端，以接收触发讯号VGJ1。第三晶体管S3具有耦接接地端的一源极端与耦接第二晶体管S2的一栅极端的一栅极端。
磁滞比较器312的一正输入端耦接于第一晶体管S1的一源极端，以接收一供应电压VDD。磁滞比较器312具有一负输入端，以接收一临界讯号VTH。磁滞比较器312的一输出端产生一切换讯号VSW，其耦接于第二晶体管S2的栅极端与第三晶体管S3的栅极端。藉由磁滞比较器312比较供应电压VDD及临界讯号VTH，而产生切换讯号VSW而控制第二晶体管S2及第三晶体管S3的导通/截止状态。磁滞比较器312仅是本发明的一实施例，其并未限制本发明仅能运用磁滞比较器312。
此一方式，一旦供应电压VDD高于临界讯号VTH的一上限值(upper-limit)时，切换讯号VSW位于一高位准。相反地，一旦供应电压VDD低于临界讯号VTH的一下限值(lower-limit)时，切换讯号VSW位于一低位准。临界讯号VTH的下限值亦称的为低电压拴锁(Under Voltage LockOut，UVLO)。因为磁滞比较器312的磁滞特性，使得上限值与下限值之间的差值会保持在一固定电压范围。
当电源VAC供电时，接收高电压讯号VHV的高电压开关J1的漏极端立即会被导通。当供应电压VDD还未被建立前，切换讯号VSW位于低位准。同时，第三晶体管S3被截止，且第二晶体管S2被导通。取样讯号VSP约略是第二晶体管S2的一临界电压，且产生在高电压开关J1的源极端及第一晶体管S1的漏极端。因为第二晶体管S2被导通，触发讯号VGJ1相同于取样讯号VSP，且产生在高电压开关J1的栅极端与第一晶体管S1的栅极端。
在此同时，第一晶体管S1被导通且高电压讯号VHV对供应电压VDD充电。第一晶体管S1用于作为一充电晶体管，以对供应电压VDD进行充电。当供应电压VDD达到临界讯号VTH的上限值时，切换讯号VSW位于高位准。同时，第三晶体管S3被导通及第二晶体管S2被截止。因为触发讯号VGJ1被下拉至接地端，所以第一晶体管S1会被截止，且高电压开关J1的栅极端会位在一低位准。于此一短暂周期，高电压开关J1的源极端-栅极端电压将高于一门坎值，且高电压开关J1将会被截止。
切换电路370包含一第四晶体管S4、一下拉电阻R3、一电压比较器320、一正反器330、一第一与门340及一第二与门350。第四晶体管S4具有一漏极端，其耦接侦测电路310，以接收取样讯号VSP。第四晶体管S4具有一源极端，其耦接下拉电阻R3的一端，以产生一输入讯号VINAC。下拉电阻R3的另一端耦接于接地端。第四晶体管S4的一栅极端用于接收一时脉讯号VCLK。一旦，时脉讯号VCLK位在一高位准，第四晶体管S4则被导通。因为下拉电阻R3的电压降，高电压开关J1的源极端-栅极端电压将小于门坎值，且高电压开关J1会被导通。相反地，一旦时脉讯号VCLK位在一低位准，高电压开关J1会被截止。
电压比较器320具有一正输入端与一负输入端，正输入端接收一参考讯号VREF，而负输入端耦接第四晶体管S4的源极端，以接收输入讯号VINAC。一旦，高电压开关J1及第四晶体管S4被导通时，输入讯号VINAC与高电压讯号VHV成比例，且输入讯号VINAC关联于取样讯号VSP。正反器330的一时脉输入端CK耦接于第四晶体管S4的栅极端，以接收时脉讯号VCLK。正反器330的一输入端D耦接于电压比较器320的一输出端，以接收一第一讯号V1。电压比较器320藉由比较输入讯号VINAC及参考讯号VREF，以产生第一讯号V1。由上述可知，电压比较器320用于根据取样讯号VSP及参考讯号VREF产生第一讯号V1。
脉宽调变电路360包含一振荡器362(OSC)、一脉宽调变比较器363、一反相器364、一正反器365及一与门366。振荡器362产生一振荡讯号PLS。脉宽调变比较器363的一正输入端接收回授讯号VFB。电流感测讯号VCS耦接至脉宽调变比较器363的一负输入端。回授讯号VFB关联于输出电压V0(如图2所示)，且电流感测讯号VCS关联于第二切换电流IP2(如图2所示)。正反器365具有接收一供应电压VDD的一输入端D、接收振荡讯号PLS的一时脉输入端CK、接收一重置讯号VRESET的一重置输入端R。当电流感测讯号VCS大于回授讯号VFB时，脉宽调变比较器363产生重置讯号VRESET。与门366的一第一输入端透过反相器364而耦接振荡器362，以接收振荡讯号PLS。与门366的一第二输入端耦接正反器365的一输出端Q。一脉宽调变讯号VPWM产生在与门366的一输出端。
第一与门340的一第一输入端耦接于正反器330的一输出端Q。脉宽调变讯号VPWM耦接于第一与门340的一第二输入端及第二与门350的一第一输入端。第二与门350的一第二输入端耦接正反器330的一输出端QN。第一驱动讯号VG1及第二驱动讯号VG2分别产生在第一与门340的输出端及第二与门350的输出端。
图4是本发明的电源VAC、高电压讯号VHV、第一驱动讯号VG1及第二驱动讯号VG2的波形图。若电源VAC的输入供应频率为50赫兹(Hz)，则电源VAC的周期大约在20毫秒(ms)。高电压讯号VHV是藉由第一二极管D1及第二二极管D2(如图2所示)的全波整流而产生。如图3所示，时脉讯号VCLK用于控制第四晶体管S4，以取样高电压讯号VHV。
当高电压讯号VHV高于参考讯号VREF时，第一驱动讯号VG1将被禁能，且第二驱动讯号VG2将被致能。因此，第一开关M1将被截止且第二开关M2将开始高频切换。一旦，高电压讯号VHV低于参考讯号VREF时，第二驱动讯号VG2将被禁能，且第一驱动讯号VG1将被致能。因此，第二开关M2将被截止且第一开关M1将进行高频切换。依据上述，当电源VAC低于一门坎时，例如参考讯号VREF，第一开关M1将开始切换，且第二开关M2将被截止。当电源VAC高于门坎时，第二开关M2将开始切换，且第一开关M1将被截止。换言的，控制电路30用于侦测电源VAC是否下降到经整流后的电源VAC的波谷，例如高电压讯号VHV的波谷或者输入电压VIN的波谷。当电源VAC低于门坎时，控制电路30驱动第一开关M1在一第一操作模式。当电源VAC高于门坎时，控制电路30驱动第二开关M2在一第二操作模式。
请复参阅图2，当第一开关M1切换时，一次侧绕组对二次侧绕组NS(第一绕组NP1的绕组数对二次侧绕组NS的绕组数)的匝数比为一低比值，而第一切换电流IP1为一高位准，且决定感测电路(第一感测电阻RS1)为一较低电阻值。当第二开关M2切换时，一次侧绕组对二次侧绕组NS(第一绕组NP1的绕组数与第二绕组NP2的绕组数对二次侧绕组NS的绕组数)的匝数比为一高比值，而第二切换电流IP2为一低位准，且决定感测电路(第一感测电阻RS1及第二感测电阻RS2)为一较高电阻值。因此，在经整流后的电源的波谷处，例如高电压讯号VHV的波谷或者输入电压VIN的波谷，藉由切换不同的绕组或调整一次侧绕组的一匝数比，透过第一开关M1与第二开关M2的切换控制可传输更多功率，以改善输出电压V0的涟波。
假使采用返驰式拓朴电路结构的功率转换器不具有储能电容，则当电源VAC下降至整流后的电源的波谷处时，输出电压V0将会产生很大的涟波。在整流后的电源的波谷期间，电源VAC会保持在一较低电压且持续一短暂周期。根据本发明，双开关返驰式功率转换器藉由增加另一开关M2，如金氧半场效晶体管MOSFET，双开关返驰式功率转换器仅具有小电容值的储能电容(如图2所示)或不需具有储能电容下(如图5所示)即能降低在输出电压V0的电压涟波。此外，因为MOSFET比储能电容的成本便宜，所以双开关返驰式功率转换器能省下整体物料的成本。
图6为图5中不具有储能电容的双开关返驰式功率转换器的电源VAC、高电压讯号VHV、第一驱动讯号VG1及第二驱动讯号VG2的波形图。当高电压讯号VHV高于参考讯号VREF，第一驱动讯号VG1将被禁能，而第二驱动讯号VG2将被致能。因此，第一开关M1(如图5所示)将被截止，而第二开关M2(如图5所示)将开始进行高频切换。一旦，高电压讯号VHV低于参考讯号VREF，第二驱动讯号VG2将被禁能，而第一驱动讯号VG1将被致能。因此，第二开关M2将被截止，而第一开关M1将开始进行高频切换。本发明的双开关返驰式功率转换器纵使仅具有较小的储能电容(bulk capacitor)或甚至缺少储能电容Ctiny(如图5所示)，其藉由切换不同的绕组或调整一次侧绕组的一匝数比，仍可减少位在输出电压V0的电压涟波。
上文仅为本发明的较佳实施例而已，并非用来限定本发明实施的范围，凡依本发明权利要求范围所述的形状、构造、特征及精神所为的均等变化与修饰，均应包括于本发明的权利要求范围内。

Claims (9)

1.一种双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其包含：
一变压器，包括一一次侧绕组及一二次侧绕组，该一次侧绕组具有一第一绕组及一第二绕组，该一次侧绕组耦接该双开关返驰式功率转换器的一电源；
一第一开关，切换该第一绕组；
一第二开关，切换该第一绕组与该第二绕组；以及
一控制电路，产生一第一驱动讯号及一第二驱动讯号，而控制该第一开关及该第二开关，以切换该变压器及调整该双开关返驰式功率转换器的一输出；
其中，该控制电路控制切换不同的绕组，使得在整流后的电源的一波谷处，透过该第一开关与该第二开关的切换控制可传输更多功率，以改善该双开关返驰式功率转换器的一输出电压的涟波。
2.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中当该第一开关进行切换且该第二开关截止时，该一次侧绕组对该二次侧绕组的一匝数比为一低比值，且流经该第一绕组的一切换电流为一高位准。
3.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中当该第二开关进行切换且该第一开关截止时，该一次侧绕组对该二次侧绕组的一匝数比为一高比值，且流经该第二绕组的一切换电流为一低位准。
4.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其更包含一感测电路，该感测电路耦接该第一开关与该第二开关，当该第一开关进行切换且该第二开关截止时，决定该感测电路为一较低电阻值，当该第二开关进行切换且该第一开关截止时，决定该感测电路为一较高电阻值。
5.如权利要求4所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中该感测电路包含一第一感测电阻及一第二感测电阻，该第一感测电阻耦接该第一开关，该第二感测电阻耦接该第二开关。
6.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中该控制电路包含：
一切换电路，依据一脉宽调变讯号及一取样讯号产生该第一驱动讯号及该第二驱动讯号；
一脉宽调变电路，依据一回授讯号及一电流感测讯号产生该脉宽调变讯号；以及
一侦测电路，侦测该电源以产生该取样讯号；
其中，该回授讯号关联于该双开关返驰式功率转换器的该输出，该电流感测讯号关联于流经该一次侧绕组的一切换电流。
7.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其调整该一次侧绕组的一匝数比，使得在整流后的电源的该波谷处，透过该第一开关与该第二开关的切换控制可传输更多功率，以改善该双开关返驰式功率转换器的该输出电压的涟波。
8.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中当该电源低于一门坎时，该第一开关将开始切换，且该第二开关将截止。
9.如权利要求1所述的双开关返驰式功率转换器，其特征在于，其中当该电源高于一门坎时，该第二开关将开始切换，且该第一开关将截止。
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PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

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