CN101174797A - 可变匝比的同步整流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及可变匝比的同步整流变换器，包括原边功率电路和副边电路，所述的原边功率电路包括主功率管和主变压器原边绕组，其特征在于还设有辅助功率管、辅助绕组、保护二极管和释放电容，所述的辅助绕组的同名端接主变压器原边绕组的异名端和主功率管的漏极，其异名端接保护二极管的阳极和释放电容的一端；保护二极管的阴极和释放电容的另一端接辅助功率管的漏极；辅助功率管和主功率管的源极接地，栅极分别接控制电路。该发明涉及的电路可以根据输入电压变匝比，在超宽输入范围的情况下，实现同步整流管自驱动。该发明的另外优点是：成本比较低、高效率、结构简单、工作非常稳定、可靠性高。

Description

可变匝比的同步整流变换器

技术领域

本发明涉及开关电源领域，特别涉及集成电路的开关电源，具体地说是一种可变匝比的同步整流变换器。

背景技术

当今开关电源的发展趋势是之一是效率要求越来越高，更高的效率可以使电源散热更少，高功率密度。采用肖特基二极管作为整流二极管的低电压输出的DC-DC开关电源，由于其正向压降约为0.4-0.6V，在低压大电流输出时，输出二极管上的导通损耗太大。同步整流技术是利用可控的功率开关管来替代二极管实现整流功能的技术。该方案能利用低阻的MOSFET导电通道来传导电流，在大电流通过的条件下取得比二极管固有的势垒电压还要低的导通压降，从而达到进一步减小电路的导通损耗的目的。80年代初即陆续将其应用与低压输出的DC-DC开关电源，称为同步整流管(Synchronous Rectifier)。

同步整流管的驱动方式有外驱动(Externally-driven)和自驱动(Self-driven)两种。由于自驱动电路结构相对简单，成本低且可靠性高，因此在小功率DC-DC变换器中同步整流管的驱动电路通常采用自驱动方式。

图1给出了一种常用的有源箝位同步整流正激电路，图2则是电路中各点主要波形。其中，V_gs1，V_gs3为主管和箝位管的MOSFET的门极电压波形，V_p为变压器原边波形，V_gs4，V_gs5为同步整流管的门极电压波形。虽然这种自驱动电路十分简单，但它只适合于输入电压不宽的范围。根据图1，可得同步整流管S₄和S₅的门极电压为：

$V_{\mathrm{gs}4}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{N_s}{N_p}=\frac{V_0}{D}$

$V_{\mathrm{gs}5}=V_{\mathrm{clamp}}\·\frac{N_s}{N_p}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{D}{1-D}\·\frac{N_s}{N_p}=\frac{V_0}{1-D}$

其中，V_in为输入电压，V_o为输出电压，D为稳态工作的占空比，N_p/N_s为变压器原边到副边的匝比(以下同)。

大多数同步整流管的门极驱动电压在4V到20V之间，如果假设输入电压范围为18V-75V，输出电压为3.3V，则不论如何取匝比，Vgs4，Vgs5的电压都不能在全输入范围内满足4V到20V之间，无法采用自驱动方案来实现同步整流。因此，不得不采用外驱动方案来实现。而要实现外驱动方案需要增加信号传输装置及副边辅助源，这增加了成本，降低了可靠性。同时，在这么宽的输入范围下，MOS管的设计很难优化，尤其是在输入高端时，副边续流管的反向恢复损耗大大增加，降低了输入高端时的效率。

发明内容

本发明的目的在于使电路在超宽输入范围的情况下，可以根据输入电压来调整匝比，从而在超宽输入范围的情况下实现同步整流管的自驱动。同时，由于在输入高端时的匝比比输入低端时的匝比大，这样就提高了输入高端时的占空比，降低了输入高端时的反向恢复损耗，提高了整体的效率。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的：

可变匝比的同步整流单端变换器，包括原边功率电路和副边电路，所述的原边功率电路包括主功率管和主变压器原边绕组，其特征在于还设有辅助功率管、辅助绕组、保护二极管和释放电容，所述的辅助绕组的同名端接主变压器原边绕组的异名端和主功率管的漏极，其异名端接保护二极管的阳极和释放电容的一端；保护二极管的阴极和释放电容的另一端接辅助功率管的漏极；辅助功率管和主功率管的源极接地，栅极分别接控制电路。

当输入电压为低端输入范围时(如18-36V)，主功率管工作，辅助功率管不工作；当输入电压为高端输入范围时(如36-75V)，辅助功率管工作，主功率管不工作。根据输入电压调整主变压器原边绕组到副边绕组的匝比，使得副边电路的同步整流管的栅源极间的电压满足在4V到20V之间，这样就在超宽输入范围内实现了同步整流管的自驱动。

所述的保护二极管为肖特基二极管，作用是保证当输入电压为低端输入范围时，电路能正常工作。其所述电容的作用是保证当输入电压为高端输入范围时，电路能正常工作。

所述的变换器是任何一种单端正激电路或反激电路。如谐振复位正激电路，RCD复位正激电路，第三绕组复位正激电路，稳压管复位正激电路，有源箝位正激电路等。副边整流可以是二极管整流，也可以是同步整流，同步整流的驱动方式可以是外驱动或是自驱动。

本发明还要提供一种可变匝比的同步整流推挽电路，包括原边功率电路和副边电路，所述的原边功率电路包括第一主功率管、第二主功率管、主变压器第一原边绕组和主变压器第二原边绕组，其特征在于还设有第一辅助功率管、第二辅助功率管、第一辅助绕组、第二辅助绕组、第一保护二极管、第二保护二极管、第一释放电容和第二释放电容，所述的第一辅助绕组的同名端接主变压器第一原边绕组的异名端和第一主功率管的漏极，其异名端接第一保护二极管的阳极和第一释放电容的一端；第一保护二极管的阴极和第一释放电容的另一端接第一辅助功率管的漏极；所述的第二辅助绕组的异名端接主变压器第二原边绕组的同名端和第二主功率管的漏极，其同名端接第二保护二极管的阳极和第二释放电容的一端；第二保护二极管的阴极和第二释放电容的另一端接第二辅助功率管的漏极；各功率管的源极接地，栅极分别接控制电路。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。其中：

图1为常用的有源箝位自驱动同步整流正激电路。

图2为图1中各点的波形。

图3为可变匝比的有源箝位自驱动同步整流正激电路。

图4为图3中各点在输入低端范围(18-36V)的波形。

图5为图3中各点在输入高端范围(36-75V)的波形。

图6为应用变匝比技术的反激电路。

图7为应用变匝比技术的推挽电路。

具体实施方式

图1为现有技术，在前面已经说明。我们可以清楚的看到，本发明在有源箝位自驱动同步整流正激电路中加入如图3所示一个辅助功率管S₂，保护二极管D₁，释放电容C₁和原边第二绕组，匝数为N_p2。从而在超宽输入电压范围内实现了自驱动。图4为在输入电压低端时各点的主要波形，其中V_gs1，V_gs2为有源箝位正激主管的驱动电压波形，V_gs3为复位管的驱动电压波形，V_gs4，V_gs5为同步整流管的门极电压波形。

参照图3，本发明可变匝比的有源箝位自驱动同步整流单端正激电路，包括原边功率电路、副边电路和有源箝位电路，所述的原边功率电路包括输入端电容C_in、主功率管MOSFET S₁、主变压器原边绕组N_p1、辅助功率管MOSFET S₂、辅助绕组N_p2、保护二极管D₁和释放电容C₁，所述的辅助绕组N_p2的同名端接主变压器原边绕组N_p1的异名端和主功率管MOSFET S₁的漏极，其异名端接保护二极管D₁的阳极和释放电容C₁的一端；保护二极管D₁的阴极和释放电容C₁的另一端接辅助功率管MOSFET S₂的漏极；辅助功率管MOSFET S₂和主功率管MOSFET S₁的源极接地，栅极分别接控制电路。

所述的副边电路包括变压器副边绕组N_S、整流管S₄、续流管S₅、输出电感L_o和输出端电容C_o，所述续流管S₅的漏极接变压器副边绕组的同名端和输出电感L_o的一端，栅极接整流管S₄的源极和输出端电容C_o的一端，所述整流管S₄的漏极接变压器副边绕组异名端，所述输出端电容C_o的另一端与输出电感L_o的另一端相连。所述的有源箝位电路包括串联成回路的有源箝位MOSFET S₃、有源箝位绕组和箝位电容C_c，并且所述有源箝位MOSFET S₃的源极与有源箝位绕组的异名端接地。

由图3可得在低端输入范围时(如18V-36V)，主功率管MOSFET S₁工作，辅助功率管MOSFET S₂和保护二极管D₁不工作，此时原边绕组匝数为N_p1。考虑到电容Cc足够大，因此在一个开关周期中可以用一个恒压源V_clamp来等效代替。同时，为了简化下面的分析，我们定义N_a＝N_p1＝N_P2，二极管和MOSFET的导通压降都定义为0V。其中：

(1)当主功率管MOSFET S₁导通时，有源钳位MOSFET S₃处于关断状态。

变压器上绕组的的电压V_p1＝V_in，V_p2＝V_in则

A点的电压为：V_A＝0

B点的电压为：V_B＝-V_in

D点的电压为：V_D＝-V_in+V_D1

其中V_D1＝V_in

肖特基二极管D₁的作用是保证当输入电压为低端输入范围时(如18-36V)，电路能正常工作。若没有二极管D₁，由于V_B＝-V_in，辅助功率管MOSFET S₂的寄生二极管会导通，而此时主功率管MOSFET S₁也是导通的，从而变压器短路，电路不能正常工作。所以必须有肖特基二极管D₁来保证电路的正常工作。

此时，副边整流管导通，它的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}4}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{N_s}{N_{p1}}$

(2)当主功率管MOSFET S₁关断时，控制电路打开有源钳位MOSFET S₃对变压器进行复位，变压器上绕组的的电压V_p1＝-V_clamp，V_p2＝-V_clamp，则

A点的电压为：V_A＝V_in+V_clamp

B点的电压为：V_B＝V_in+2□V_clamp

D点的电压为：V_D＝V_in++2□V_clamp+V_D1

此时，副边续流管导通，它的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}5}=V_{\mathrm{clamp}}\·\frac{N_s}{N_{\mathrm{pl}}}$

在高端输入电压时(如36V-75V)，主功率管MOSFET S₁不工作，辅助功率管MOSFET S₂和保护二极管D₁工作，此时原边匝数为N_p1+N_p2。如果没有电容C₁，电路在空载工作时，不能正常工作。我们先分析一下电容C₁的作用。

由于副边是同步整流方案，所以副边电感电流是连续的，这意味着在空载时，有时副边电流通过电感向输出电容充电，有时副边电流从输出电容放电到原边输入电源。我们定义副边电感电流为i_L。

(1)当辅助功率管MOSFET S₂导通，有源钳位MOSFET S₃处于关断状态，

副边电感电流i_L≤0时

A点的电压为：V_A＝0

则变压器绕组上的电压为V_p1＝V_in，V_p2＝V_in

B点的电压为：V_B＝-V_in

D点的电压为：V_D＝0

此时，同步整流管的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}4}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{N_s}{N_{\mathrm{pl}}}$

这样在75V的时候，驱动电压会超过20V。

当i_L≥0时，变压器绕组上的电压 $V_{\mathrm{pl}}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{in}},$ $V_{p2}=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{in}},$ 则

A点的电压为： $V_A=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{in}}$

B点的电压为：V_B＝0

D点的电压为：V_D＝0

此时，同步整流管的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}4}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{N_s}{N_{\mathrm{pl}}+N_{p2}}$

可见，在i_L≤0时，副边整流管的驱动电压是i_L≥0时的两倍，而驱动电压值会超过同步整流管的驱动范围4-20V。加了电容C₁后，会使电路在i_L≤0时，提供一个回路，使B点的电压为0，从而使A点的电压为 $V_A=\frac{1}{2}{V}_{\mathrm{in}},$ B点的电压为V_B＝0，D点的电压为V_D＝0。这样就跟i_L≥0时的情况一样了。此时，同步整流管的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}4}=V_{\mathrm{in}}\·\frac{N_s}{N_{\mathrm{pl}}+N_{p2}}$

在满载时，由于i_L≥0，所以不存在空载或轻载时的情况。

(2)当主功率管MOSFET S₁关断时，控制电路打开有源钳位MOSFET S₃对变压器进行复位，此时，无论空载或者满载，变压器绕组上的电压

V_p1＝-V_clamp，V_p2＝-V_clamp

这样A点的工作电压为：V_A＝V_in+V_clamp

B点的电压为：V_B＝V_in+2□V_clamp

D点的电压为：V_D＝V_in+2□V_clamp

此时，副边续流管的驱动电压为：

$V_{\mathrm{gs}5}=V_{\mathrm{clamp}}\·\frac{N_s}{N_{\mathrm{pl}}}$

本发明的变匝比技术不仅适用与有源箝位正激电路，同样也适用与其他任何一种单端正激电路，如谐振复位正激电路，RCD复位正激电路，第三绕组复位正激电路，稳压管复位正激电路，有源箝位正激电路等。副边整流可以是二极管整流，也可以是同步整流，同步整流的驱动方式可以是外驱动或是自驱动。

对图3的发明技术进行推广，还可得到图6、图7的其他发明方案。它们的特点介绍如下：

图6是本发明的变匝比技术在反激电路中的推广。该电路包括原边功率电路、副边电路，所述的原边功率电路包括主功率MOSFET S₁、和辅助功率管S₂，变压器原边第一绕组和第二绕组，输入端电容C_in，二极管D₁，电容C₁。所述的输入端电容一端接地，另一端接变压器原边第一绕组同名端和电源输入端，所述变压器原边第一绕组的异名端串联主功率MOSFET S₁后接地和接原边第二绕组同名端，原边第二绕组异名端接二极管D₁的阳极和电容C₁的一端，D₁的阴极和电容C₁的另一端串联主功率MOSFET S₂后接地。所述的副边电路包括变压器副边绕组、整流管D₂和输出端电容C_o，所述整流管D₂的阴极接变压器副边绕组的同名端，阳极接副边的地，变压器副边绕组的异名端接输出端电容C_o的一端，所述输出端电容C_o的另一端副边地相连。整流管D₂可由同步整流MOSFET代替，驱动方式可以是自驱方式，也可以是用外驱方式。

图7是本发明的变匝比技术在推挽正激电路中的推广。该电路包括原边功率电路、副边电路，所述的原边功率电路包括第一主功率管S₁、第二主功率管S₃、主变压器第一原边绕组N_p1和主变压器第二原边绕组N_p3，其特征在于还设有第一辅助功率管S₂、第二辅助功率管S₄、第一辅助绕组N_p2、第二辅助绕组N_p4、第一保护二极管D₁、第二保护二极管D₂、第一释放电容C₁和第二释放电容C₂，所述的第一辅助绕组N_p2的同名端接主变压器第一原边绕组N_p1的异名端和第一主功率管S₁的漏极，其异名端接第一保护二极管D₁的阳极和第一释放电容C₁的一端；第一保护二极管D₁的阴极和第一释放电容C₁的另一端接第一辅助功率管S₂的漏极；所述的第二辅助绕组N_p4的异名端接主变压器第二原边绕组N_p3的同名端和第二主功率管S₃的漏极，其同名端接第二保护二极管D₂的阳极和第二释放电容C₂的一端；第二保护二极管D₂的阴极和第二释放电容C₂的另一端接第二辅助功率管S₄的漏极；各功率管S₁，S₂，S₃，S₄的源极接地，栅极分别接控制电路。

所述的副边电路包括变压器副边第一绕组N_S1和副边第二绕组N_S2、整流管D₃和D₄，输出电感L_o和输出端电容C_o，所述变压器副边第一绕组N_S1的同名端接整流管D₃的阴极，副边第一绕组N_S1的异名端接电感L_o的一端和副边第二绕组N_S2的同名端，副边第二绕组N_S2的异名端接整流管D₄的阴极，整流管D₃的阳极、整流管D₄的阳极和电容C_o的一端相连后接地，电感L_o的另一端接电容C_o的另一端。整流管D₃和D₄也可由同步整流MOSFET代替，驱动方式可以是自驱方式，也可以是用外驱方式。

以上对本发明进行了详细说明，但本发明并不限定与此，凡在不违背发明的精神和内容所在的改进或替换，应被视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.可变匝比的同步整流单端变换器，包括原边功率电路和副边电路，所述的原边功率电路包括主功率管(S₁)和主变压器原边绕组(N_p1)，其特征在于还设有辅助功率管(S₂)、辅助绕组(N_p2)、保护二极管(D₁)和释放电容(C₁)，所述的辅助绕组(N_p2)的同名端接主变压器原边绕组(N_p1)的异名端和主功率管(S₁)的漏极，其异名端接保护二极管(D₁)的阳极和释放电容(C₁)的一端；保护二极管(D₁)的阴极和释放电容(C₁)的另一端接辅助功率管(S₂)的漏极；辅助功率管(S₂)和主功率管(S₁)的源极接地，栅极分别接控制电路。

2.如权利要求1所述的可变匝比的同步整流变换器，其特征在于：当输入电压为低端输入范围时，主功率管(S₁)工作，辅助功率管(S₂)不工作；当输入电压为高端输入范围时，辅助功率管(S₂)工作，主功率管(S₁)不工作。

3.如权利要求2所述的可变匝比的同步整流变换器，其特征在于所述的保护二极管(D₁)为肖特基二极管。

4.如权利要求1-3任何一项所述的可变匝比的同步整流变换器，其特征在于所述的变换器是任何一种单端正激电路或反激电路。

5.如权利要求4所述的可变匝比的同步整流变换器，其特征在于副边整流采用二极管整流或同步整流。

6.如权利要求5所述的可变匝比的同步整流变换器，其特征在于同步整流的驱动方式是外驱动或自驱动。

7.可变匝比的同步整流推挽电路，包括原边功率电路和副边电路，所述的原边功率电路包括第一主功率管(S₁)、第二主功率管(S₃)、主变压器第一原边绕组(N_p1)和主变压器第二原边绕组(N_p3)，其特征在于还设有第一辅助功率管(S₂)、第二辅助功率管(S₄)、第一辅助绕组(N_p2)、第二辅助绕组(N_p4)、第一保护二极管(D₁)、第二保护二极管(D₂)、第一释放电容(C₁)和第二释放电容(C₂)，所述的第一辅助绕组(N_p2)的同名端接主变压器第一原边绕组(N_p1)的异名端和第一主功率管(S₁)的漏极，其异名端接第一保护二极管(D₁)的阳极和第一释放电容(C₁)的一端；第一保护二极管(D₁)的阴极和第一释放电容(C₁)的另一端接第一辅助功率管(S₂)的漏极；所述的第二辅助绕组(N_p4)的异名端接主变压器第二原边绕组(N_p3)的同名端和第二主功率管(S₃)的漏极，其同名端接第二保护二极管(D₂)的阳极和第二释放电容(C₂)的一端；第二保护二极管(D₂)的阴极和第二释放电容(C₂)的另一端接第二辅助功率管(S₄)的漏极；各功率管(S₁，S₂，S₃，S₄)的源极接地，栅极分别接控制电路。

8.如权利要求7所述的可变匝比的同步整流推挽电路，其特征在于副边整流采用二极管整流或同步整流。

9.如权利要求8所述的可变匝比的同步整流推挽电路，其特征在于同步整流的驱动方式是外驱动或自驱动。

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