CN101755380A - 具有续流二极管的降压开关稳压器 - Google Patents

Abstract

一种续流DC/DC降压变换器包括：在输入电压和地之间连接的高边MOSFET、电感器和输出电容器。包括续流MOSFET和二极管的续流箝位连接在电感器两端。当高边MOSFET关断时，电流通过该电感器和续流箝位循环而不接地，这改善了变换器的效率。该变换器与传统Buck变换器相比具有较软的二极管恢复以及较小的电压过冲和噪声，并具有轻负载条件期间的独有优势的特色。

Description

具有续流二极管的降压开关稳压器

相关申请的交叉引用

本申请要求2007年4月25日提交的临时申请第60/926,097号的优先权，通过引用将其全部合并于此。

本申请涉及与其同时提交的名为“Boost And Up-Down SwitchingRegulator With Synchronous Freewheeling MOSFET”的申请号[代理人卷号AATI-29-DS-US]，通过引用将其全部合并于此。

技术领域

背景技术

一般需要稳压(volatge regulation)，以防止对例如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC的各种微电子组件供电的电源电压的变动，特别是在例如手机、笔记本计算机和消费者产品的电池供电的应用中。

由于产品的电池或DC输入电压经常必须升压到更高DC电压、或降压到更低DC电压，所以这样的稳压器被称为DC到DC变换器。只要电池的电压大于期望的负载电压，就使用降压变换器(一般称为Buck变换器)。降压变换器可包括感性开关稳压器、容性电荷泵、和线性稳压器。相反，只要电池的电压低于对其负载加电所需的电压，就需要升压变换器(一般称为Boost变换器)。升压变换器可包括感性开关稳压器或容性电荷泵。

在前述稳压器中，感性开关变换器可实现在最宽范围的电流、输入电压和输出电压上的优越性能。DC/DC感性开关变换器的操作基于以下简单原理：电感器(线圈或变压器)中的电流不能立即改变，并且电感器将产生反向电压以抵抗其电流的任何改变。

基于电感器的DC/DC开关变换器的基本原理在于将DC电源电压切换或“斩波(chop)”为脉冲或突发，并使用包括电感器和电容器的低通滤波器来对那些突发进行滤波，以产生良好(well-behaved)时变电压，即，将DC电压改变为AC电压。通过使用按照高频率切换的一个或多个晶体管以对电感器进行反复磁化和消磁，可使用该电感器来对变换器的输入电压进行升压或降压，产生与其输入电压不同的输出电压。在使用磁学将AC电压变高或变低之后，输出电压然后被向回整流为DC电压，并被滤波以去除任何纹波(ripples)。

DC/DC变换器典型地使用具有低通态阻抗的MOSFET(一般称为功率MOSFET)来实现。使用来自变换器的输出电压的反馈来控制切换条件，可维持恒定的经过良好调整的输出电压，而不管变换器的输入电压或其输出电流的快速改变。

为了去除由MOSFET的切换动作生成的任何AC噪声或纹波，将输出电容器放置在开关稳压器电路的输出端两端。电感器和输出电容器一起形成“低通”滤波器，该滤波器在达到负载之前能够防止MOSFET的大部分切换噪声。相对于滤波器的“LC”谐振(tank)的谐振频率，该切换频率(典型为1MHz或更多)必须为“高”。在多个切换循环期之间进行平均，切换的电感器如同具有慢慢变化的平均电流的可编程电流源那样运转。

由于被偏置为“通”或“断”开关的MOSFET控制平均电感器电流，所以MOSFET中的功率耗散理论上小，并且可实现在80％到90％范围内的高变换器效率。特别当使用“高”栅偏压将功率MOSFET偏置为通态开关时，其展示了具有典型为200毫欧或更小的低R_DS(on)阻抗的线性I-V漏极特性。在例如0.5A处，这样的装置将展示仅100mV的最大压降I_D·R_DS(on)，而不管其高漏极电流。其通态导电时间期间的其功率耗散是I_D ²·R_DS(on)。在给定示例中，当晶体管导电时耗散的功率是(0.5A)²·(0.2Ω)＝50mW。

由此，功率MOSFET使得其栅极偏置到其源极，即使得V_GS＝0。即使具有等于变换器的电池输入电压V_batt的施加的漏极电压V_DS，功率MOSFET的漏极电流I_DSS也非常小，一般最好低于一微安并更一般地在毫微安的范围内。电流I_DSS主要包括结漏。

为此原因，在DC/DC变换器中用作开关的功率MOSFET是有效的，因为在其关断条件下，其展示了高压降处的低电流，而在其接通条件下，其展示了低压降处的高电流。除了切换瞬变之外，功率MOSFET中的I_D·V_DS乘积保持小，并且开关中的功率耗散保持低。

开关稳压中的关键部分是将斩波器(chopper)的合成的AC输出向回变换或“整流”为DC电压所需的整流器功能。为了确保负载决不经历电压极性的反转，将整流二极管放置在切换的电感器和负载的串联路径中，由此阻止来自负载的大AC信号。整流器可在拓扑上位于高边路径(high-side path)中，即在功率或电池输入的正极端和输出的正极端之间，或在低边路径(low-side path)上，即在“地”返回路径中。整流器的另一功能是控制能量流的方向，使得电流仅从变换器流到负载，并不反转方向。

在一类开关稳压中，整流器功能采用P-N结二极管或肖特基二极管。肖特基二极管最好在P-N结上，因为其展示了比P-N结更低的正向压降，典型为400mV而非700mV，并因此耗散了较少功率。在正向传导期间，P-N二极管按照少数载流子的形式存储电荷。在二极管能够阻止其反向偏置的极性的电流之前，自然必须去除(即提取)或重组这些少数载流子。

因为肖特基二极管包括除了P-N结之外的金属半导体接口，所以理想上其不利用少数载流子来导电，并所以存储比P-N结二极管更少的电荷。利用更少的存储电荷，肖特基二极管能够更迅速地对于其端子两端的电压极性的改变作出应答，并以更高的频率操作。不幸的是，肖特基二极管具有几个主要缺点，其中之一是其展示大的(significant)不想要的断态泄漏电流，特别是在高温度下。结果，不幸的是，存在肖特基二极管的相对高的断态泄漏电流及其相对低的正向偏置压降之间的基本折衷。

此外，二极管在传导期间的压降越低，其在其断态中变得越漏。泄漏电流也展示电流的正电压系数，使得当泄漏电流增加时，功率耗散也增加，这导致肖特基二极管泄漏更多并耗散更多功率，导致甚至更多的加热。利用这样的正反馈，局部加热可导致热点变得更热并“独占(hog)”更多泄漏，直到该点达到使得装置发生故障的高电流密度为止，已知为热散逸的处理。

肖特基二极管的另一缺点在于，难以使用传统晶片制造工艺和制造业来将其集成为IC。具有用于肖特基二极管的最佳属性的金属在IC工艺中不是通常可用的。一些通常可用的金属展示太高的势垒(即，太高的压降)，而其他通常可用的金属展示太低的势垒电位(即，它们允许太多泄漏电流)。

不管这些限制，许多开关稳压器如今使用P-N二极管或肖特基二极管用于整流。作为两端子装置，整流器不需要栅极信号来控制其何时导电。除了由瞬态电荷存储引起的电流之外，整流器自然地防止反向电流，使得能量不能从输出电容器和电负载向回流入变换器及其电感器中。

为了降低压降和传导损耗，有时在开关稳压器中使用功率MOSFET代替肖特基整流二极管。作为整流器的MOSFET的操作通常通过将MOSFET与肖特基二极管并联放置并且只要二极管导电就接通MOSFET(即，与二极管的导电同步)而实现。在这样的应用中，MOSFET有时被称为“同步整流器”。

这样的同步整流器MOSFET可被调整尺寸，以具有低通态阻抗和比肖特基二极管更低的压降，当肖特基二极管导电时，电流从二极管转移(divert)到MOSFET沟道，并且降低“整流器”中的总功率耗散。大多数功率MOSFET包括寄生源极-漏极二极管。在开关稳压器中，该固有P-N二极管的定向(orientation)必须是与肖特基二极管相同的极性，即，阴极到阴极，阳极到阳极。由于硅P-N二极管和肖特基二极管的并联组合仅在短间隔(已知为“先开后合”间隔)中承载电流，所以在同步整流器MOSFET接通之前，二极管中的平均功率耗散低，并且肖特基二极管经常被一起排除。

假设晶体管切换事件与稳压器的振荡周期相比相对较快，则切换期间的功率损耗可被认为是微不足道的，或作为选择被看作固定功率损耗。总的说来，在低压开关稳压器中损耗的功率可通过考虑传导性和栅极驱动损耗来估计。然而，在多兆赫切换频率处，切换波形分析变得更重要，并且MOSFET的漏极电压、漏极电流、和栅极电压必须作为时间的函数来分析。

然而，与肖特基或P-N结二极管不同，同步整流器MOSFET允许电流双向流动，并必须按照精确定时对其栅极信号操作，以防止反向电流流动，并防止降低效率、增加功率耗散和加热、并可损坏装置的不想要的类型的传导。通过减慢切换速率并增加接通延迟，通常可以用效率换取DC/DC开关稳压器中的改善的鲁棒性。

应用以上原理，在宽范围的电路、电感器和变换器拓扑中，实现当前基于电感器的DC/DC开关稳压器。广泛地说，它们可被分为两种主要拓扑，非隔离和隔离变换器。

最通用的隔离变换器包括反激(flyback)变换器和正激(forward)变换器，并需要变压器或耦接的电感器。在更高功率处，也使用全桥式变换器。隔离变换器能够取决于变压器的初级或次级线圈匝数比而使得输入电压升高或降低。具有多个线圈的变压器可同时产生多个输出，包括比输入更高和更低的电压两者。变压器的缺点在于，它们比单线圈电感器大并经受不想要的杂散(stray)电感。

非隔离变换器包括降压Buck变换器、升压boost变换器、和Buck-boost变换器。Buck和boost变换器有效并且尺寸紧凑，特别当在兆赫频率范围中操作时，可使用2.2μH或更小的电感器。这样的拓扑产生每一卷单一的稳压输出电压，并需要专用控制环和单独PWM控制器用于每一输出，以不断调节MOSFET开关的接通时间，从而使得输出电压稳压。

在便携式和电池供电的应用中，通常采用同步整流来改善效率。采用同步整流的升压boost变换器已知为同步boost变换器。采用同步整流的降压Buck变换器已知为同步Buck变换器。

非同步相对于同步Buck变换器操作

如图1A中图示，现有技术Buck变换器1包括P沟道或N沟道功率MOSFET 2、电感器3、输出电容器4、肖特基整流二极管5、和脉冲宽度调制(PWM)控制器6。电感器3、MOSFET 2和整流器5共享这里被称为“V_x”节点(有时称为“L_x”节点)的公共节点，其展示电压V_x。二极管7寄生于MOSFET 2，并在Buck变换器1的规则操作中始终维持反向偏置和关断。

通过功率MOSFET 2的切换动作，V_x节点进行“轨到轨”切换，当MOSFET2接通(并传导电流I_L(on))时展示在大约V_batt之间交替的电势，而当MOSFET2关断时(当电流I_L(off)通过整流二极管5再循环时)展示稍微低于地的电势。V_x的波形在图1B的图表10中图示，其中通过表达式(V_batt-I·R_DS(on))给出当MOSFET 2传导时的V_x(曲线11)，并通过-V_f给出当MOSFET 2关断时的V_x(曲线14)。

在时间t＝12处，在持续时间t_on之后，电感器3将电压V_x驱动为负，并且取决于变换器1的设计和布局，在这点，V_x可经历一些电压电压过冲和不想要的振荡或振铃13。在间隔t_off之后，在时间15处，MOSFET 2接通，并且在二极管5从任何存储的电荷恢复之后，V_x展示正转换15，并且整个循环期重复。

在同步Buck变换器中，用第二功率MOSFET来替代整流二极管5。如图2A中所示，同步Buck变换器20包括高边功率MOSFET开关22、电感器23、输出电容器24、和具有本征并联二极管25的低边同步整流器MOSFET 21。MOSFET 22和21的栅极由先开后合(BBM)电路27驱动，并由PWM控制器26响应于在输出电容器24两端存在的来自变换器输出的反馈电压V_FB来控制。需要BBM操作，以防止通过MOSFET 21和22的V_batt和地之间的短路。

图2B的图表30中图示了同步稳压器20中的V_x的波形，其中通过高边功率MOSFET 22的切换动作，V_x节点进行轨到轨切换，当所述MOSFET接通(并传导电流I_L(on))时展示在大约V_batt之间交替的电势，而当MOSFET 22关断时(当电流I_L(off)通过MOSFET 21再循环时)展示稍微低于地的电势。当MOSFET 22传导时，V_x在图表30中被图示为等于V_batt-I·R_DS1(on)(曲线31)。

在时间t＝32处，在持续时间t_on之后，电感器23将V_x驱动为负，并且取决于变换器1的设计和布局，在安定(settling)为电压-V_f之前，电感器23可经历一些电压电压过冲和不想要的振荡或振铃33。在先开后合时间间隔t_BBM(由BBM电路27确定)之后的时间t＝34处，通过使得同步整流器MOSFET21导电而将Vx降低为幅度(-I·R_DS2(on))，与P-N二极管25中的耗散相比降低了功率损耗。

在时间t＝35处，正好在高边MOSFET 22接通之前，同步整流器MOSFET21关断，并且V_x返回到-V_f(即，二极管25两端的正向压降)(曲线36)。在间隔t_off之后，MOSFET 22接通，而在P-N二极管25从任何电荷存储恢复之后，V_x展示正转变37。取决于P-N二极管25的恢复，V_x可展示过压尖峰(spike)38。在尖峰38和随后的振铃之后，V_x稳定为(V_batt-I·R_DS1(on))并且整个循环期重复。

高边MOSFET 22可以是N沟道或P沟道MOSFET。接地的同步整流器MOSFET 21被更方便地实现为N沟道MOSFET。在变换器22的正常操作期间保持关断并反向偏置的二极管28是高边MOSFET 22固有的P-N二极管。由于二极管28在正常操作下不导电，所有其用虚线示出。只要高边MOSFET22关断，同步整流器MOSFET 21固有的二极管25就变为正向偏置，但仅当MOSFET 21关断时，二极管25才承载基本电流。可包括与MOSFET 21并联的肖特基二极管，但是具有串联电感可能不会工作快到足以转移来自正向偏置二极管25的电流。

如果能量从电池或电源流到DC/DC变换器中的时间的百分比(即，当高边MOSFET开关22接通而电感器23正被磁化的时间的百分比)被定义为变换器的占空因数D，则变换器的输出对输入电压比与占空比成比例，即：

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=D\≡\frac{t_{\mathrm{on}}}{T}$

尽管该等式描述了宽范围的变换比率，但是Buck变换器不能在无需特别快的装置和电路应答时间的情况下平滑地逼近零或一的电压比。考虑到这些因素，Buck变换器的占空比实际上被限制为5％到95％的范围。

强迫二极管恢复操作和影响

二极管恢复是开关稳压器中的功率损耗和电噪声的主源。在图2B的图表30中，因为二极管25中存储的电荷，而发生高dV/dt电压瞬变37和电压过冲38。该现象在图2C的图表40中得到了较好的解释，其中相对于时间绘制了整流器电流I_rect和电压V_x。在时间t₁之前，如插图41中所示，高边MOSFET22关断，而低边同步整流器MOSFET 21接通，承载与流经电感器23的电流I_L相同的电流I_rect，即I_rect＝I_L(曲线50)。在该间隔期间，V_x(同步整流器MOSFET21两端的电压)等于I_rect·R_DS2(on)(曲线60)。

在时间t₁处，MOSFET 21关断，而P-N结二极管25必须独自承载电感器电流I_L。结果，V_x的绝对幅度增加到-V_f(曲线61)。在该先开后合间隔期间，在P-N结二极管25中存储电荷。当高边MOSFET 22再次接通时，在插图42中图示的该条件保持直到时间t₂为止。

如插图43中所示，在MOSFET 22接通的时刻，其利用大漏极电压和小栅极电压而偏置，在其饱和区中作为受控的电流源工作，其中电流沿斜坡上升。当MOSFET 22中的电流沿斜坡上升时，其在电感器23中供应增加百分比的电流，缩小整流二极管25中的电流负荷，如I_rect电流中下降的线所详述的那样(曲线51)。在该斜坡上升期间，正向偏置的二极管25两端的电压的绝对值逐渐下降量ΔV_x(曲线62)，但是二极管25保持反向偏置并且V_x仍然低于地。

如果在P-N二极管25中不存在电荷，那么在电流I_rect达到零的时间t₂，二极管25将关断而I_rect将不再变负。但是因为P-N二极管25中存储的电荷，所以二极管25中的电流斜坡(曲线51)反转极性并实际上变负，电流流入二极管25的阴极。当二极管中的电荷耗尽和重组时，二极管25两端的电压逼近零(曲线63)。

在时间t₆，整流二极管25两端的电压反转极性并且二极管反转恢复电流达到其峰值(点52)。V_x然后以高dV/dt转换速率迅速升高(曲线64)，如插图44中示意性表示的，其由具有通态阻抗R_DS1(on)现在偏置为全通条件的高边MOSFET 22来供电。在该间隔期间，高边MOSFET 22必须供应通过电感器23的电流和二极管25中的反向恢复电流两者。二极管25中的反向电流意味着电流流入P-N结二极管的阴极，即使该二极管被反向偏置并且理论上应该关断。通过在反向偏置的同时暂时传导负电流(曲线53)，二极管25在间隔Δt_rr＝t₉-t₆期间产生能量损耗E_rr并由下式给定

$E_{\mathrm{rr}}\≈\underset{t_6}{\overset{t_9}{\∫}}I\left(t\right)\·V\left(t\right)\mathrm{dt}$

E_rr可以是大体上的。利用超过4W的瞬时功率(I_rr(peak)·V_batt)损耗，可发生1A或更多的反向电流。由于通过与V_batt相连的高边MOSFET 22来供应该反向电流，所以能量损耗与直通(shoot-through)电流损耗相似，并且使用三角形近似导致(2W)·Δt_rr/T的平均功率损耗。

此外，因为曲线63的区域中的高dV/dt，所以V_x过冲电池输入电压V_batt。该过冲的原因被示意性表示在图2D的等效电路100中，其中电池由电压源101表示，电感器由电流源103表示，充电的输出电容器由电压源104表示，具有漏极电流I₁的高边MOSFET由受控电流源102表示，而恢复二极管105由结电容107表示并且少数载流子扩散电容由P-N结二极管106表示。

插图108跟踪I₁随着时间的过去相对于高边MOSFET 102的漏极电压V_DS1的改变，其中V_DS1＝(V_batt-V_x)。例如，在时间t₂处，高边MOSFET关断，而电流I₁为零。当在其饱和区中工作的高边MOSFET的栅极电压的幅度从V_G(t₃)增加到V_G(t₇)(括弧109)时，电流I₁的幅度增加，而没有漏极电压V_DS1的显著改变。例如，在时间t₆处，V_x＝0，并且漏极电压具有电压V_DS1＝V_batt(点112)。该时间段期间的电压接近恒定，因为二极管105仍然包括存储的电荷，并将不使得V_x改变。然而，在时间t₇之外，二极管“现在开始(let’s go)”并且电压迅速改变(曲线111)。

再次参考图2C，在时间t₈处，电压过冲可达到峰值电压V_peak(点65)。如果V_peak的幅度是大于V_batt的600mV或更大，将立即正向偏置高边二极管28，这存储电荷并引起噪声和进一步的振荡(曲线66)。

最后，在时间t₉处，如图2C中的插图67所示，V_x电压稳定在V_batt(曲线67)，整流器电流I_rect是零(曲线54)，并且完成二极管25的反向恢复。再次参考图2D中的插图108，在点113，高边MOSFET 102的栅极达到偏压V_G(t₈)并且MOSFET 102进入其线性区(曲线110)，不再作为受控电流源运转。在线性区110中，漏极电流I₁和漏极电压V_DS1基本上不改变。

总之，作为先开后合操作的结果在同步Buck变换器中发生二极管恢复，其中高边和低边MOSFET两者暂时关断。二极管中存储的电荷导致电池输入端和地之间(即，变换器的功率输入端两端)的电流尖峰。其还引起增加的功率耗散、效率损耗、高dV/dt转换速率、电压过冲、噪声、和不想要的振铃和振荡。这样的振荡也可限制开关稳压器的最大操作频率。

栅极驱动损耗

Buck变换器中的功率损耗的另一源是由于MOSFET栅极电容的充电和放电。栅极驱动损耗的起源在图3A的Buck变换器120中进行了示意性表示，其中P沟道MOSFET 122包括漏极-栅极电容C_DG(电容器126)、栅极-源极电容C_GS(电容器128)、和漏极-源极电容C_DS(电容器127)。为了接通和关断MOSFET 122，栅极驱动器125必须供应瞬态栅极驱动电流i_G(t)，以按照期望的频率对与栅极相连的C_DG和C_GS电容器126和128进行充电和放电。示出的MOSFET的所有电容器是电压可变的。

漏极-栅极电容器126的幅度尤其重要，因为其在实际操作中看来比其小信号等效值更大。该对于输入电容的放大效应(原始上已知为双极放大器中的“米勒”效应)是变换器120中的电压增益的结果。该电压增益A_v(t)在MOSFET 122饱和的工作条件期间发生，并如同可编程电流源那样运转。C_DG输入电容与在切换瞬变期间变化的该增益成比例缩放。

即使MOSFET 122中的寄生电容引起栅极驱动和切换损耗，但是驱动MOSFET的电容所需的功率在栅极驱动器125中(而不是在MOSFET自身中)显现(manifested)，并必须由电池输入源V_batt来供应。将高边MOSFET从共源极配置的P沟道装置改变为源极跟随器的N沟道装置没有消除米勒反馈效应。

例如，在图3B的Buck变换器140中，高边N沟道MOSFET 142包括漏极-栅极电容C_DG(电容器146)、栅极-源极电容C_GS(电容器148)、和漏极-源极电容C_DS(电容器147)。为了接通和关断MOSFET 142，参考源极的(source-referenced)栅极驱动器145必须供应瞬变栅极驱动电流i_G(t)，以按照期望的频率对与栅极相连的C_DG和C_GS(电容器146和148)进行充电和放电。示出的MOSFET的所有电容器是电压可变的。

即使N沟道MOSFET 142的漏极在固定电势V_batt处偏置，栅极驱动器145也必须用电压V_x浮置，使得栅极电势V_G在切换瞬变期间相对于漏极电势V_D变化。结果，输入电容的幅度仍然通过米勒效应放大，并必须由栅极驱动器145驱动。驱动额外电容所需的功率从自举电容器149交付(delivered)，只要V_x接地，该功率就最终通过正向偏置的自举二极管150从V_batt供应。

所以在驱动Buck变换器中的高边MOSFET时发生栅极驱动损耗，而不管该装置是N沟道源极跟随器装置还是P沟道公共源极配置的装置。除了计算电压可变电容器中的功率损耗，功率MOSFET的栅极驱动需求的更精确的测量是图3C中示出的栅极电荷曲线160。该图表图示了MOSFET的栅极-源极电压V_GS对将栅极驱动到该电压所需的总栅极电荷Q_G的绘图。考虑到变化的偏置条件、前述米勒效应和非线性电容，栅极电荷测量方法在确定栅极驱动损耗时比电容计算更有用。

使用由恒定电流源I_G驱动其栅极的功率MOSFET来生成栅极电荷曲线。为了对栅极到漏极反馈的效应进行正确建模，MOSFET驱动包括电阻器或从V_batt供电的电流源的负载。该装置的特征在于，从关断MOSFET和零栅偏压(点161)开始，并且在开始时间，只是接通驱动MOSFET的栅极的电流源。当栅极V_GS电压升高到其阈值并超出该阈值时，然后在V_GS(on)，晶体管具有足够跨导来承载负载电流，并且漏极电压开始下降(曲线163)。

在dV_DS/dt转变期间，栅极-漏极电容C_DG必须由来自漏极和栅极端的相等和相反电荷来充电。由于恒定栅极电流正在对C_DG充电，所以不剩下电荷来对栅极-源极电容器C_GS充电，并结果栅极电势变为恒定(曲线164)。栅极电压中的该高原(plateau)表示满足电荷中性所需的电荷，并且对漏极到栅极反馈(即，整个瞬态的米勒效应)进行定量测量。一旦漏极电压下降到半恒定值，MOSFET就进入其线性区，其中V_DS＝I_D·R_DS1，并且栅极电压V_GS重新开始其向上转变。

由于测量中的栅极电流是恒定幅度I_G，所以图表160的横坐标可通过线性关系Q_G＝I_G·t从时间“t”改变为栅极电荷Q_G。如图表160中所示，可然后相对于栅极电荷绘制漏极电压V_DS(t)和栅极电压V_GS(t)。如图示的，存在将栅极驱动到特定栅极电压162和漏极电压165所需的唯一和特定量栅极电荷Q_G。由于节约了电荷，所以该图表的形状不取决于进行测量的速度。如果I_G增加，则时间t成比例减小，并且图表160保持不变。

在具有栅极电压V_GSα＝0的“断”和栅极处于电势V_GSβ的“全通”之间切换的功率MOSFET的有效输入电容由下式给出

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{\mathrm{\ΔQ}}{\mathrm{\ΔV}}=\frac{Q_{\mathrm{G\β}}}{V_{\mathrm{GS\β}}}$

其中Q_Gβ是MOSFET从断转变为通(即，Q_G(on))、然后通过其饱和区ΔQ_DG并进入其线性区ΔQ_D(lin)量所需的全部电荷之和，或作为

$C_{\mathrm{eq}}=\frac{Q_{\mathrm{G\β}}}{V_{\mathrm{GS\β}}}=\frac{Q_G\left(\mathrm{on}\right)+\mathrm{\Δ}{Q}_{\mathrm{DG}}+\mathrm{\Δ}{Q}_G\left(\mathrm{lin}\right)}{V_{\mathrm{GS\β}}}$

由于节约了电荷，所以将MOSFET的栅极驱动为电压V_GSβ的等效电容C_eq是路径独立的，这意味着将该装置偏置为全通条件所需的功率独立于驱动技术。然而栅极驱动功率损耗取决于漏偏压V_batt，这确定高原的宽度ΔQ_DG。V_tatt电压越高，V_DS的幅度越大而栅极高原ΔQ_DG越宽。

本质上，图表160中的ΔQ_DG高原(曲线164)表示对于在大比例尺MOSFET切换瞬变中测量的输入电容的小信号米勒反馈效应，并精确说明在瞬态中损耗的总能量。即使在切换期间使用电压源来对栅极供电，能量和功率损耗仍保持相同。只有通过使得引起ΔQ_DG的漏极电压转变最小化，才可在任何给定功率MOSFET中降低损耗。不幸的是，由于V_batt是DC/DC变换器的输入，所以其不可用作控制栅极驱动损耗的变量。

实际功率损耗取决于切换损耗的间隔相对于总体周期的相对关系。然而，初步损耗包括I₂·R_DS传导损耗和Q_G·V_G栅极驱动损耗，如下式给出的那样

P_loss≈P_conduction+P_gate-drive＝I²R_DS1D+Q_G·V_G·f

在DC/DC变换器中，通过反馈来控制占空因数D，以维持固定的输出到输入转换比。对于固定的电压输入电压、输出电压和负载电流，仅频率确定这两个损耗分量的加权。在低频率处，栅极驱动损耗占优势。在高频率处，切换损耗占优势。

更糟的是，MOSFET装置操作需要这些损耗之间的不可避免的折衷。该固有折衷可通过交换图3D中所示的纵坐标和横坐标轴将图表160变换为图表170而得到最好理解。如所示的，Q_G栅极电荷曲线包括截止部分161、饱和部分164、和线性部分162(如同其中Q_G与增加的V_GS成比例增加的图表160)。在同一图表170上，R_DS通态阻抗曲线展示随着增加的偏压下降的、对于栅极驱动的双曲线依赖性。在饱和的边缘，通态阻抗R_DS迅速下降(曲线171)为线性操作(曲线172)，并在大约栅偏压V_GSβ处达到最小值(曲线173)。

通态阻抗和栅极电荷的折衷由它们的乘积Q_G·R_DS图示，如图表160中的虚线曲线所示。由于两项都对损耗有贡献，所以使得Q_G·R_DS乘积最小化表示最大变换器效率和最小功率损耗。在区域174中，Q_G·R_DS乘积下降，因为通态阻抗171正下落。在区域176中，Q_G·R_DS乘积增加，因为Q_G正增加。在最佳偏置条件175之间存在使得Q_G·R_DS乘积最小化的地方。在实际变换器中，不能在该最佳条件处维持V_GS，因为V_GS随着电池输入电压改变。本质上，Q_G·R_DS乘积是用于给定技术和装置设计的优值系数(figure-of-merit)。

在不重新设计装置和过程的情况下，降低其操作中的栅极驱动损耗的唯一手段是限制装置操作期间的最大V_DS。不幸的是，Buck和同步Buck变换器在切换期间在高边MOSFET两端强加全电池输入电压V_batt，使得ΔQ_DG和关联的栅极驱动损耗最大化。

相反，同步整流器MOSFET不随着任何显著漏偏压在传导和非传导状态之间改变，所以米勒效应和过度ΔQ_DG高原不加重(aggravate)其栅极驱动损耗。

Buck变换器的问题

如上所示，Buck变换器由于其整流器中的功率耗散而展示差效率和过度加热。肖特基二极管经受过度泄漏和热散逸的风险。同步整流消除了传统非同步Buck变换器中的整流器传导损耗和加热问题，但是不能消除Buck变换器中的所有问题。

例如防止高边和低边功率MOSFET中的直通传导所需要的先开后合操作需要两个装置暂时关断的停滞时间(dead time)。在该间隔期间，与同步整流器MOSFET并联的P-N二极管必须承载全电感器电流，并且在这样做时存储电荷。存储的电荷导致引起变换器的输入端两端的电流路径的强迫二极管恢复、并引起高dV/dt转换速率、电压过冲、振荡和噪声——与非同步Buck变换器中相同。

此外，消除二极管不是选项。图4A的电路200图示了去除了整流二极管的Buck变换器，包括具有本征并联二极管205的高边MOSFET 202、电感器203和输出电容器204。与Buck或同步Buck变换器不同，在节点V_x和地之间不存在二极管。得到的操作电路200的切换波形示出在图4B的图表210中，其中一旦MOSFET 202接通，漏极和电感器电流就线性斜坡上升211，而MOSFET 202两端的电压仅为I_L(t)·R_DS(on)，这意味着V_x≈V_batt，如曲线215所示。

在时间t₁处，当MOSFET 202关断时，V_x立即展示负向电压瞬变(曲线216)，以便维持恒定电感器电流(点212)。没有整流器，节点处的电压V_x没有限制地变负(低于地)直到断态MOSFET 202两端的V_DS1超出二极管205的雪崩击穿BVD_SS1为止，将其驱动为击穿。负V_x电压过冲并轻微振铃(曲线217)直到其安定在电压V_x＝(V_batt-BV_DSS1)为止。如果MOSFET 202易碎(即，不鲁棒)，它将立刻展示反向折转(snapback)I-V特性并损坏自己。如果MOSFET 202鲁棒，它将维持击穿电压BV_DSS1，直到MOSFET 202停止传导的时间t₂，电流沿斜坡向下到零(曲线213)。这时，电感器203如同电线(而不是电流源)那样运转，并且V_x从点218向上跳到电容器电压V_out，如曲线219所示。

这样的装置被称为加固(rugged)功率MOSFET。加固MOSFET通过它们在MOSFET中的硅半导体或导体材料由于过热而熔化之前所能吸收的能量E_j的幅度来评价。不认为热失效是坚固性的失效。按照这种方式的功率装置操作已知为未箝位的感性切换或UIS，并在汽车应用中使用的许多螺线管和电机驱动装置中常见。因为能量从电感器203转储(dumped)到二极管205中，所以UIS操作具有非常差的能量效率。这样从Buck变换器中去除整流二极管不是可行的选项。

不幸的是，留下整流二极管也产生问题，特别在轻负载条件下，其促使电感器电流变得断续。该现象在图5A的图表225中进行了图示。对于以高电流I_L(high)操作的Buck变换器，电感器电流按照达到两者大大高于零的最大电流(点227)和最小(点226)的向上和向下斜坡连续交替。在较低的电感器电流I_L(mid)处，峰值电流(点229)大大高于零，但是最小值(点228)接近零。

低于该最小值的任何电感器电流I_L促使电感器电流成为断续的。在这样的情况下，电感器电流具有正峰值电流(点231)但是具有在点230和232截断为零的最小值，二极管传导时间现在限于总周期T的小百分比，并且本质上按照与MOSFET 236的关断时间不同的频率和占空比传导。断续传导增加变换器输出中的纹波和噪声。

在例如图5B的电路235的以轻负载操作的同步Buck变换器中，必须注意在电流达到零和I_L反转极性之前关断低边MOSFET 237。如果同步整流器MOSFET保持接通太长时间，则电感器电流将如曲线233所示反转方向。电流反转意味着电感器239中的电流将从负载242向回流动并进入稳压器，沿着远离负载241和输出电容器240并进入变换器电路的错误方向移动能量，这期间效率受损。

所以，电路235将以在部分循环期中流动的电流I_L(forward)和在剩余循环期中流动的I_L(reverse)振荡。一些电负载241在AC条件下没有正确操作。但是同步整流器MOSFET 237的感测和关断是有问题的，因为V_x上的噪声，以及因为没有精确测量电感器239中的低幅度电流的容易方式。如果MOSFET 237关断太晚，则电感器电流反转并且能量丢失。如果它过早关断，则二极管238不得不在更长时间内承载电流并存储更多电荷。这也展示了在同步整流器关断时的振荡，这降低效率并生成噪声。

此外，在非常轻负载处，高边MOSFET的接通时间变得非常短，整个变换器被迫按照可变频率几乎没有电感器电流流动(即，几乎关断)地操作。几乎关断的操作使得难以对负载电流的突变作出反应，并可导致差瞬态稳压，特别是在轻负载操作中。

概述

现有技术Buck和同步Buck开关稳压器两者经受消极影响效率、噪声、稳定性以及更多的它们的电路拓扑固有的很多限制。所需要的是替代降压拓扑，其改进或消除例如整流器切换和传导损耗、直通传导、存储的电荷和二极管恢复、高dV/dt和电压过冲、高栅极驱动损耗、电流反向的问题。

发明内容

根据本发明的DC/DC变换器可被称为续流降压变换器。该变换器包括：全部在输入端和电源电压端之间串联连接的高边MOSFET、电感器和输出电容器。续流箝位(clamp)包括续流二极管和与该电感器并联连接的续流MOSFET。该续流MOSFET被连接为使得其阳极耦接到该电感器和该输出电容器之间的节点，而其阴极耦接到该节点。先开后合(BBM)电路被连接为分别驱动所述高边和续流MOSFET的栅极；和脉冲宽度调制电路，被连接为驱动该BBM电路。该变换器的输出端耦接到该电感器和该输出电容器之间的节点。从该变换器的输出端供应负载。典型地，反馈电路连接在该输出端和该脉冲宽度调制电路的输入端之间。可选地，箝位二极管可连接在该电源电压端与在该高边MOSFET和该电感器之间的节点之间。箝位二极管的阳极连接到该电源电压端，而其阴极连接到该高边MOSFET和该电感器之间的节点。在许多实施例中，该电源电压端被偏置到地。地是可为实际地或任何其他电压的电路地；V_batt和地之间的电势差表示输入DC电压。

本发明的变换器如下操作：在操作的第一时期中，高边MOSFET接通并从输入端向电感器传导电流；续流MOSFET关断并且续流二极管被反向偏置使得没有电流流经该续流箝位。在该第一时期期间，使得电感器磁化。在操作的第二时期中，高边MOSFET关断；电流开始循环经过续流二极管，并且结果该电感器的输入端的电压下降到等于比该变换器的输出电压低一个正向偏置二极管压降的水平。第二时期可被称为第一先开后合(BBM)间隔，因为高边MOSFET已关断，但是续流MOSFET还没有接通。在操作的第三时期中，续流MOSFET接通并转移来自续流二极管的电流，这将电感器两端的压降降低到续流MOSFET的通态阻抗和通过续流MOSFET的电流的数学乘积。由于该电压乘积典型地非常小，所以电感器的输入端的电压大致等于第三时期期间的变换器的输出电压。在操作的第四时期期间，续流MOSFET再次关断，并且电感器的输入端的电压上升到等于比该变换器的输出电压低一个正向偏置二极管压降的水平。第四时期可被称为第二先开后合(BBM)间隔，因为续流MOSFET已被关断而高边MOSFET还没有被再次接通。由于电感器的输入端的电压接近第二、第三和第四时期期间的变换器的输出电压，所以在这些时期期间相对很少电流流到负载。在第四时期之后，高边MOSFET再次接通，并且重复该循环期。

本发明的续流降压变换器的优势是很多的。例如，与传统Buck或同步Buck变换器相比，该变换器经历更软二极管恢复以及更少电压过冲和噪声。供应到续流二极管的二极管恢复电流没有流到地，而是流到输出电容器和负载。这样，在续流降压变换器中，甚至二极管恢复电流也向负载供应能量，由此改善变换器效率。并且，续流降压变换器还提供轻负载操作期间的独有优势。在该条件下，当负载正引出(draw)太少电流而不能将输出电压维持为目标值时，续流降压变换器可在高边MOSFET保持关断而电感器继续在续流箝位中再循环电流的条件下操作达到延长的持续时间，而不影响负载中或输出电容器中的电流的极性。通过维持大于平均负载电流的电感器电流，显著改善了负载瞬变期间的稳压。

附图说明

图1A是传统现有技术Buck开关稳压器(A)示意的电路图。

图1B是示出了Buck开关稳压器中的切换波形的图表。

图2A是传统现有技术同步Buck开关稳压器的电路图。

图2B是示出了同步Buck开关稳压器中的切换波形的图表。

图2C是示出了在二极管强迫反转恢复波形期间的波形的图表。

图2D是强迫二极管恢复条件的等效电路图。

图3A是示出了在共源极配置的功率MOSFET中对与栅极驱动相关的切换损耗作出贡献的组件的电路图。

图3B是示出了在源极跟随器配置的功率MOSFET中对与栅极驱动相关的切换损耗作出贡献的组件的电路图。

图3C是示出了作为栅极电荷的函数的V_GS和V_DS的图表。

图3D是示出了通态阻抗和栅极电荷之间的折衷的图表。

图4A是示出了没有整流器的Buck变换器中的未箝位感性切换的电路图。

图4B是图4A的Buck变换器中的波形的图表。

图5A是示出了轻负载操作期间Buck变换器中的断续传导的图表。

图5B是示出了同步Buck变换器中的电流反转的电路图。

图6是根据本发明的续流降压变换器的电路图。

图7A-7D是描述续流降压变换器的操作模式的电路图，包括电感器正被磁化(图7A)、整流二极管续流(图7B)、MOSFET续流(图7C)和整流二极管续流(图7D)。

图8A-8D是示出了续流降压变换器的波形的图表，包括电感器节点处的电压V_x(图8A)、电感器电流I_L(图8B)、高边MOSFET和续流箝位之间“交接(hand off)”的电流(图8C)和电感器两端的电压VL(图8D)。

图9A示出了续流降压变换器中在强迫二极管恢复期间的叠加的电流和电压波形。

图9B是传统Buck变换器的等效电路图。

图9C是用于续流降压变换器的等效电路图。

图10A是示出了作为传统Buck和续流降压变换器中的栅极电荷的函数的栅极和漏极电压之间的比较的图表。

图10B是传统Buck和续流降压变换器中的通态阻抗/栅极电荷折衷的图表。

图11A是轻负载条件下的续流降压变换器的等效电路图。

图11B是图示了轻负载操作期间的续流降压变换器中的电压和电流波形的图表。

图12A是具有P沟道高边MOSFET和P沟道续流MOSFET的续流降压变换器的电路图。

图12B是具有N沟道高边MOSFET跟随器和P沟道续流MOSFET的续流降压变换器的电路图。

图12C是具有固定轨驱动的具有P沟道高边和N沟道续流MOSFET的续流降压变换器的电路图。

图12D是具有电荷泵浮置驱动的具有P沟道高边和N沟道续流MOSFET的续流降压变换器的电路图。

具体实施方式

图6图示了根据本发明作出的续流降压变换器和开关稳压器的一个实施例。如所示的，变换器250包括高边功率MOSFET 251、电感器252、输出电容器253、包括二极管258和续流功率MOSFET 257的续流箝位256、先开后合(BBM)电路261和脉冲宽度调制(PWM)控制器260。使用来自变换器250的输出端的反馈V_FB，PWM控制器260的操作控制MOSFET 251和257的接通时间以调整指定输出电压V_OUT。DC/DC变换器的反馈电路是本领域公知的并在例如名为“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter Including DownInductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter”的申请号11/890,818和名为“High-Efficiency DC/DC Voltage Converter IncludingUp Inductive Switching Pre-Regulator And Capacitive Switching Post-Converter”的申请号11/890,956中进行了描述，所述申请中的每一个都提交于2007年8月8日并通过引用而全部合并于此。

在输入电压、负载电流和温度的指定范围中调整输出电压V_OUT。在这方面，变换器250是开关稳压器。所有开关稳压器也可被看作变压器(尽管该变换并非必须是真实的)。将不进行区分开关稳压器和开关变压器的努力。

在变换器250中，高边MOSFET 251可以是具有BBM电路261的栅极驱动电路的适当改变的P沟道或N沟道MOSFET。二极管255是可选的，并可是MOSFET 251固有的，假设其阴极与正输入V_batt相连。如所指的，二极管253在变换器250的正常操作期间维持反向。

续流MOSFET 257可以是具有BBM电路261的栅极驱动电路的适当改变的P沟道或N沟道MOSFET。在优选实施例中，续流二极管258存在并与续流MOSFET 257并联，假设其阳极与输出V_OUT相连。二极管258可以是MOSFET 251固有的。它们一起构成续流箝位256，当其导通时，承载电流I_fw。

在变换器250的正常操作期间，续流二极管258取决于高边MOSFET 251的导通条件而在反向偏置和正向偏置之间交替。在优选实施例中，续流MOSFET 257具有足够低的通态阻抗，使得当MOSFET 257处于其低阻抗“通状态”时，其转移通过MOSFET 257的沟道流入续流二极管258的电流的非常大部分，并与MOSFET不导电时相比，导致更低的箝位256两端的压降。

二极管254是可选的，并不需要用于续流降压变换器的操作。在正常操作下将其阴极与V_x节点相连，二极管254保持反向偏置并不导电。二极管254的存在可以是单片(monolithically)集成MOSFET 251和257的典型产物(artifact)。

如所描述的，通过与切换周期相关的高边MOSFET 251的接通时间来控制输出电压V_OUT，由此其符合与先前对于Buck变换器描述的相同电压变换公式，即

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=D\≡\frac{t_{\mathrm{on}}}{T}$

其中T是PWM 260中的时钟或斜波发生器的周期，而V_in是可由电池供电或可由任何其他电源、DC/DC变换器、AC/DC适配器、或用于实现变换器250的组件的指定工作电压范围内的电源的输出供电的输入标签(labeled)V_batt。

由于t_on＜T，所以续流变换器250的输出电压必须低于其输入电压，这样稳压器严格地是具有限于V_batt和地之间的正输出的降压变换器。MOSFET切换的速度限制实际上将占空因数限制在用于最高几兆赫的PWM时钟频率的5％和95％之间。其上，因为控制环中的传播延迟而使得占空因数范围变窄。

PWM控制器260不限于固定频率，而还可利用变化频率(例如，具有固定接通时间和可变关断时间或在PWM和可变频率模式之间交替)来操作。PWM控制器260还可通过将输出电容器253充电到某最大电压然后让其衰减到某最小值并重复该循环，而在迟滞(hysteretic)模式中操作。与固定频率PWM操作相比，可变频率或迟滞操作在消耗更少操作电流的同时，典型地展示增加的输出纹波。

续流降压变换器操作

如先前描述的，使用来自稳压器的输出的反馈V_FB，PWM控制电路260的操作控制MOSFET 251和257的接通时间，以调整指定输出电压V_OUT。

续流降压变换器的操作的原理是利用高边MOSFET 251的接通时间来控制电感器252中的电流，并通过利用与电感器252并联的低阻抗续流MOSFET257(所述续流MOSFET与高边MOSFET 251异相导电)分流(shunt)电感器电流I_L来控制电感器252的V_x节点处的电压瞬变。续流降压变换器的操作序列图示在图7A-7D中，而波形示出在图8A-8D中。

操作的第一时期由图7A的电路265示出，其中高边MOSFET 251接通并传导电流I_HS＝I_L，续流MOSFET 257关断而续流二极管258反向偏置，使得通过续流箝位256的电流(I_fw)等于零。在高边MOSFET 251导电的同时，V_x(图8A中的曲线281所示)等于V_x＝(V_batt-I_L·R_DS1)，几乎等于V_batt。在没有续流电流的情况下，I_HS＝I_x＝I_L＝I_OUT。电感器电流I_L以值291开始该循环期，并沿斜坡上升到值292，如图8B所示。电感器电流I_L也等于图8C中示出的高边MOSFET电流I_HS(分别为值296和297)。

在该循环期期间，输出电压V_out由反馈电容器253的电感器电流I_L控制。每循环期中传递到输出电容器253的电荷dQ(库仑为单位)然后为

dQ_c＝I_y·t_on＝I_L·t_on

并且由于dV_c＝dQ_c/C，所以输出电容器的电压的递增量dV_c由下式给出

${\mathrm{dV}}_c=\frac{I_L\·t_{\mathrm{on}}}{C}$

结果，MOSFET 251的接通时间t_on确定在任何一个循环期中传递到负载和输出电容器的电荷量。如图8D的图表300中所示，电感器252两端的电感器的电压(曲线301)由V_L＝((V_batt-I_L·R_DS1)-V_out)≈(V_batt-V_out)给出，其中R_DS1是高边MOSFET 251的通态阻抗。

图7B的电路266图示了在续流降压变换器250的操作中的第二时期。如图8A中所示，紧靠MOSFET 251在时间t_on关断之后，V_x立即下降到比输出低一个正向偏置二极管压降V_f的水平或(V_out-V_f)。如图8D中所示，该转变(曲线302)反转电感器252两端的电压V_L的极性，但是不向传统Buck变换器中那样驱动V_x低于地。

由于续流二极管258通过在MOSFET 251和257两者关断的任何时间(例如在先开后合间隔期间)通过电感器252承载电流而充当自时(self-timed)电压箝位和电流反流，所以续流MOSFET 257中的传导定时比较不严格。在该时期期间，其幅度等于电感器252中的电感器电流I_L(图8B中的电流292)的高边MOSFET 251中的电流I_HS(图8C中的电流297)被“交接”到续流箝位256(图8C中的电流298)。

更详细地，一旦MOSFET 251关断并且I_HS＝I_x＝0，则续流箝位256通过电感器252承载全电流，这样I_L≈I_fw。因此，电感器252不能强迫电压V_out或V_x在该周期期间改变，因为输出端的电流(I_OUT)大致等于零并且V_x节点处的电流(I_x)也大致等于零。因为通过电感器252的电流被分流，所以电感器252不能将电流供应到任何其他电路元件或强迫输出端或V_x管脚上的电压移动。如图8A中所示，该条件在BBM电路261确定的持续时间t_BBM的BBM间隔283中一直持续。

在操作的第三时期中，如图7C中所示，在BBM间隔283之后，续流MOSFET 257接通并转移来自二极管258的电流，这将传导续流箝位256两端的压降304从-V_f降低到-I_L·R_DS2，其中R_DS2是MOSFET 257的通态阻抗。在该时间期间，V_x大致等于V_OUT。在PWM控制下，MOSFET 257在操作的第四时期中关断达到图7D所示的持续时间t_BBM，在该时间期间，二极管258承载电感器电流I_L。

在作为时钟周期的时间T处，循环期按照以下顺序重复，高边MOSFET251接通，V_x从～V_out跳到～V_batt，电感器252两端的极性返回到正值，而续流箝位256将其电流I_fw(点299)向回“交接”到高边MOSFET 251(点296)，如图8C中所示。

比较续流变换器250的操作和传统Buck或同步Buck变换器的操作，一些显著区别是明显的。V_x节点决不超出供电轨(supply rail)的范围，而是(忽视MOSFET通态阻抗)在输入电压V_batt和输出电压V_OUT(非地)之间转变。较小的电压范围(V_batt-V_out)降低了栅极电荷和栅极驱动损耗，并减少强迫二极管恢复期间在二极管258上的应力(stress)。

而且，与Buck变换器不同，在续流变换器250中，仅当高边MOSFET 251接通和导电时，电感器252才向输出端和电容器253传递其电流I_L。在续流阶段期间，当高边MOSFET关断时(以上第二、第三和第四时期)，电感器电流继续维持并不与负载相互作用，这避免了极性反转和负载中的噪声的问题。

降低的二极管恢复应力和损耗

图8D的图表300图示了电感器252两端的电压V_L。在公开的续流降压变换器中，V_L也是续流二极管258和续流MOSFET 257两端的电压。图8D中所示的波形所以在导致强迫二极管恢复的任何瞬变(即，先开后合(BBM)间隔之后的大电压瞬变)期间是有意义的。

紧靠BBM间隔305之后发生这样的情况，当在时间T时，电感器电压V_L在瞬变306中突然上升(fly up)，并紧靠正向电流已正在二极管258中流动之后，在P-N二极管258两端施加～V_batt的反向偏压。这样，在操作的第四时期结束时，期望一些二极管恢复应力。

图9A的图表340扩展该操作区域，这图示了针对时间绘制的二极管恢复电流波形I_PN。I_PN的波形与传统Buck变换器中的强迫二极管恢复期间的电流波形类似，以通过二极管258的正向偏置电流开始(曲线341)、其中高边MOSFET 251返回接通的固定dI/dt的区域(曲线342)、峰值反电流(点343)。和最后当存储的电荷消散时的反电流的衰减(曲线344)。即使假设用于现有技术Buck和公开的续流变换器的相同电流波形，对应电压波形也基本上不同，这是二极管恢复期间的不同电路拓扑的结果。

如图9B的等效电路图中所示，二极管恢复期间的传统Buck或同步Buck变换器380包括表示与V_batt的正极端385相连的高边MOSFET的受控电流源381、反向恢复中的与地相连的二极管386(其中二极管386由P-N二极管387和电容器388的并联组合表示)、表示电感器电流I_L的固定电流源382、表示充电到电压V_c＝V_out的变换器的输出电容器的电压源383、和负载384。

在二极管恢复之前的正向偏置条件下，二极管387导电，并且在二极管387两端逐渐形成(develop)正向偏压V_f。由于二极管387的阳极接地，所以在正向偏压下，电压V_x低于地，如图表340中的曲线346所示。

恢复386中的二极管386被表示为电容器388和P-N二极管387的并联组合。电容器388表示没有任何少数载流子电荷存储的取决于电压的结电容C_j(V_x)。P-N二极管387表示与在正向偏置期间或紧靠正向偏置之后在P-N结二极管中存储的少数载流子关联的扩散电容。总电流I_rect包括传导电流以及在耗尽电容和扩散电容两者中的任何电流，或

$I_{\mathrm{rect}}=I_{\mathrm{cond}}+C_j\frac{{\mathrm{dV}}_j}{\mathrm{dt}}+(I_{\mathrm{recomb}}+I_{\mathrm{extract}})$

位移电流(C_j·dV_j/dt)用结电压对促使空间电荷或耗尽区变宽或变窄的结电容进行充电或放电。重组电流描述了取决于半导体材料的少数载流子寿命的少数载流子的正常重组。提取电流描述了扩散到耗尽区中并传送到结的另一边的少数载流子，即变为多数载流子。

该等式的复杂性在于，结偏压影向电流，而电流影响结偏压，包括该结的内部反馈的类型。就是以下效果：即使当如曲线347所示从装置去除少数载流子时，仍使得该结两端的电压有些恒定。最终，当去除最后少数载流子时，电压V_x(rect)按照高dV/dt转换速率迅速从-V_f升高到V_batt。电压过冲(点349)、振铃(曲线350)并最后安定在V_x＝V_batt。

Buck拓扑的一个重要方面是高边电流源381和恢复二极管386本质上在整流二极管386的反向恢复期间使电源385短路。利用供应电流的接近全电池输入电压(用于二极管恢复的特别苛刻(harsh)的偏置条件)，发生该恢复。相反，图9C的续流降压变换器展示较柔和的恢复条件。

如图9C的等效电路图所示，二极管恢复期间的续流降压变换器400包括表示与V_batt的正极端405相连的高边MOSFET的受控电流源401、反向恢复中的与输出端相连的二极管406(由P-N二极管407和电容器408的并联组合表示)、表示电感器电流I_L的固定电流源402、表示充电到电压V_c＝V_out的变换器的输出电容器的电压源403、和负载404。

在二极管恢复之前的正向偏置条件下，二极管407导电，并且在二极管两端逐渐形成正向偏压V_f。但是由于二极管407的阳极没有接地而是与输出电压联系到一起，所以在正向偏压下，电压V_x不象Buck变换器那样低于地(曲线346)，而是比输出电压低一个正向压降(即，V_x＝(V_out-V_f))，如图表340中的曲线360所示。

如Buck变换器的情况那样，结电容408和扩散电容保持V_x电压半恒定(曲线361)，同时二极管406恢复，但是之后，驱动二极管恢复的净偏压仅为(V_batt-V_out)，而不是Buck变换器中那样的全输入电压。利用较低的施加电压，二极管恢复较软，具有较低转换速率(曲线362)、较小过冲(点363)、和最小振铃(曲线364)。

除了较软恢复和较小过冲之外的另一优势在于，高边MOSFET 401向二极管406供应的二极管恢复电流I_fw不是向地流动而是向输出电容器403和负载404流动。这样，在续流降压变换器中，甚至二极管恢复电流也向负载供应能量，由此改善变换器效率。

降低的栅极驱动损耗

续流降压变换器的其他优势在于其降低的栅极电荷和栅极驱动损耗。因为V_x仅在最大值(+V_batt-I_L·R_DS1)和最小值(+V_out-V_f)之间变化，所以高边MOSFET 251两端的漏极到源极电压摆动ΔV_DS1大致为(V_batt-V_out)。该较低电压摆动的优势在于米勒效应的降低和较低的栅极电荷损耗。该优势在图10A中进行了图示，其中图表440包括两个栅极电荷曲线-用于续流降压变换器的曲线Q_G(B)和用于传统Buck变换器的曲线Q_G(A)。

如所示的，用于Buck变换器的栅极电荷曲线Q_G(A)包括截止区、在点449结束的ΔQ_GD高原区、和超出高原区的线性区450，对应漏极到源极电压曲线具有区域441、442和443。在漏极到源极电压曲线的截止区441中，V_DS等于V_batt。在漏极到源极电压曲线的线性区443中，V_DS等于I_L·R_DS1。

相反，用于续流降压变换器的栅极电荷曲线Q_G(B)包括截止区、在点447结束的ΔQ_GD高原区、和超出高原区的线性区448，对应漏极到源极电压曲线具有区域444、445和446。在漏极到源极电压曲线的截止区444中，V_DS等于(V_batt-V_out)，即输入和输出电压之间的差。在漏极到源极电压曲线的线性区443中，V_DS等于I_L·R_DS1，这与传统Buck变换器相同。

由于在续流降压变换器中，漏极电压在较小范围上摆动，所以ΔQ_GD高原的宽度成比例地降低。该优势在图10B中得到了更清楚的图示，图10B绘制了MOSFET的栅极电荷(曲线466和467)、通态阻抗(曲线465)、和相对于x轴上的栅偏压V_GS的y轴上的Q_G·R_DS相乘乘积(曲线468和469)。如图表450中所示，直到截止区中的点462，两个变换器中的高边MOSFET都展示相同的栅极电荷461。在点462之外，与续流降压变换器的较小米勒效应电荷463相比，反馈效应促使Buck变换器展示幅度464的附加电荷ΔQ_GD。对于较高的栅偏压，两个MOSFET展示具有等效斜率的线性增加的栅极电荷466和467。

为了进行更精确的比较，两个应用电路中的MOSFET线性区栅极电荷466和467可由阻抗465标准化，导致用于续流和Buck拓扑的优值系数曲线468和469。Buck变换器的优值系数曲线469具有最小值Q_G·R_DS1，其大大高于续流降压变换器的优值系数曲线468。取决于MOSFET的构造以及变换器的输入和输出电压，续流降压变换器与在相似条件下操作的现有技术Buck变换器相比可容易地将栅极驱动损耗降低80％那么多。

消除断续和反向电感器电流

续流降压变换器还提供轻负载操作期间的独有优势，如图11A的等效电路图500图示那样。如所示的，在轻负载条件期间，当负载508正引出小电流以将V_out维持为目标值时，续流降压变换器可在以下条件下操作达到延长的持续时间，即，高边MOSFET 505保持关断(并所以示出为断路)而电感器504继续使得其电流在续流箝位501中再循环，而不影响负载508中或输出电容器507中的电流极性。

在MOSFET 505关断而I_x＝0的时间期间，负载从电池输入切断，而电感器504中的电流I_L主要通过通态MOSFET 502传导，分流正向偏置的二极管503。由于I_L＝I_fw，所以没有电感器电流流入包括电容器507和负载508的输出506，即I₁＝0。由于I₁为零，所以负载电路506本质上从变换器500的剩余部分切除，而输出电容器507向负载508供应需要的电流I_out。

在感性电流再循环的延长周期期间，没有能量从电感器或电池传递到输出电路506，并且当电容器507放电时，输出电压V_out将逐渐降低。输出电压V_out的降低由图11B的图表515中的曲线516图示。曲线518示出的电压V_x跟踪自从续流MOSFET传导期间以来的输出电压，

V_x＝V_out-I_L·R_DS2

在该时间期间，电感器和续流MOSFET电流I_fw＝I_L仅在幅度上轻微下降(图表520的曲线523)。如果输出电压V_out下垂(sag)太低，则可通过比较器或各种其他部件来检测该条件。如图表515中图示的，当V_out在点517处达到限制V_out(min)时，控制电路检测该输出电压正超出指定调整。

一旦检测到该条件，续流MOSFET 502就关断，而高边MOSFET 505暂时接通，将V_x驱动为曲线521表示的电压，刷新电容器507并使得V_out达到在其指定电压范围的高端V_out(max)的电压(曲线518)。

在该间隔期间，将电感器电流传递到负载508和输出电容器507，由此I₃＝I_L，并所以I_fw＝0。一旦V_out达到曲线518表示的条件，高边MOSFET 505就关断，续流MOSFET 502接通，而这些变换器返回到等效电路图500中示出的其续流状态，使得续流电流I_fw等于电感器电流I_L。

由于在输出电路506中不存在基本电感，所以对于电阻负载508，电流I_out和输出电压V_c＝V_out与时间常数τ_out＝RC成指数地衰减，而无需用于反转极性的任何手段。类似地，在仅存在结电容的情况下，续流分流和电压箝位501连续传导电感器电流I_L，其与时间常数τ_FW＝L/R以指数方式衰减。在该隔离续流电路中不存在大电容的情况下，不存在可使得电感器电流I_L反转极性的手段。

即使存在足够的寄生和结电容来形成LC谐振并引起振荡，并且即使电感器电流没有最终反转方向，其对变换器的效率也没有影响。在轻负载操作中，正如正常操作中一样，只要电感器电流正续流，那么I₁＝0并且I₃＝0，使得续流电路不影响高边MOSFET 505或输出电路506中的电流或电压。

作为选择，只要I_L接近反转其极性的条件，就可检测极性并可关断续流MOSFET 502。但是由于I₃＝0，所以在任何情况下，电流I_L的极性对输出电路506没有影响，并与变换器的轻负载操作无关。

理论上，如果I_L沿反方向流动，则当MOSFET 505返回接通时，其可引起电流尖峰。防止该电流尖峰的一种手段是在再次接通MOSFET 505之前一直等待直到I_L沿其正常方向(即，从V_x节点到V_out节点)向回振荡为止。然而，即使I_L沿其反方向流动，其幅度也将为小，并且得到的电流尖峰将是可忽略的。

续流降压变换器MOSFET栅极驱动考虑

作为实际内容，续流降压变换器中的高边和续流MOSFET可包括N沟道和P沟道装置的任何组合。

在图12A中示出的所有P沟道实施例中，续流降压变换器530包括高边P沟道MOSFET 531、续流P沟道MOSFET 532、电感器533和输出电容器534。只要高边MOSFET 531关断，与续流MOSFET 537并联的续流二极管536就成为正向偏置并导电，而只要高边MOSFET 531接通，与续流MOSFET537并联的续流二极管536就相反地保持反向偏置并不导电。

如示意图530中图示的，高边MOSFET 531由输入电压V_batt所供电的CMOS栅极缓冲器535驱动。当缓冲器535的输出为V_batt时，MOSFET 531的栅极到源极电压V_GS1等于零并且MOSFET 531关断。当缓冲器535的输出为地时，MOSFET 531的栅偏压V_GS2等于-V_batt并且MOSFET 531完全接通和导电。高边MOSFET 531的通态阻抗不取决于V_out的值。与MOSFET 531并联的二极管539保持反向偏置和不导电。(如这里使用的，V_GS1向给定MOSFET分配栅极缓冲器提供的高栅极电压，而V_GS2向给定MOSFET分配栅极缓冲器提供的低栅极电压，除非在上下文中以别的方式指明。)

也在电路530中，续流MOSFET 532包括具有与电感器533并联连接的本征P-N二极管536的P沟道晶体管537。由变换器的输入电压V_batt供电，栅极驱动缓冲器538利用轨到轨信号来驱动MOSFET 537。当缓冲器538的输出为V_batt时，MOSFET 537的栅偏压V_GS1等于V_batt-V_out＞0，这是正栅偏压。由于MOSFET 537是P沟道MOSFET，所以正栅偏压使其关断。当缓冲器538的输出为地并且V_x≈V_out时，MOSFET 537的栅偏压V_GS2等于-V_out，并且MOSFET 537接通并导电。

续流P沟道MOSFET 537的通态阻抗取决于电压V_out。如果V_out接近V_batt，则利用接地的栅极，印(impress)在MOSFET 537上的V_GS的幅度大并且其阻抗低。相反，如果V_out接近地，则由于V_GS2＝-V_out，所以MOSFET 537没有被完全增强并且其通态阻抗将高。对于非常低的输出电压变换器，例如V_out＝0.9V，栅极驱动可不足以接通续流MOSFET 537。

在图12B中示出的互补跟随器实施例中，续流降压变换器560包括高边N沟道MOSFET 561、续流P沟道MOSFET 567、电感器563和输出电容器564。只要高边MOSFET 561关断，与续流MOSFET 567并联的续流二极管566就成为正向偏置并导电，而只要所述高边MOSFET 561接通，与续流MOSFET 567并联的续流二极管566就相反地保持反向偏置并不导电。

如示意图560中图示的，只要高边MOSFET 561关断，高边MOSFET 561就由充电到电压V_boot的自举电容器570所供电的自举供电的CMOS栅极缓冲器565驱动。在该时间期间，V_x大致等于V_out，并且V_boot充电到电压(V_batt-V_out-V_f)，其中V_f是自举二极管571两端的正向压降。当缓冲器565的输出高时，其输出被偏置到电压(V_x+V_boot)，使得V_GS1＝V_boot并且MOSFET 561接通。高边MOSFET 561的通态阻抗取决于V_out的值。如果V_out为低，即较接近地，则V_boot大并且MOSFET 561在其接通状态中被完全增强。相反，如果，V_out为高，即较接近电池电势，则V_boot可不足以完全增强N沟道MOSFET561。

为了关断高边N沟道561，其栅极必须被偏置到等于或在负值上大于V_x的电势。如所示的，当缓冲器565的输出低时，因为将缓冲器565指向(reference)到浮置V_x节点，所以栅偏压V_GS1＝0并且N沟道MOSFET 561关断和不导电。与MOSFET 561并联的二极管569保持反向偏置和不导电。

在变换器560中，如同在变换器530中那样，续流MOSFET 562包括具有与电感器563并联的本征P-N二极管566的P沟道晶体管567。而且，由V_batt供电，栅极缓冲器568用等于全电池电压范围的偏压范围来驱动MOSFET567。当缓冲器568的输出为V_batt时，V_GS1≈0，零栅偏压关断P沟道晶体管567。当缓冲器568的输出为地并且V_x≈V_out时，栅偏压V_GS2＝-V_batt并且MOSFET 567接通并导电。

P沟道567的通态阻抗取决于电压V_out。如果V_out接近V_batt，则利用接地的栅极，印在MOSFET 567上的V_GS的幅度为大并且其阻抗低。相反，如果V_out接近地，则由于V_GS2＝-V_out，所以装置没有被完全增强并且其通态阻抗将为高。对于非常低的输出电压变换器、例如V_out＝0.9V，栅极驱动器可不足以接通续流MOSFET 567。

图12C和12D中示出的续流降压变换器600和630的互补MOSFET实现采用由栅极缓冲器605和635进行轨到轨驱动的P沟道高边MOSFET 601和631。高边MOSFET 601和631的通态阻抗不取决于输出电压V_out。

变换器600和630中的N沟道续流MOSFET 607和637在它们的栅极驱动器上不同。在图12C中示出的变换器600中，N沟道续流MOSFET 607由V_batt供电的栅极缓冲器608进行轨到轨驱动。将MOSFET 607的栅极接地使得MOSFET 607关断。当缓冲器608的输出被偏置到V_batt时，MOSFET 607如同跟随器那样运转，并在V_out没有太接近V_batt的情况下展示低阻抗。如果V_out太接近V_batt，则栅偏压可不足以提供MOSFET 607中的低通态阻抗。

N沟道续流MOSFET的栅极驱动器的改进实施例在图12D中示出，其中通过只要高边MOSFET 631接通并导电就接通低边MOSFET 643，栅极缓冲器638由充电为几乎全电池电压V_batt的电荷泵电容器640供电。在该时间期间，二极管642正向偏置并向电容器640充电电压V_CP＝(V_batt-V_f)，其中V_f是二极管642两端的正向压降。在该时间期间，MOSFET 644关断而二极管645反向偏置。

为了接通续流MOSFET 637，电荷泵MOSFET 643与高边MOSFET 631一致地关断。MOSFET 644接通，使得电荷泵电容器640和栅极缓冲器638的负极端指向输出电压V_out。紧接着，电容器640的正极端呈现电势(V_CP+V_out)，使得续流N沟道MOSFET 637的栅偏压然后由关系V_GS＝V_CP≈V_batt给出。由于栅极缓冲器638和N沟道续流MOSFET 637被指向V_out，所以MOSFET 637的通态阻抗与V_out的值独立。与高边P沟道MOSFET 631相同，续流N沟道MOSFET 637所以具有不取决于V_out的值的低通态阻抗。

在这方面，变换器630表示栅极驱动器和包括这里公开的降压续流变换器和稳压器的功率MOSFET拓扑的优选实施例。

下表总结了续流降压开关稳压器的性能优势，并将它们与比较不有利的现有技术Buck和同步Buck变换器进行比较。

参数	Buck	同步Buck	续流降压
				Vmax＞|Vx|＞Vmin	+Vbatt到-Vf	+Vbatt到-Vf	+Vbatt到+Vout
负Vx	是	是	否
				ΔVDS1摆动	高，Vbatt	高，Vbatt	低，Vbatt-Vout
栅极电荷ΔQDG	高	高	低
				整流器损耗	高，IL·Vf	低，IL 2·RDS2	低，IL 2·RDS2
恢复电压	高二极管应力	高二极管应力	低二极管应力
				恢复dV/dt	高转换速率	高转换速率	降低的转换速率
恢复电流	分流Vbatt	分流Vbatt	到输出
				轻负载	断续	电流反向	连续

尽管已描述了本发明的特定实施例，但是这些实施例是图示性的而非限制性的。根据这里的描述，许多附加和替换实施例对于本领域技术人员来说将是显而易见的。

Claims (22)

1.一种DC/DC变换器，包括：

在输入端和电源电压端之间串联连接的高边MOSFET、电感器和输出电容器；

续流箝位，包括与该电感器并联连接的续流MOSFET；

先开后合(BBM)电路，被连接为分别驱动所述高边和续流MOSFET的栅极；

脉冲宽度调制电路，被连接为驱动该BBM电路；和

输出端，与该电感器和该输出电容器之间的节点耦接。

2.根据权利要求1的DC/DC变换器，还包括与该续流MOSFET并联的续流二极管。

3.根据权利要求2的DC/DC变换器，其中该续流二极管包括该续流MOSFET中的本征二极管。

4.根据权利要求2的DC/DC变换器，其中该续流二极管被有方向地连接，以阻止在该输入端和该电源端之间的电流流动。

5.根据权利要求1的DC/DC变换器，其中该BBM电路包括BBM缓冲器，具有被连接为分别驱动所述高边和续流MOSFET的栅极的输出端，该BBM缓冲器的第一电源端连接到该输入端，该BBM缓冲器的第二电源端连接到该电源电压端。

6.根据权利要求5的DC/DC变换器，其中所述高边和续流MOSFET中的每一个包括P沟道MOSFET。

7.根据权利要求5的DC/DC变换器，其中所述高边MOSFET包括P沟道MOSFET，而所述续流MOSFET包括N沟道MOSFET。

8.根据权利要求1的DC/DC变换器，其中该BBM电路包括第一BBM缓冲器，具有被连接为驱动该高边MOSFET的栅极的输出端，该第一BBM缓冲器的第一电源端通过第二二极管连接到该输入端，该第一BBM缓冲器的第二电源端耦接到该高边MOSFET和该电感器之间的公共节点，自举电容器连接在该第一BBM缓冲器的第一和第二电源端之间。

9.根据权利要求8的DC/DC变换器，其中该高边MOSFET包括N沟道MOSFET。

10.根据权利要求8的DC/DC变换器，其中该BBM电路包括第二BBM缓冲器，具有被连接为驱动该续流MOSFET的栅极的输出端，该第一BBM缓冲器的第一电源端连接到该输入端，该第一BBM缓冲器的第二电源端连接到该电源电压端。

11.根据权利要求10的DC/DC变换器，其中该续流MOSFET包括P沟道MOSFET。

12.根据权利要求1的DC/DC变换器，其中该BBM电路包括第一BBM缓冲器，具有被连接为驱动该续流MOSFET的栅极的输出端，该第一BBM缓冲器的第一电源端通过第二二极管连接到该输入端，该第一BBM缓冲器的第二电源端通过第三MOSFET连接到该电源电压端并通过第四MOSFET连接到该电感器和该输出电容器之间的公共节点，自举电容器连接在该第一BBM缓冲器的第一和第二电源端之间。

13.根据权利要求12的DC/DC变换器，其中该续流MOSFET包括N沟道MOSFET。

14.根据权利要求12的DC/DC变换器，其中该BBM电路包括第二BBM缓冲器，具有被连接为驱动该高边MOSFET的栅极的输出端，该第一BBM缓冲器的第一电源端连接到该输入端，该第一BBM缓冲器的第二电源端连接到该电源电压端。

15.根据权利要求14的DC/DC变换器，其中该高边MOSFET包括P沟道MOSFET。

16.根据权利要求1的DC/DC变换器，包括反馈电路，从该输出端延伸到该脉冲宽度调制电路的输入端。

17.一种用于将第一DC电压变换为第二DC电压的方法，包括：

提供包括第一开关和第二开关的电路，该第一开关串联连接在该变换器的输入端和电感器的第一端之间，该第二开关耦接在该第一端和该电感器的第二端之间；

将该第一DC电压连接到该变换器的输入端；

闭合该第一开关从而使得该电感器磁化；

在闭合该第一开关的同时，维持该第二开关断开；

断开该第一开关；

在断开该第一开关之后，闭合该第二开关，以便允许续流电流流经该第二开关和该电感器；和

在该变换器的输出端取得该第二DC电压，该输出端耦接到该电感器的第二端。

18.根据权利要求17的方法，包括并联连接二极管和该第二开关。

19.根据权利要求18的方法，包括在闭合该第二开关之前断开该第一开关之后，允许经过第一BBM间隔。

20.根据权利要求18的方法，包括断开该第二开关。

21.根据权利要求20的方法，包括在断开该第二开关之后重新闭合该第一开关。

22.根据权利要求21的方法，包括在重新闭合该第二开关之前断开该第二开关之后，允许经过第二BBM间隔。

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